JPH08163190A - 送受信機 - Google Patents
送受信機Info
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- JPH08163190A JPH08163190A JP6297510A JP29751094A JPH08163190A JP H08163190 A JPH08163190 A JP H08163190A JP 6297510 A JP6297510 A JP 6297510A JP 29751094 A JP29751094 A JP 29751094A JP H08163190 A JPH08163190 A JP H08163190A
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- frequency
- circuit
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J3/00—Time-division multiplex systems
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/403—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency
- H04B1/408—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency the transmitter oscillator frequency being identical to the receiver local oscillator frequency
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
- H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
- H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
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- H04B1/54—Circuits using the same frequency for two directions of communication
- H04B1/56—Circuits using the same frequency for two directions of communication with provision for simultaneous communication in two directions
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
Abstract
(57)【要約】
【目的】 簡単な構成で送信信号の歪みを除去できる送
受信機を提供する。 【構成】 送信タイミングと受信タイミングとが異なる
通信方式の送受信機において、送信系回路で増幅される
前の送信信号と、受信系回路での受信信号とを比較する
比較回路６Ｉ，６Ｑと、この比較回路６Ｉ，６Ｑで検出
された差分を送信信号に帰還させる帰還回路５Ｉ，５Ｑ
とを備え、直交変調器７Ｉ，７Ｑ，８の出力を送信する
タイミングで、直交復調器１５Ｉ，１５Ｑ，１６で受信
信号を得る処理を行い、このときの比較回路６Ｉ，６Ｑ
で検出された差分を帰還回路５Ｉ，５Ｑで送信信号に帰
還させて、送信信号に発生する歪みを除去するようにし
た。
受信機を提供する。 【構成】 送信タイミングと受信タイミングとが異なる
通信方式の送受信機において、送信系回路で増幅される
前の送信信号と、受信系回路での受信信号とを比較する
比較回路６Ｉ，６Ｑと、この比較回路６Ｉ，６Ｑで検出
された差分を送信信号に帰還させる帰還回路５Ｉ，５Ｑ
とを備え、直交変調器７Ｉ，７Ｑ，８の出力を送信する
タイミングで、直交復調器１５Ｉ，１５Ｑ，１６で受信
信号を得る処理を行い、このときの比較回路６Ｉ，６Ｑ
で検出された差分を帰還回路５Ｉ，５Ｑで送信信号に帰
還させて、送信信号に発生する歪みを除去するようにし
た。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、送信タイミングと受信
タイミングとが異なるＴＤＭＡ方式の送受信機に適用し
て好適な送受信機に関する。
タイミングとが異なるＴＤＭＡ方式の送受信機に適用し
て好適な送受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】携帯用無線電話機のような無線送受信機
の場合には、送信処理された送信信号を送信用増幅器で
増幅処理してから送信用アンテナに供給し、無線送信さ
せるようにしてある。この場合、この無線送信信号の相
手側での受信状態を良好にするためには、送信用増幅器
での増幅により、送信出力を出来るだけ高くして送信す
るのが好ましい。
の場合には、送信処理された送信信号を送信用増幅器で
増幅処理してから送信用アンテナに供給し、無線送信さ
せるようにしてある。この場合、この無線送信信号の相
手側での受信状態を良好にするためには、送信用増幅器
での増幅により、送信出力を出来るだけ高くして送信す
るのが好ましい。
【０００３】また、受信側で正確に送信信号を復調でき
るようにするために、送信用増幅器での増幅時には、出
来るだけ増幅で送信信号に歪みを生じさせないことが重
要である。特に、送信信号として位相変調された信号を
送信させる場合には、送信信号に生じる歪みが、受信側
でビット誤りなどを生じさせる要因となる可能性が非常
に高く、送信信号に歪みを生じさせないことが非常に重
要である。
るようにするために、送信用増幅器での増幅時には、出
来るだけ増幅で送信信号に歪みを生じさせないことが重
要である。特に、送信信号として位相変調された信号を
送信させる場合には、送信信号に生じる歪みが、受信側
でビット誤りなどを生じさせる要因となる可能性が非常
に高く、送信信号に歪みを生じさせないことが非常に重
要である。
【０００４】この歪みの少ない増幅器としては、例えば
Ａ級増幅器と称される信号の全周期にわたって直線動作
を行う増幅器を使用するのが好ましい。
Ａ級増幅器と称される信号の全周期にわたって直線動作
を行う増幅器を使用するのが好ましい。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところが、携帯用無線
電話機のようなバッテリ駆動型の無線送受信機は、送信
処理に使用できる電力に限りがあり、バッテリの持続時
間を考慮すると、なるべく増幅器での増幅などに使用す
る電力を抑える必要がある。
電話機のようなバッテリ駆動型の無線送受信機は、送信
処理に使用できる電力に限りがあり、バッテリの持続時
間を考慮すると、なるべく増幅器での増幅などに使用す
る電力を抑える必要がある。
【０００６】このような消費電力の点からは、上述した
Ａ級増幅器を使用するのは好ましくない。即ち、Ａ級増
幅器は歪みが少ないと言う利点がある反面、無信号時で
も電流を流しておく必要があり、増幅効率が非常に悪
く、送信出力を高くすると、消費電力が非常に大きくな
ってしまう不都合がある。
Ａ級増幅器を使用するのは好ましくない。即ち、Ａ級増
幅器は歪みが少ないと言う利点がある反面、無信号時で
も電流を流しておく必要があり、増幅効率が非常に悪
く、送信出力を高くすると、消費電力が非常に大きくな
ってしまう不都合がある。
