JP4918366B2 - 送受信器における電力消費を削減する、電力増幅器の制御 - Google Patents

Description

本発明は一般に送受信器装置に関し、特に送受信器装置の電力消費を制御する手法に関する。本発明は、バッテリ電源を利用する移動体送受信器に特に適用可能であり得る。

特定の通信標準は、送受信器の信号送信モード及び信号受信モードを別個の時間間隔中に行うことを規定する時分割複信（ＴＤＤ）機能の利用をサポートすることができる。例えば、時分割符号分割多元接続（ＴＤＣＤＭＡ）、時分割同期符号分割多元接続（ＴＤＳＣＤＭＡ）、ハイパーラン2、IEEE802.11a、及び/又は他の標準などの通信標準はTDD機能を利用することができる。前述の通信標準は、例えば以下の表１に示すような種々の周波数範囲を利用することもできる。

表１に示すものなどの通信標準は、入力電力と出力電力との間に線形関係を有する信号伝送に電力増幅器の利用を必要とする場合もある。この線形性要件を満たすために、そうした増幅器は通常、送信モード中に高バイアス電流を必要とし、よって、比較的大量の電力を消費する場合がある。例えば、20ｄBの利得で３０ｄBのピーク出力電力レベルを供給する通常の電力増幅器は、送信モード中に４５０ｍAのDCバイアス電流を必要とする場合がある。電力増幅器のこの高バイアス電流要件は、送信モード中の装置の全体電力消費をかなり増加させ得る。例えば、移動体送受信器などの装置では、電力増幅器によって消費されるピーク電流は、送信モード中の装置の総電力消費の70%以上を構成し得る。よって、信号伝送に用いる電力増幅器は大量の電力を消費する場合があり、これは、バッテリ電源を利用する、移動体送受信器などのポータブル装置にとって特に問題であり得る。更に、電力増幅器の電力消費は、望ましくないかたちで装置に熱を発生させる場合もある。

よって、前述の課題がないようにし、それによって、電力増幅器の線形性要件をなお満たす一方で電力消費を削減する、送受信器装置を制御する手法に対する必要性が存在している。本発明は、前述及び/又は他の課題を解決することができる。

本発明の一局面によって、送受信器装置を開示する。例示的な実施例によれば、送受信器装置は、送信信号を増幅する電力増幅手段を備える。電力増幅手段に関連した3次相互変調積の電力レベルに基づいて電力増幅手段を制御する制御手段を提供する。

本発明の別の局面によって、送受信器装置を制御する方法を開示する。例示的な実施例によれば、方法は、送受信器装置の電力増幅器に関連した3次相互変調積の電力レベルを検出する工程と、検出に応じて電力増幅器を制御する工程とを備える。

本発明の実施例の以下の説明を、添付図面とともに解して参照することによって、本発明の前述並びに他の特徴及び利点と、それらを達成するやり方はより明らかになり、本発明はより深く分かるであろう。

本明細書及び特許請求の範囲記載の例示は、本発明の好ましい実施例を示し、そうした例示は、本発明の範囲を如何なるかたちで限定するものとしても解されるものでない。

次に添付図面を参照し、特に図１を参照すれば、本発明の例示的な実施例による送受信器１００を示す。図１では、送受信器装置１００は、信号送受信部１０などの信号送受信手段、スイッチ１２などのスイッチング手段、減衰器１４などの減衰手段、低雑音増幅器（LNA）１６などの低雑音増幅手段、可変利得増幅器（VGA）１８などの第１の可変増幅手段、復調器２０などの復調手段、低域通過フィルタ（LPF）２２及び２４などの第１の低域通過フィルタリング手段、アナログ・ディジタル変換器（ADC）２６及び２８などのアナログ・ディジタル変換手段、コントローラ３０などの制御手段、ディジタル・アナログ変換器（DAC）３８、４０及び４２などのディジタル・アナログ変換手段、LPF４４及び４６などの第２の低域通過フィルタリング手段、変調器４８などの変調手段、位相ロック・ループ（PLL）５０などの同期手段、LPF５２などの第３の低域通過フィルタリング手段、VGA５４などの第２の可変増幅手段、並びに電力増幅器５６などの電力増幅手段を備える。コントローラ３０は、ディジタル・フィルタ３２などのディジタル・フィルタリング手段、電力レベル推定器３４などの電力レベル推定手段、及び比較器３６などの比較手段を備える。図１の前述のエレメントの一部は、例えば、1つ又は複数の集積回路（IC）を用いて実施することができる。記載の明瞭化のために、特定の制御信号、電力信号などの、送受信器装置１００に関連した特定の通常のエレメント、及び/又は他の通常のエレメントは、図１に示していない場合がある。送受信器装置１００は、電話機、ページャ、携帯情報端末（PDA）及び/又は他の機器などの移動体無線送受信器として実施することができる。