【０００７】消費電力を抑える点からは、増幅効率の高
い増幅器、例えばＣ級増幅器を使用するのが好ましい。
このＣ級増幅器は、入力正弦波に対して出力電流の流れ
る期間が２分の１周期未満であるように、増幅素子のバ
イアス点を選ぶ増幅方式の増幅器で、少ない電力で高い
増幅ができ、増幅効率が良い。
い増幅器、例えばＣ級増幅器を使用するのが好ましい。
このＣ級増幅器は、入力正弦波に対して出力電流の流れ
る期間が２分の１周期未満であるように、増幅素子のバ
イアス点を選ぶ増幅方式の増幅器で、少ない電力で高い
増幅ができ、増幅効率が良い。
【０００８】ところが、Ｃ級増幅器は増幅効率が高い反
面、増幅信号に歪みが発生する欠点がある。このため、
Ｃ級増幅器を送信用増幅器として使用する場合には、増
幅信号の歪みを除去する回路が必要である。この増幅信
号の歪みを除去する回路としては、例えば増幅器の出力
を検波回路で検波し、この検波信号より誤差信号（即ち
歪み成分）を検出し、検出した歪み成分を増幅信号に帰
還させて、歪みを除去する構成が考えられるが、このよ
うな歪みを除去する回路を設けると、それだけ送信処理
回路の構成が複雑になる不都合があった。
面、増幅信号に歪みが発生する欠点がある。このため、
Ｃ級増幅器を送信用増幅器として使用する場合には、増
幅信号の歪みを除去する回路が必要である。この増幅信
号の歪みを除去する回路としては、例えば増幅器の出力
を検波回路で検波し、この検波信号より誤差信号（即ち
歪み成分）を検出し、検出した歪み成分を増幅信号に帰
還させて、歪みを除去する構成が考えられるが、このよ
うな歪みを除去する回路を設けると、それだけ送信処理
回路の構成が複雑になる不都合があった。
【０００９】本発明はかかる点に鑑み、Ｃ級増幅器のよ
うな効率は高いが歪みの多い増幅器を送信回路に使用し
た場合に、簡単な構成で送信信号の歪みを除去できるよ
うにすることを目的とする。
うな効率は高いが歪みの多い増幅器を送信回路に使用し
た場合に、簡単な構成で送信信号の歪みを除去できるよ
うにすることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、例えば図１に
示すように、送信データを変調する変調回路４と、この
変調回路４で変調された送信信号を送信周波数に変換す
る送信用周波数変換回路７Ｉ，７Ｑ，８とを備え、この
送信用周波数変換回路７Ｉ，７Ｑ，８の出力を送信させ
ると共に、所定の周波数の信号を周波数変換して受信信
号とする受信用周波数変換回路１５Ｉ，１５Ｑ，１６
と、この受信用周波数変換回路１５Ｉ，１５Ｑ，１６で
変換された受信信号から受信データを復調する復調回路
１７とを備え、送信用周波数変換回路７Ｉ，７Ｑ，８の
出力を送信させるタイミングと、受信用周波数変換回路
１５Ｉ，１５Ｑ，１６で受信信号を得るタイミングとが
異なる通信方式の送受信機において、送信信号と受信信
号とを比較する比較回路６Ｉ，６Ｑと、この比較回路６
Ｉ，６Ｑで検出された差分を送信信号に帰還させる帰還
回路５Ｉ，５Ｑとを備え、送信用周波数変換回路７Ｉ，
７Ｑ，８の出力を送信するタイミングで、受信用周波数
変換回路１５Ｉ，１５Ｑ，１６で受信信号を得る処理を
行い、このときの比較回路６Ｉ，６Ｑで検出された差分
を帰還回路５Ｉ，５Ｑで送信信号に帰還させて、送信信
号に発生する歪みを除去するようにしたものである。
示すように、送信データを変調する変調回路４と、この
変調回路４で変調された送信信号を送信周波数に変換す
る送信用周波数変換回路７Ｉ，７Ｑ，８とを備え、この
送信用周波数変換回路７Ｉ，７Ｑ，８の出力を送信させ
ると共に、所定の周波数の信号を周波数変換して受信信
号とする受信用周波数変換回路１５Ｉ，１５Ｑ，１６
と、この受信用周波数変換回路１５Ｉ，１５Ｑ，１６で
変換された受信信号から受信データを復調する復調回路
１７とを備え、送信用周波数変換回路７Ｉ，７Ｑ，８の
出力を送信させるタイミングと、受信用周波数変換回路
１５Ｉ，１５Ｑ，１６で受信信号を得るタイミングとが
異なる通信方式の送受信機において、送信信号と受信信
号とを比較する比較回路６Ｉ，６Ｑと、この比較回路６
Ｉ，６Ｑで検出された差分を送信信号に帰還させる帰還
回路５Ｉ，５Ｑとを備え、送信用周波数変換回路７Ｉ，
７Ｑ，８の出力を送信するタイミングで、受信用周波数
変換回路１５Ｉ，１５Ｑ，１６で受信信号を得る処理を
行い、このときの比較回路６Ｉ，６Ｑで検出された差分
を帰還回路５Ｉ，５Ｑで送信信号に帰還させて、送信信
号に発生する歪みを除去するようにしたものである。
【００１１】また、この場合に例えば図３に示すよう
に、送信用周波数変換回路７Ｉ，７Ｑ，８で送信信号を
変換する周波数と、受信用周波数変換回路１５Ｉ，１５
Ｑ，１６で変換して受信信号を得る周波数とが異なる場
合に、送信周波数を得る第１の発振器２１と、送信周波
数と受信周波数との差の周波数を得る第２の発振器２５
と、第１の発振器２１の発振出力と第２の発振器２５の
発振出力とを混合する混合器２６と、この混合器２６の
出力と第１の発振器２１の発振出力とを切換えて切換え
られた周波数信号を受信用周波数変換回路１５Ｉ，１５
Ｑ，１６に供給する切換スイッチ２２とを設け、送信タ
イミングで切換スイッチ２２を第１の発振器２１の発振
出力側に切換え、受信用周波数変換回路１５Ｉ，１５
Ｑ，１６で送信周波数の信号を周波数変換して受信信号
とすると共に、受信タイミングで切換スイッチ２２を混
合器２６の出力側に切換え、受信用周波数変換回路１５
Ｉ，１５Ｑ，１６で混合器２６の出力周波数の信号を周
波数変換して受信信号とするようにしたものである。
に、送信用周波数変換回路７Ｉ，７Ｑ，８で送信信号を
変換する周波数と、受信用周波数変換回路１５Ｉ，１５
Ｑ，１６で変換して受信信号を得る周波数とが異なる場
合に、送信周波数を得る第１の発振器２１と、送信周波
数と受信周波数との差の周波数を得る第２の発振器２５
と、第１の発振器２１の発振出力と第２の発振器２５の
発振出力とを混合する混合器２６と、この混合器２６の
出力と第１の発振器２１の発振出力とを切換えて切換え
られた周波数信号を受信用周波数変換回路１５Ｉ，１５
Ｑ，１６に供給する切換スイッチ２２とを設け、送信タ
イミングで切換スイッチ２２を第１の発振器２１の発振
出力側に切換え、受信用周波数変換回路１５Ｉ，１５
Ｑ，１６で送信周波数の信号を周波数変換して受信信号
とすると共に、受信タイミングで切換スイッチ２２を混
合器２６の出力側に切換え、受信用周波数変換回路１５
Ｉ，１５Ｑ，１６で混合器２６の出力周波数の信号を周
波数変換して受信信号とするようにしたものである。
【００１２】さらに、この送信タイミングと受信タイミ
ングとで受信用周波数変換回路で変換する周波数を切換
える場合に、受信用周波数変換回路１５Ｉ，１５Ｑ，１
６で周波数変換して得た受信信号に、第２の発振器２５
の発振信号を混合して、更に別の周波数の受信信号に変
換するようにしたものである。
ングとで受信用周波数変換回路で変換する周波数を切換
える場合に、受信用周波数変換回路１５Ｉ，１５Ｑ，１
６で周波数変換して得た受信信号に、第２の発振器２５
の発振信号を混合して、更に別の周波数の受信信号に変
換するようにしたものである。
【００１３】さらに、それぞれの場合に、送信用周波数
変換回路７Ｉ，７Ｑ，８での周波数変換を行う際に、Ｉ
成分の信号とＱ成分の信号とを所定の位相差で直交変調
するようにしたものである。
変換回路７Ｉ，７Ｑ，８での周波数変換を行う際に、Ｉ
成分の信号とＱ成分の信号とを所定の位相差で直交変調
するようにしたものである。
【００１４】
【作用】本発明が適用される送受信機は、送信タイミン
グと受信タイミングとが異なる期間とされた通信方式の
送受信機であり、基本的には送信を行う期間は、受信系
回路は作動させる必要はないが、本発明においては送信
時にも受信系回路を作動させて、送信信号の歪みを、受
信系回路で受信信号として検出させ、この受信信号と送
信信号との差分が送信信号に帰還され、送信信号に生じ
る歪みが除去される。
グと受信タイミングとが異なる期間とされた通信方式の
送受信機であり、基本的には送信を行う期間は、受信系
回路は作動させる必要はないが、本発明においては送信
時にも受信系回路を作動させて、送信信号の歪みを、受
信系回路で受信信号として検出させ、この受信信号と送
信信号との差分が送信信号に帰還され、送信信号に生じ
る歪みが除去される。
【００１５】この場合、送信用周波数変換回路で送信信
号を変換する送信周波数と、受信用周波数変換回路で変
換して受信信号を得る受信周波数とが異なる場合に、送
信タイミングと受信タイミングとで、受信用周波数変換
回路で受信信号を得る周波数を切換えることで、受信タ
イミングでの本来の受信処理と、送信タイミングでの送
信信号の受信処理とを、それぞれ適正に行うことができ
る。
号を変換する送信周波数と、受信用周波数変換回路で変
換して受信信号を得る受信周波数とが異なる場合に、送
信タイミングと受信タイミングとで、受信用周波数変換
回路で受信信号を得る周波数を切換えることで、受信タ
イミングでの本来の受信処理と、送信タイミングでの送
信信号の受信処理とを、それぞれ適正に行うことができ
る。
【００１６】また、送信用周波数変換回路での周波数変
換を行う際に、Ｉ成分の信号とＱ成分の信号とを所定の
位相差で直交変調するようにしたことで、直交変調され
た送信信号の歪みの除去が良好でき、受信側で伝送信号
の位相検出を誤る可能性が低くなり、受信エラーの発生
を低くできる。
換を行う際に、Ｉ成分の信号とＱ成分の信号とを所定の
位相差で直交変調するようにしたことで、直交変調され
た送信信号の歪みの除去が良好でき、受信側で伝送信号
の位相検出を誤る可能性が低くなり、受信エラーの発生
を低くできる。
【００１７】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図１及び図２を参
照して説明する。
照して説明する。
【００１８】本例においては、基地局との間で双方向の
デジタルデータの無線通信が行われ無線電話システムの
携帯用無線電話装置（端末局）に適用したもので、まず
本例の無線電話システムが適用される通信方式につい
て、図２を参照して説明する。
デジタルデータの無線通信が行われ無線電話システムの
携帯用無線電話装置（端末局）に適用したもので、まず
本例の無線電話システムが適用される通信方式につい
て、図２を参照して説明する。
【００１９】本例で適用される通信方式では、伝送信号
は１スロット単位のデータとされ、この１スロット毎に
送信される。そして、送信と受信とを１スロット毎に交
互に行う。即ち、例えば図２のＡに示すように、送信ス
ロットＴの期間で、基地局から１スロットのデータを端
末局に対して送信させ、端末局で受信処理させる。ま
た、受信スロットＲの期間で、端末局から１スロットの
データを送信させ、基地局で受信処理させる。このよう
にして送信タイミングと受信タイミングとを交互に形成
させる時分割伝送方式とすることで、例えば送信周波数
と受信周波数を同じにすることができ、チャンネルの使
用効率が良い。
は１スロット単位のデータとされ、この１スロット毎に
送信される。そして、送信と受信とを１スロット毎に交
互に行う。即ち、例えば図２のＡに示すように、送信ス
ロットＴの期間で、基地局から１スロットのデータを端
末局に対して送信させ、端末局で受信処理させる。ま
た、受信スロットＲの期間で、端末局から１スロットの
データを送信させ、基地局で受信処理させる。このよう
にして送信タイミングと受信タイミングとを交互に形成
させる時分割伝送方式とすることで、例えば送信周波数
と受信周波数を同じにすることができ、チャンネルの使
用効率が良い。
【００２０】また、この時分割伝送方式を進めた通信方
式として、ＴＤＭＡ方式（時分割多元接続方式）と称さ
れる通信方式がある。この通信方式は、例えば図２のＢ
に示すように、送信スロットとしてＴ１，Ｔ２，Ｔ３の
３スロット用意し、受信スロットとしてＲ１，Ｒ２，Ｒ
３の３スロット用意し、この６スロットの組み合わせが
繰り返されるスロット配置とする。このようにすること
で、１チャンネルの６スロットを使用して、基地局と３
台の端末局との間の同時通信ができる。
式として、ＴＤＭＡ方式（時分割多元接続方式）と称さ
れる通信方式がある。この通信方式は、例えば図２のＢ
に示すように、送信スロットとしてＴ１，Ｔ２，Ｔ３の
３スロット用意し、受信スロットとしてＲ１，Ｒ２，Ｒ
３の３スロット用意し、この６スロットの組み合わせが
繰り返されるスロット配置とする。このようにすること
で、１チャンネルの６スロットを使用して、基地局と３
台の端末局との間の同時通信ができる。
【００２１】そして、基地局と或る端末局（第１の端末
局）との間の伝送は、送信スロットＴ１と受信スロット
Ｒ１とを使用し、基地局での送信を送信スロットＴ１で
行い、基地局での受信を受信スロットＲ１で行う。そし
て、基地局と別の端末局（第２の端末局）との間の伝送
は、送信スロットＴ２と受信スロットＲ２とを使用し、
基地局での送信を送信スロットＴ２で行い、基地局での
受信を受信スロットＲ２で行う。さらに、基地局とさら
に別の端末局（第３の端末局）との間の伝送は、送信ス
ロットＴ３と受信スロットＲ３とを使用し、基地局での
送信を送信スロットＴ３で行い、基地局での受信を受信
スロットＲ３で行う。
局）との間の伝送は、送信スロットＴ１と受信スロット
Ｒ１とを使用し、基地局での送信を送信スロットＴ１で
行い、基地局での受信を受信スロットＲ１で行う。そし
て、基地局と別の端末局（第２の端末局）との間の伝送
は、送信スロットＴ２と受信スロットＲ２とを使用し、
基地局での送信を送信スロットＴ２で行い、基地局での
受信を受信スロットＲ２で行う。さらに、基地局とさら
に別の端末局（第３の端末局）との間の伝送は、送信ス
ロットＴ３と受信スロットＲ３とを使用し、基地局での
送信を送信スロットＴ３で行い、基地局での受信を受信
スロットＲ３で行う。
【００２２】本例の送受信機は、以上説明した時分割伝
送方式或いはＴＤＭＡ方式のように、送信スロットと受
信スロットが異なるタイミングで基地局と通信を行う端
末局としての携帯用無線電話装置としたもので、図１に
示すように構成する。
送方式或いはＴＤＭＡ方式のように、送信スロットと受
信スロットが異なるタイミングで基地局と通信を行う端
末局としての携帯用無線電話装置としたもので、図１に
示すように構成する。
【００２３】図１において、１はマイクロフォンを示
し、マイクロフォン１が拾った音声を、音声信号として
ベースバンド処理回路２に供給し、デジタル音声データ
に変換すると共に、変換された音声データを伝送用のデ
ータに圧縮してスロット構成のデータとする。このベー
スバンド処理回路２での処理は、制御部３の制御に基づ
いて行われる。この制御部３には、操作キー３ａからの
指令が供給される。
し、マイクロフォン１が拾った音声を、音声信号として
ベースバンド処理回路２に供給し、デジタル音声データ
に変換すると共に、変換された音声データを伝送用のデ
ータに圧縮してスロット構成のデータとする。このベー