信号送受信部１０は、信号を送受信するよう動作可能であり、アンテナ、入出力端子及び/又は他のエレメントなどの何れかのタイプの信号送受信エレメントとして実施することができる。例示的な実施例によれば、信号送受信部１０は、信号を無線で送受信するよう動作可能である。

スイッチ１２は、送受信器装置１００の送信モード及び受信モードに基づいて信号をスイッチングするよう動作可能である。例示的な実施例によれば、スイッチ１２は、送信モード中に電力増幅器５６から信号送受信部１０に送信信号の流れを供給し、プロセッサ（図示せず）から供給される制御信号（TX/RX）に応じて受信モード中に信号送受信部１０から減衰器１４に受信信号の流れを供給することによって送受信器装置１００のTDD機能を動作可能にする。以下本明細書に記載するように、漏れ信号が、送信モード中にスイッチ１２を通って送受信器１００の信号受信エレメントへ流れ得る。こうした漏れ信号は、電力増幅器５６の非線形効果に帰することができる3次相互変調積を含む。こうした漏れ信号は、主に、スイッチ１２の送信アクセスと受信アクセスとの間でみられる寄生容量に関連した寄生効果であり、特定の周波数範囲では不可避であり得る。例示的な実施例によれば、スイッチ１２はそうした漏れ信号に約３０ｄＢの減衰を印加する。

減衰器１４は、スイッチ１２から供給される信号を減衰させ、よって減衰信号を発生させるよう動作可能である。例示的な実施例によれば、減衰器１４は、送信モード中に更に３０ｄＢの減衰を備えるよう動作可能であり、ＴＸ／ＲＸ制御信号に応じて受信モード中にバイパスされる。送信モード中に減衰器１４によって備えられる減衰は、ＬＮＡ１６の入力での漏れ信号のレベルを低減させ、よって、その飽和効果が何らないようにすることに役立つ。

ＬＮＡ１６は、送信モード中に減衰器１４から供給される減衰信号を増幅し、受信モード中にスイッチ１２から供給される受信信号を増幅するよう動作可能である。ＶＧＡ18は、ＬＮＡ16から供給される信号を可変的に増幅させ、よって増幅信号を発生させるよう動作可能である。

復調器20は、ＶＧＡ18から供給される増幅信号を復調し、よって復調信号を発生させるよう動作可能である。例示的な実施例によれば、復調器２０は復調されたＩ信号及びＱ信号を生成し、二相シフト・キー（ＢＰＳＫ）変調、直角位相シフト・キー（ＱＰＳＫ）変調、直交振幅変調（ＱＡＭ）及び/又は他のタイプの変調などの複数の別々のタイプの変調を有する信号を復調するよう動作可能であり得る。

ＬＰＦ２２及び２４は、復調器２０から供給される復調信号をフィルタリングし、それによってフィルタリング信号を生成するよう動作可能である。例示的な実施例によれば、ＬＰＦ２２及び２４は、アンチエイリアシング・フィルタとして動作し、復調されたＩ信号及びＱ信号のそれぞれをフィルタリングする。又、例示的な実施例によれば、ＬＰＦ２２及び２４の帯域幅は、電力増幅器５６の非線形効果に帰することができる3次相互変調積を表す、スイッチ１２を介して漏れ信号を流すのに十分である。

ＡＤＣ２６及び２８はそれぞれ、ＬＰＦ２２及び２４から供給されるフィルタリング信号をアナログ形式からディジタル形式に変換するよう動作可能である。例示的な実施例によれば、ＡＤＣ２６及び２８に供給される信号を、ＡＤＣ２６及び２８の動作範囲に及ぶようＶＧＡ１８によってスケーリングする。