スバンド処理回路２での処理は、制御部３の制御に基づ
いて行われる。この制御部３には、操作キー３ａからの
指令が供給される。
【００２４】そして、ベースバンド処理回路２で得られ
たスロット構成のデータを、変調回路４に供給する。こ
の変調回路４では、供給されるスロット構成のビットデ
ータを、ＩチャンネルのデータとＱチャンネルのデータ
との２チャンネルの送信データに変換する。そして、変
換されたＩチャンネルの送信データを、Ｉチャンネル振
幅変調回路５Ｉに供給し、後述する誤差検出器６Ｉから
供給される誤差信号に基づいて振幅変調を行う。また、
変調回路４で変換されたＱチャンネルの送信データを、
Ｑチャンネル振幅変調回路５Ｑに供給し、後述する誤差
検出器６Ｑから供給される誤差信号に基づいて振幅変調
を行う。
たスロット構成のデータを、変調回路４に供給する。こ
の変調回路４では、供給されるスロット構成のビットデ
ータを、ＩチャンネルのデータとＱチャンネルのデータ
との２チャンネルの送信データに変換する。そして、変
換されたＩチャンネルの送信データを、Ｉチャンネル振
幅変調回路５Ｉに供給し、後述する誤差検出器６Ｉから
供給される誤差信号に基づいて振幅変調を行う。また、
変調回路４で変換されたＱチャンネルの送信データを、
Ｑチャンネル振幅変調回路５Ｑに供給し、後述する誤差
検出器６Ｑから供給される誤差信号に基づいて振幅変調
を行う。
【００２５】そして、Ｉチャンネル振幅変調回路５Ｉの
変調出力を、誤差検出器６Ｉに供給すると共に、乗算器
７Ｉに供給する。また、Ｑチャンネル振幅変調回路５Ｑ
の変調出力を、誤差検出器６Ｑに供給すると共に、乗算
器７Ｑに供給する。
変調出力を、誤差検出器６Ｉに供給すると共に、乗算器
７Ｉに供給する。また、Ｑチャンネル振幅変調回路５Ｑ
の変調出力を、誤差検出器６Ｑに供給すると共に、乗算
器７Ｑに供給する。
【００２６】このそれぞれの乗算器７Ｉ及び７Ｑは、π
／２移相器８の出力が供給され、各チャンネルの変調出
力と乗算される。ここでπ／２移相器８は、発振器９の
発振出力をπ／２だけ位相シフトさせる回路とされ、乗
算器７ＩでのＩチャンネルの信号の乗算と、乗算器７Ｑ
でのＱチャンネルの信号の乗算とでは、π／２だけ位相
がずれた発振信号を乗算する。なお、発振器９の発振出
力は、送信周波数（ここでは９４０ＭＨｚ）の発振信号
とする。そして、この各チャンネルでπ／２だけ位相が
ずれた発振信号が乗算された信号を、加算器１０に供給
して、１系統の信号とし、Ｉチャンネルの信号とＱチャ
ンネルの信号とが、送信周波数で直交変調された信号と
する。このようなＩチャンネルの信号とＱチャンネルの
信号とを直交変調する変調方式は、ＤＱＰＳＫ変調等と
称される位相変調である。
／２移相器８の出力が供給され、各チャンネルの変調出
力と乗算される。ここでπ／２移相器８は、発振器９の
発振出力をπ／２だけ位相シフトさせる回路とされ、乗
算器７ＩでのＩチャンネルの信号の乗算と、乗算器７Ｑ
でのＱチャンネルの信号の乗算とでは、π／２だけ位相
がずれた発振信号を乗算する。なお、発振器９の発振出
力は、送信周波数（ここでは９４０ＭＨｚ）の発振信号
とする。そして、この各チャンネルでπ／２だけ位相が
ずれた発振信号が乗算された信号を、加算器１０に供給
して、１系統の信号とし、Ｉチャンネルの信号とＱチャ
ンネルの信号とが、送信周波数で直交変調された信号と
する。このようなＩチャンネルの信号とＱチャンネルの
信号とを直交変調する変調方式は、ＤＱＰＳＫ変調等と
称される位相変調である。
【００２７】そして、この送信周波数で直交変調された
信号を、送信用増幅器１１に供給し、所定の出力に増幅
処理する。この場合、本例においては送信用増幅器１１
として、増幅効率の良いＣ級増幅器によるパワーアンプ
を使用する。
信号を、送信用増幅器１１に供給し、所定の出力に増幅
処理する。この場合、本例においては送信用増幅器１１
として、増幅効率の良いＣ級増幅器によるパワーアンプ
を使用する。
【００２８】そして、この増幅器１１の増幅出力を、ア
ンテナ切換スイッチ１２を介してアンテナ１３に供給
し、このアンテナ１３から無線送信させる。なお、アン
テナ切換スイッチ１２は、送信スロットの期間と、受信
スロットの期間とで送信系回路と受信系回路とで切換わ
るスイッチである。
ンテナ切換スイッチ１２を介してアンテナ１３に供給
し、このアンテナ１３から無線送信させる。なお、アン
テナ切換スイッチ１２は、送信スロットの期間と、受信
スロットの期間とで送信系回路と受信系回路とで切換わ
るスイッチである。
【００２９】次に、受信系の構成を説明すると、アンテ
ナ１３で受信した無線信号を、アンテナ切換スイッチ１
２を介して、受信用増幅器１４に供給し、増幅処理す
る。この増幅器１４としては、ローノイズアンプと称さ
れる増幅歪みの少ないアンプを使用する。なお、この受
信用増幅器１４は、送信用増幅器１１に比べて扱う電力
が小さく、歪みが発生しない増幅器として構成すること
が容易にできる。
ナ１３で受信した無線信号を、アンテナ切換スイッチ１
２を介して、受信用増幅器１４に供給し、増幅処理す
る。この増幅器１４としては、ローノイズアンプと称さ
れる増幅歪みの少ないアンプを使用する。なお、この受
信用増幅器１４は、送信用増幅器１１に比べて扱う電力
が小さく、歪みが発生しない増幅器として構成すること
が容易にできる。
【００３０】そして、この増幅器１４の増幅出力を、乗
算器１５Ｉ及び１５Ｉに供給し、π／２移相器１６の出
力と乗算する。このπ／２移相器１６は、発振器９の発
振出力（９４０ＭＨｚ）をπ／２だけ位相シフトさせる
回路とされ、乗算器１５Ｉで乗算する発振信号と、乗算
器１５Ｑで乗算する発振信号とでπ／２だけ位相がずれ
た信号とする。このように乗算処理することで、９４０
ＭＨｚで直交変調されたＩチャンネルの信号が、乗算器
１５Ｉの乗算出力で復調されて得られ、Ｑチャンネルの
信号が、乗算器１５Ｑの乗算出力で復調されて得られ
る。
算器１５Ｉ及び１５Ｉに供給し、π／２移相器１６の出
力と乗算する。このπ／２移相器１６は、発振器９の発
振出力（９４０ＭＨｚ）をπ／２だけ位相シフトさせる
回路とされ、乗算器１５Ｉで乗算する発振信号と、乗算
器１５Ｑで乗算する発振信号とでπ／２だけ位相がずれ
た信号とする。このように乗算処理することで、９４０
ＭＨｚで直交変調されたＩチャンネルの信号が、乗算器
１５Ｉの乗算出力で復調されて得られ、Ｑチャンネルの
信号が、乗算器１５Ｑの乗算出力で復調されて得られ
る。
【００３１】そして、復調された各チャンネルの信号を
復調回路１７に供給し、ＩチャンネルのデータとＱチャ
ンネルのデータよりスロット構成のビットデータを復調
し、復調されたスロット構成のデータをベースバンド処
理回路に供給し、制御部３の制御に基づいて音声データ
を抽出し、抽出された音声データをアナログ音声信号に
変換してスピーカ１８に供給し、放音させる。
復調回路１７に供給し、ＩチャンネルのデータとＱチャ
ンネルのデータよりスロット構成のビットデータを復調
し、復調されたスロット構成のデータをベースバンド処
理回路に供給し、制御部３の制御に基づいて音声データ
を抽出し、抽出された音声データをアナログ音声信号に
変換してスピーカ１８に供給し、放音させる。
【００３２】そして本例においては、乗算器１５Ｉで得
られたＩチャンネルの受信信号を誤差検出器６Ｉに供給
すると共に、乗算器１５Ｑで得られたＱチャンネルの受
信信号を誤差検出器６Ｑに供給する。そして、誤差検出
器６Ｉでは、Ｉチャンネルの送信信号と受信信号との差
を検出し、この検出した差を誤差信号として振幅変調回
路５Ｉに供給し、差分に基づいたＩチャンネルの送信信
号の振幅変調を行う。また、誤差検出器６Ｑでは、Ｑチ
ャンネルの送信信号と受信信号との差を検出し、この検
出した差を誤差信号として振幅変調回路５Ｑに供給し、
差分に基づいたＱチャンネルの送信信号の振幅変調を行
う。
られたＩチャンネルの受信信号を誤差検出器６Ｉに供給
すると共に、乗算器１５Ｑで得られたＱチャンネルの受
信信号を誤差検出器６Ｑに供給する。そして、誤差検出
器６Ｉでは、Ｉチャンネルの送信信号と受信信号との差
を検出し、この検出した差を誤差信号として振幅変調回
路５Ｉに供給し、差分に基づいたＩチャンネルの送信信
号の振幅変調を行う。また、誤差検出器６Ｑでは、Ｑチ
ャンネルの送信信号と受信信号との差を検出し、この検
出した差を誤差信号として振幅変調回路５Ｑに供給し、
差分に基づいたＱチャンネルの送信信号の振幅変調を行
う。
【００３３】また、本例の回路の場合には、適用される
通信方式が送信タイミングと受信タイミングとが異なる
方式であるので、本来は送信系回路及び受信系回路を交
互に作動させればよいが、本例の場合には送信タイミン
グの期間でも、受信系回路を構成する受信用増幅器１４
と乗算器１５Ｉ，１５Ｑとπ／２移相器１６とは、作動
させるように制御部３が制御し、送信タイミングの期間
に各誤差検出器６Ｉ，６Ｑで誤差信号を検出させる。
通信方式が送信タイミングと受信タイミングとが異なる
方式であるので、本来は送信系回路及び受信系回路を交
互に作動させればよいが、本例の場合には送信タイミン
グの期間でも、受信系回路を構成する受信用増幅器１４
と乗算器１５Ｉ，１５Ｑとπ／２移相器１６とは、作動
させるように制御部３が制御し、送信タイミングの期間
に各誤差検出器６Ｉ，６Ｑで誤差信号を検出させる。
【００３４】このように構成される送受信機によると、
送信信号を送信用増幅器１１で増幅するときに生じる歪
みが、振幅変調回路５Ｉ，５Ｑでの振幅変調で除去され
る。即ち、変調回路４から送信用増幅器１１までの送信
系回路で送信処理が行われるとき、この送信信号が受信
系回路の乗算器１５Ｉ，１５Ｑで受信処理される。な
お、送信時にはアンテナ切換スイッチ１２が送信系回路
に接続されて、受信用増幅器１４には直接送信信号が供
給されるのではないが、送信用増幅器１１での増幅出力
が十分にあれば、スイッチ１２が受信側に接続されてな
くても、受信用増幅器１４に十分なレベルの送信信号が
入力される。
送信信号を送信用増幅器１１で増幅するときに生じる歪
みが、振幅変調回路５Ｉ，５Ｑでの振幅変調で除去され
る。即ち、変調回路４から送信用増幅器１１までの送信
系回路で送信処理が行われるとき、この送信信号が受信
系回路の乗算器１５Ｉ，１５Ｑで受信処理される。な
お、送信時にはアンテナ切換スイッチ１２が送信系回路
に接続されて、受信用増幅器１４には直接送信信号が供
給されるのではないが、送信用増幅器１１での増幅出力
が十分にあれば、スイッチ１２が受信側に接続されてな
くても、受信用増幅器１４に十分なレベルの送信信号が
入力される。
【００３５】そして、乗算器１５Ｉ，１５Ｑで受信処理
されたＩチャンネルの送信信号とＱチャンネルの送信信
号とが、誤差検出器６Ｑ，６Ｉで増幅器１１で増幅され
る前の送信信号と比較され、その差分が誤差信号として
振幅変調回路５Ｉ，５Ｑに供給されて送信信号に帰還さ
れるので、増幅器１１での増幅で生じる送信信号の歪み
が除去される。従って、本例の回路によると、増幅器１
１として増幅効率は高いが歪みが生じるＣ級増幅器を使
用したにもかかわらず、アンテナ１３から無線送信され
る信号に歪みが生じない。
されたＩチャンネルの送信信号とＱチャンネルの送信信
号とが、誤差検出器６Ｑ，６Ｉで増幅器１１で増幅され
る前の送信信号と比較され、その差分が誤差信号として
振幅変調回路５Ｉ，５Ｑに供給されて送信信号に帰還さ
れるので、増幅器１１での増幅で生じる送信信号の歪み
が除去される。従って、本例の回路によると、増幅器１
１として増幅効率は高いが歪みが生じるＣ級増幅器を使
用したにもかかわらず、アンテナ１３から無線送信され
る信号に歪みが生じない。
【００３６】そして本例の場合には、この歪みを除去す
る回路として、本来は送信タイミングの期間は使用しな
い受信系回路を作動させて、得られた受信信号を送信系
回路に帰還させる構成としてあるので、歪みの除去のた
めに新たに必要となる回路は、誤差検出器６Ｉ，６Ｑと
振幅変調回路５Ｉ，５Ｑだけで良く、送信信号を検波す
る回路などは必要なく、簡単な構成の回路で実現でき
る。
る回路として、本来は送信タイミングの期間は使用しな
い受信系回路を作動させて、得られた受信信号を送信系
回路に帰還させる構成としてあるので、歪みの除去のた
めに新たに必要となる回路は、誤差検出器６Ｉ，６Ｑと
振幅変調回路５Ｉ，５Ｑだけで良く、送信信号を検波す
る回路などは必要なく、簡単な構成の回路で実現でき
る。
【００３７】なお、上述実施例では送信信号を変調（変
換）する周波数と受信信号に復調（変換）する周波数と
が等しい送受信機としたが、送信系回路で送信信号を周
波数変換する周波数と、受信系回路で周波数変換して受
信信号とする周波数が異なる送受信機にも適用できる。
図３は、この場合の構成の一例を示す図で、この例では
送信側の周波数変換器（直交変調器）である乗算器７
Ｉ，７ＱでＩチャンネル，Ｑチャンネルのベースバンド
信号を９４０ＭＨｚの送信周波数に直接変調すると共
に、受信側で８１０ＭＨｚの受信信号を１３０ＭＨｚの
中間周波信号に復調した後、この１３０ＭＨｚの中間周
波信号を直交復調器でベースバンドのＩチャンネル，Ｑ
チャンネルの信号とする回路である。
換）する周波数と受信信号に復調（変換）する周波数と
が等しい送受信機としたが、送信系回路で送信信号を周
波数変換する周波数と、受信系回路で周波数変換して受
信信号とする周波数が異なる送受信機にも適用できる。
図３は、この場合の構成の一例を示す図で、この例では
送信側の周波数変換器（直交変調器）である乗算器７
Ｉ，７ＱでＩチャンネル，Ｑチャンネルのベースバンド
信号を９４０ＭＨｚの送信周波数に直接変調すると共
に、受信側で８１０ＭＨｚの受信信号を１３０ＭＨｚの
中間周波信号に復調した後、この１３０ＭＨｚの中間周
波信号を直交復調器でベースバンドのＩチャンネル，Ｑ
チャンネルの信号とする回路である。
【００３８】即ち、この回路の場合には発振器として、
発振周波数が９４０ＭＨｚの第１の発振器２１と、発振
周波数が１３０ＭＨｚの第２の発振器２５とを用意す
る。そして、発振周波数９４０ＭＨｚの第１の発振器２
１の発振出力を、π／２移相器８に供給し、直交変調器
である乗算器７Ｉ，７ＱでＩチャンネル，Ｑチャンネル
のベースバンド信号を９４０ＭＨｚに直接直交変調す
る。
発振周波数が９４０ＭＨｚの第１の発振器２１と、発振
周波数が１３０ＭＨｚの第２の発振器２５とを用意す
る。そして、発振周波数９４０ＭＨｚの第１の発振器２
１の発振出力を、π／２移相器８に供給し、直交変調器
である乗算器７Ｉ，７ＱでＩチャンネル，Ｑチャンネル
のベースバンド信号を９４０ＭＨｚに直接直交変調す
る。
【００３９】そして、受信系の構成としては、アンテナ
切換スイッチ１２から受信用増幅器１４に供給された信
号を増幅処理した後、乗算器２３に供給し、切換スイッ
チ２２で選択された周波数信号を乗算する。
切換スイッチ１２から受信用増幅器１４に供給された信
号を増幅処理した後、乗算器２３に供給し、切換スイッ
チ２２で選択された周波数信号を乗算する。
【００４０】この切換スイッチ２２に供給される周波数
信号としては、一方の固定接点には９４０ＭＨｚの周波
数信号が供給され、他方の固定接点には８１０ＭＨｚの
周波数信号が供給される。即ち、切換スイッチ２２の一
方の固定接点に供給される信号としては、第１の発振器
２１の発振出力（９４０ＭＨｚ）が直接供給される信号
である。また、切換スイッチ２２の他方の固定接点に供
給される信号としては、第１の発振器２１の発振出力
（９４０ＭＨｚ）と第２の発振器２５の発振出力（１３
０ＭＨｚ）とを乗算器２６で乗算して、両周波数の差の
周波数（８１０ＭＨｚ）の信号とされた信号である。
信号としては、一方の固定接点には９４０ＭＨｚの周波
数信号が供給され、他方の固定接点には８１０ＭＨｚの
周波数信号が供給される。即ち、切換スイッチ２２の一
方の固定接点に供給される信号としては、第１の発振器
２１の発振出力（９４０ＭＨｚ）が直接供給される信号
である。また、切換スイッチ２２の他方の固定接点に供
給される信号としては、第１の発振器２１の発振出力
（９４０ＭＨｚ）と第２の発振器２５の発振出力（１３
０ＭＨｚ）とを乗算器２６で乗算して、両周波数の差の
周波数（８１０ＭＨｚ）の信号とされた信号である。
【００４１】なお、切換スイッチ２２は、送信タイミン
グと受信タイミングとの切換えに連続として切換えられ
るスイッチで、受信タイミング時には可動接点が一方の
固定接点と接続され、送信タイミング時には可動接点が
他方の固定接点と接続されるように制御される。
グと受信タイミングとの切換えに連続として切換えられ
るスイッチで、受信タイミング時には可動接点が一方の
固定接点と接続され、送信タイミング時には可動接点が
他方の固定接点と接続されるように制御される。
【００４２】そして、乗算器２３での乗算で得た中間周
波信号を、中間周波増幅器２４を介して、直交復調器を
構成する乗算器１５Ｉ，１５Ｑに供給し、第２の発振器
２５が出力する１３０ＭＨｚの発振信号をπ／２移相器
１６で移相された信号を乗算して、Ｉチャンネルの信号
とＱチャンネルの信号とに直交復調する。そして、復調
されたＩチャンネルの信号とＱチャンネルの信号とを、
復調回路１７に供給すると共に、誤差検出器６Ｉ，６Ｑ
に供給する。その他の部分は、図１に示す送受信機と同
様に構成する。
波信号を、中間周波増幅器２４を介して、直交復調器を
構成する乗算器１５Ｉ，１５Ｑに供給し、第２の発振器
２５が出力する１３０ＭＨｚの発振信号をπ／２移相器
１６で移相された信号を乗算して、Ｉチャンネルの信号
とＱチャンネルの信号とに直交復調する。そして、復調
されたＩチャンネルの信号とＱチャンネルの信号とを、
復調回路１７に供給すると共に、誤差検出器６Ｉ，６Ｑ
に供給する。その他の部分は、図１に示す送受信機と同
様に構成する。
【００４３】このように構成されることで、受信タイミ
ング時には、受信系回路の乗算器２３に９４０ＭＨｚの
周波数信号が供給され、８１０ＭＨｚの受信信号との乗
算で１３０ＭＨｚの中間周波信号が得られる。そして、
この１３０ＭＨｚの中間周波信号が直交復調器を構成す
る乗算器１５Ｉ，１５Ｑで、ベースバンドのＩチャンネ
ル信号及びＱチャンネル信号に復調される。
ング時には、受信系回路の乗算器２３に９４０ＭＨｚの
周波数信号が供給され、８１０ＭＨｚの受信信号との乗
算で１３０ＭＨｚの中間周波信号が得られる。そして、
この１３０ＭＨｚの中間周波信号が直交復調器を構成す
る乗算器１５Ｉ，１５Ｑで、ベースバンドのＩチャンネ
ル信号及びＱチャンネル信号に復調される。
【００４４】そして、送信タイミング時には、受信系回
路の乗算器２３に８１０ＭＨｚの周波数信号が供給さ
れ、９４０ＭＨｚの送信信号が受信用増幅器１４で増幅
された信号と８１０ＭＨｚの周波数信号との乗算で１３
０ＭＨｚの中間周波信号が得られる。そして、この１３
０ＭＨｚの中間周波信号が直交復調器を構成する乗算器
１５Ｉ，１５Ｑで、ベースバンドのＩチャンネル信号及
びＱチャンネル信号に復調される。
路の乗算器２３に８１０ＭＨｚの周波数信号が供給さ
れ、９４０ＭＨｚの送信信号が受信用増幅器１４で増幅
された信号と８１０ＭＨｚの周波数信号との乗算で１３
０ＭＨｚの中間周波信号が得られる。そして、この１３
０ＭＨｚの中間周波信号が直交復調器を構成する乗算器
１５Ｉ，１５Ｑで、ベースバンドのＩチャンネル信号及
びＱチャンネル信号に復調される。
【００４５】従って、受信タイミングと送信タイミング
とで、直交復調器を構成する乗算器１５Ｉ，１５Ｑで復
調される周波数が異なり、受信タイミング時には適正な
周波数で受信処理されると共に、送信タイミング時には
送信信号が受信されて誤差検出器６Ｉ，６Ｑに供給さ
れ、正確に送信信号の誤差検出が行われて、増幅器での
歪みが帰還されて除去される。
とで、直交復調器を構成する乗算器１５Ｉ，１５Ｑで復
調される周波数が異なり、受信タイミング時には適正な
周波数で受信処理されると共に、送信タイミング時には
送信信号が受信されて誤差検出器６Ｉ，６Ｑに供給さ
れ、正確に送信信号の誤差検出が行われて、増幅器での
歪みが帰還されて除去される。
【００４６】このようにして、スイッチ２２の切換えで
受信系回路の受信周波数を切換えることで、送信周波数
と受信周波数とが異なる送受信機にも適用できる。この
図３の回路の場合にも、図１例の場合と同様に、簡単な
構成で送信信号の歪みを除去できる効果を有する。
受信系回路の受信周波数を切換えることで、送信周波数
と受信周波数とが異なる送受信機にも適用できる。この
図３の回路の場合にも、図１例の場合と同様に、簡単な
構成で送信信号の歪みを除去できる効果を有する。
【００４７】なお、上述各実施例で示した送信周波数や
受信周波数は、一例を示したもので、他の周波数で送受
信を行う回路にも適用できることは勿論である。
受信周波数は、一例を示したもので、他の周波数で送受
信を行う回路にも適用できることは勿論である。
【００４８】また、上述実施例ではＤＱＰＳＫ変調によ
りＩチャンネルの信号とＱチャンネルの信号とを直交変
調する変調方式の送受信機としたが、他の変調方式の送
受信機にも適用できる。
りＩチャンネルの信号とＱチャンネルの信号とを直交変
調する変調方式の送受信機としたが、他の変調方式の送
受信機にも適用できる。
【００４９】また、上述実施例では携帯型無線電話装置
に適用したが、送信タイミングと受信タイミングとが異
なる通信方式の送受信機であれば、他の用途に使用され
る通信装置にも適用できることは勿論である。
に適用したが、送信タイミングと受信タイミングとが異
なる通信方式の送受信機であれば、他の用途に使用され
る通信装置にも適用できることは勿論である。
【００５０】
【発明の効果】本発明が適用される送受信機は、送信タ
イミングと受信タイミングとが異なる期間とされた通信
方式の送受信機であり、基本的には送信を行う期間は、
受信系回路は作動させる必要はないが、本発明において
は送信時にも受信系回路を作動させて、送信信号の歪み
を、受信系回路で受信信号として検出させ、この受信信
号と送信信号との差分が送信信号に帰還され、送信信号
に生じる歪みが除去される。従って、受信信号と送信信
号との差分の検出回路と、検出した差分を送信信号に期
間させる回路とを新たに設けるだけで、送信信号の歪み
除去回路を構成でき、簡単な構成で送信信号の歪み除去
回路が構成できる。このため、本発明を適用すること
で、送信用増幅器として歪みが多いものを使用しても、
簡単な構成で歪みを除去できる。
イミングと受信タイミングとが異なる期間とされた通信
方式の送受信機であり、基本的には送信を行う期間は、
受信系回路は作動させる必要はないが、本発明において
は送信時にも受信系回路を作動させて、送信信号の歪み
を、受信系回路で受信信号として検出させ、この受信信
号と送信信号との差分が送信信号に帰還され、送信信号
に生じる歪みが除去される。従って、受信信号と送信信
号との差分の検出回路と、検出した差分を送信信号に期
間させる回路とを新たに設けるだけで、送信信号の歪み
除去回路を構成でき、簡単な構成で送信信号の歪み除去
回路が構成できる。このため、本発明を適用すること
で、送信用増幅器として歪みが多いものを使用しても、
簡単な構成で歪みを除去できる。
【００５１】この場合、送信用周波数変換回路で送信信
号を変換する送信周波数と、受信用周波数変換回路で変
換して受信信号を得る受信周波数とが異なる場合に、送
信タイミングと受信タイミングとで、受信用周波数変換
回路で受信信号を得る周波数を切換えることで、受信タ
イミングでの本来の受信処理と、送信タイミングでの送
信信号の受信処理とを、それぞれ適正に行うことができ
る。
号を変換する送信周波数と、受信用周波数変換回路で変
換して受信信号を得る受信周波数とが異なる場合に、送
信タイミングと受信タイミングとで、受信用周波数変換
回路で受信信号を得る周波数を切換えることで、受信タ
イミングでの本来の受信処理と、送信タイミングでの送
信信号の受信処理とを、それぞれ適正に行うことができ
る。
【００５２】また、送信用周波数変換回路での周波数変
換を行う際に、Ｉ成分の信号とＱ成分の信号とを所定の
位相差で直交変調するようにしたことで、直交変調され
た送信信号の歪みの除去が良好でき、受信側で伝送信号
の位相検出を誤る可能性が低くなり、受信エラーの発生
を低くできる。
換を行う際に、Ｉ成分の信号とＱ成分の信号とを所定の
位相差で直交変調するようにしたことで、直交変調され
た送信信号の歪みの除去が良好でき、受信側で伝送信号
の位相検出を誤る可能性が低くなり、受信エラーの発生
を低くできる。
【図１】本発明の一実施例による送受信機を示す構成図
である。
である。
【図２】一実施例が適用される通信方式を示す説明図で
ある。
ある。
【図３】他の実施例による送受信機を示す構成図であ
る。
る。
４ 変調回路 ５Ｉ，５Ｑ 振幅変調回路 ６Ｉ，６Ｑ 誤差検出器 ７Ｉ，７Ｑ 乗算器 ８ π／２移相器 ９ 発振器 １１ 送信用増幅器 １５Ｉ，１５Ｑ 乗算器 １６ π／２移相器 １７ 復調回路 １８Ｉ，１８Ｑ スイッチ ２１ 第１の発振器 ２５ 第２の発振器
【手続補正書】
【提出日】平成７年２月３日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００７
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００７】消費電力を抑える点からは、増幅効率の高
い増幅器、すなわちＣ級増幅器などの非線形増幅器を使
用するのが好ましい。非線形増幅器は、少ない電力で高
い増幅ができ、増幅効率が良い。
い増幅器、すなわちＣ級増幅器などの非線形増幅器を使
用するのが好ましい。非線形増幅器は、少ない電力で高
い増幅ができ、増幅効率が良い。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１９】本例で適用される通信方式では、伝送信号
は１スロット単位のデータとされ、この１スロット毎に
送信される。即ち、例えば図２のＡに示すように、送信
スロットＴの期間で、基地局から１スロットのデータを
端末局に対して送信させ、端末局で受信処理させる。ま
た、受信スロットＲの期間で、端末局から１スロットの
データを送信させ、基地局で受信処理させる。このよう
な送信タイミングと受信タイミングの時分割伝送方式と
することで、例えば送信周波数と受信周波数を同じにす
ることができ、チャンネルの使用効率が良い。
は１スロット単位のデータとされ、この１スロット毎に
送信される。即ち、例えば図２のＡに示すように、送信
スロットＴの期間で、基地局から１スロットのデータを
端末局に対して送信させ、端末局で受信処理させる。ま
た、受信スロットＲの期間で、端末局から１スロットの
データを送信させ、基地局で受信処理させる。このよう
な送信タイミングと受信タイミングの時分割伝送方式と
することで、例えば送信周波数と受信周波数を同じにす
ることができ、チャンネルの使用効率が良い。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２６】このそれぞれの乗算器７Ｉ及び７Ｑは、π
／２移相器８の出力が供給され、各チャンネルの変調出
力と乗算される。ここでπ／２移相器８は、発振器９の
発振出力をπ／２だけ位相シフトさせる回路とされ、乗
算器７ＩでのＩチャンネルの信号の乗算と、乗算器７Ｑ
でのＱチャンネルの信号の乗算とでは、π／２だけ位相
がずれた発振信号を乗算する。なお、発振器９の発振出
力は、送信周波数（ここでは９４０ＭＨｚ）の発振信号
とする。そして、この各チャンネルでπ／２だけ位相が
ずれた発振信号が乗算された信号を、加算器１０に供給
して、１系統の信号とし、Ｉチャンネルの信号とＱチャ
ンネルの信号とが、送信周波数で直交変調された信号と
する。このようなＩチャンネルの信号とＱチャンネルの
信号とを直交変調する変調方式は、π／４シフトＤＱＰ
ＳＫ変調等と称される位相変調である。
／２移相器８の出力が供給され、各チャンネルの変調出
力と乗算される。ここでπ／２移相器８は、発振器９の
発振出力をπ／２だけ位相シフトさせる回路とされ、乗
算器７ＩでのＩチャンネルの信号の乗算と、乗算器７Ｑ
でのＱチャンネルの信号の乗算とでは、π／２だけ位相
がずれた発振信号を乗算する。なお、発振器９の発振出
力は、送信周波数（ここでは９４０ＭＨｚ）の発振信号
とする。そして、この各チャンネルでπ／２だけ位相が
ずれた発振信号が乗算された信号を、加算器１０に供給
して、１系統の信号とし、Ｉチャンネルの信号とＱチャ
ンネルの信号とが、送信周波数で直交変調された信号と
する。このようなＩチャンネルの信号とＱチャンネルの
信号とを直交変調する変調方式は、π／４シフトＤＱＰ
ＳＫ変調等と称される位相変調である。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２７
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２７】そして、この送信周波数で直交変調された
信号を、送信用増幅器１１に供給し、所定の出力に増幅
処理する。この場合、本例においては送信用増幅器１１
として、増幅効率の良い非線形増幅器によるパワーアン
プを使用する。
信号を、送信用増幅器１１に供給し、所定の出力に増幅
処理する。この場合、本例においては送信用増幅器１１
として、増幅効率の良い非線形増幅器によるパワーアン
プを使用する。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３５】そして、乗算器１５Ｉ，１５Ｑで受信処理
されたＩチャンネルの送信信号とＱチャンネルの送信信
号とが、誤差検出器６Ｑ，６Ｉで増幅器１１で増幅され
る前の送信信号と比較され、その差分が誤差信号として
振幅変調回路５Ｉ，５Ｑに供給されて送信信号に帰還さ
れるので、増幅器１１での増幅で生じる送信信号の歪み
が除去される。従って、本例の回路によると、増幅器１
１として増幅効率は高いが歪みが生じる非線形増幅器を
使用したにもかかわらず、アンテナ１３から無線送信さ
れる信号に歪みが生じない。
されたＩチャンネルの送信信号とＱチャンネルの送信信
号とが、誤差検出器６Ｑ，６Ｉで増幅器１１で増幅され
る前の送信信号と比較され、その差分が誤差信号として
振幅変調回路５Ｉ，５Ｑに供給されて送信信号に帰還さ
れるので、増幅器１１での増幅で生じる送信信号の歪み
が除去される。従って、本例の回路によると、増幅器１
１として増幅効率は高いが歪みが生じる非線形増幅器を
使用したにもかかわらず、アンテナ１３から無線送信さ
れる信号に歪みが生じない。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５２
【補正方法】削除
【手続補正７】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２
【補正方法】変更
【補正内容】
【図２】
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｌ 27/36
Claims (4)
- 【請求項１】 送信データを変調する変調回路と、該変
調回路で変調された送信信号を送信周波数に変換する送
信用周波数変換回路とを備え、該送信用周波数変換回路
の出力を送信させると共に、 所定の周波数の信号を周波数変換して受信信号とする受
信用周波数変換回路と、該受信用周波数変換回路で変換
された受信信号から受信データを復調する復調回路とを
備え、 上記送信用周波数変換回路の出力を送信させるタイミン
グと、上記受信用周波数変換回路で受信信号を得るタイ
ミングとが異なる通信方式の送受信機において、 上記送信信号と上記受信信号とを比較する比較回路と、
該比較回路で検出された差分を上記送信信号に帰還させ
る帰還回路とを備え、 上記送信用周波数変換回路の出力を送信するタイミング
で、上記受信用周波数変換回路で受信信号を得る処理を
行い、このときの上記比較回路で検出された差分を上記
帰還回路で送信信号に帰還させて、送信信号に発生する
歪みを除去するようにした送受信機。 - 【請求項２】 上記送信用周波数変換回路で送信信号を
変換する周波数と、上記受信用周波数変換回路で変換し
て受信信号を得る周波数とが異なる場合に、 上記送信周波数を得る第１の発振器と、上記送信周波数
と上記受信周波数との差の周波数を得る第２の発振器
と、上記第１の発振器の発振出力と上記第２の発振器の
発振出力とを混合する混合器と、該混合器の出力と上記
第１の発振器の発振出力とを切換えて切換えられた周波
数信号を上記受信用周波数変換回路に供給する選択手段
とを設け、 送信タイミングで上記選択手段で第１の発振器の発振出
力側を選択し、上記受信用周波数変換回路で送信周波数
の信号を周波数変換して受信信号とすると共に、 受信タイミングで上記選択手段で混合器の出力側を選択
し、上記受信用周波数変換回路で混合器の出力周波数の
信号を周波数変換して受信信号とするようにした請求項
１記載の送受信機。 - 【請求項３】 上記受信用周波数変換回路で周波数変換
して得た受信信号に、上記第２の発振器の発振信号を混
合して、更に別の周波数の受信信号に変換するようにし
た請求項２記載の送受信機。 - 【請求項４】 上記送信用周波数変換回路での周波数変
換を行う際に、Ｉ成分の信号とＱ成分の信号とを所定の
位相差で直交変調するようにした請求項１〜３のいずれ
か１項記載の送受信機。
Priority Applications (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6297510A JPH08163190A (ja) | 1994-11-30 | 1994-11-30 | 送受信機 |
| US08/561,857 US5862181A (en) | 1994-11-30 | 1995-11-22 | Transmitting receiving apparatus |
| TW084112501A TW301086B (ja) | 1994-11-30 | 1995-11-23 | |
| CA002163728A CA2163728A1 (en) | 1994-11-30 | 1995-11-24 | Transmitting-receiving apparatus |
| EP95308497A EP0715420A3 (en) | 1994-11-30 | 1995-11-27 | Transmitting-receiving apparatus |
| MYPI95003643A MY113330A (en) | 1994-11-30 | 1995-11-28 | Transmitting-receiving apparatus |
| KR1019950044598A KR960020130A (ko) | 1994-11-30 | 1995-11-29 | 송수신 장치 |
| SG1995001982A SG34315A1 (en) | 1994-11-30 | 1995-11-30 | Transmitting-receiving apparatus |
| CN95121890A CN1078777C (zh) | 1994-11-30 | 1995-11-30 | 发射接收装置 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6297510A JPH08163190A (ja) | 1994-11-30 | 1994-11-30 | 送受信機 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08163190A true JPH08163190A (ja) | 1996-06-21 |
Family
ID=17847457
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6297510A Pending JPH08163190A (ja) | 1994-11-30 | 1994-11-30 | 送受信機 |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5862181A (ja) |
| EP (1) | EP0715420A3 (ja) |
| JP (1) | JPH08163190A (ja) |
| KR (1) | KR960020130A (ja) |
| CN (1) | CN1078777C (ja) |
| CA (1) | CA2163728A1 (ja) |
| MY (1) | MY113330A (ja) |
| SG (1) | SG34315A1 (ja) |
| TW (1) | TW301086B (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2007522747A (ja) * | 2004-02-13 | 2007-08-09 | トムソン ライセンシング | 送受信器における電力消費を削減する、電力増幅器の制御 |
| JP2008017218A (ja) * | 2006-07-06 | 2008-01-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線通信装置 |
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- 1995-11-30 SG SG1995001982A patent/SG34315A1/en unknown
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