コントローラ３０は、電力増幅器５６に関連した3次相互変調積の電力レベル推定に基づいて電力増幅器５６を制御するよう動作可能である。本明細書に前述したように、そうした3次相互変調積は、送信モード中にスイッチ１２を通って流れる漏れ信号によって表され、電力増幅器５６の非線形効果に帰することができる。例示的な実施例によれば、コントローラ３０は、送信モード中に漏れ信号を処理し、それによって、3次相互変調積の電力レベルを検出する。コントローラ３０は、所定の基準電力信号によって表される電力信号と検出電力信号を比較し、この比較に基づいて送信モード中に電力増幅器５６に関連したバイアス電流を制御する。コントローラ３０の更なる詳細は以下本明細書に記載する。

DAC３８、４０及び４２は、信号をディジタル形式からアナログ形式に変換するよう動作可能である。例示的な実施例によれば、DAC３８は、比較器３６から供給されるディジタル信号をアナログ信号に変換するよう動作可能であり、アナログ信号は、電力増幅器５６に関連したバイアス電流を制御するのに用いられる。又、例示的な実施例によれば、DAC４０及び４２はそれぞれ、ディジタル処理されたI信号及びQ信号をアナログ信号に変換するよう動作可能である。ＬＰＦ４４及び４６は、DAC４０及びDAC４２それぞれから供給されるアナログ信号をフィルタリングし、それによってフィルタリングされた信号を生成するよう動作可能である。

変調器４８は、LPF４４及びLPF４６から供給されるフィルタリング信号を変調し、よって変調信号を生成するよう動作可能である。例示的な実施例によれば、変調器２０は、I信号及びQ信号を変調するよう動作可能であり、BPSK変調、QPSK変調、QAM変調及び/又は他のタイプの変調などの複数の別々のタイプの変調を行うよう動作可能であり得る。ＰＬＬ５０は、復調器２０及び変調器４８を制御する同期信号を生成するよう動作可能である。

ＬＰＦ52は、変調器48から供給される変調信号をフィルタリングし、よってフィルタリング信号を生成するよう動作可能である。ＶＧＡ54は、ＬＰＦ52から供給されるフィルタリング信号を可変的に増幅させ、それによって増幅信号を生成するよう動作可能である
電力増幅器５６は、ＶＧＡ５４から供給される信号の電力を増幅し、それによって、増幅された送信信号を生成するよう動作可能である。例示的な実施例では、電力増幅器５６は、複数のカスケード段を備え、一般に、その入力電力と出力電力との間での線形性を必要とする。本発明の原理によれば、電力増幅器５６の最終段のバイアス電流を、電力増幅器５６の非線形効果に帰することができる3次相互変調積の検出電力レベルに基づいて送信モード中に適応的に制御することができる。電力増幅器５６のこのバイアス電流を制御することによって、本発明は効果的には、適用可能な出力電力スペクトル・マスクによるその線形性要件も満たす一方でその電力消費を削減することができる。電力増幅器56の更なる詳細は以下本明細書に記載する。

図２を参照すれば、図１のディジタル・フィルタ３２及び電力レベル推定器３４の更に例示的な詳細を備える。図２では、ディジタル・フィルタ３２は、補間器６０などの補間手段、パルス・シェーピング・フィルタ（PSF）６２などのパルス・シェーピング手段、遅延部６４などの遅延手段、加算器６６などの加算手段、及びノッチ・フィルタ６８などのノッチ・フィルタリング手段を備える。又図２では、電力レベル推定器３４は、絶対値生成器７０などの絶対値生成手段、加算器７２などの加算手段、及び累算器７４などの累算手段を備える。図２の前述のエレメントの一部は、例えば、1つ又は複数のICを用いて実施することができる。記載の明瞭化のために、制御信号、電力信号などの、図２のエレメントに関連した特定の通常のエレメント、及び/又は他の通常のエレメントは図２に示していない場合がある。

補間器６０は、ADC２６及びADC２８から供給されるディジタル信号を用いてシンボル時間リカバリ動作を行い、それによって、同期情報を生成するよう動作可能である。例示的な実施例によれば、補間器６０は、ADC２６及びADC２８から供給される他のディジタル信号とともにそうした同期情報を出力する。

PSＦ62は、補間器60から供給されるディジタル信号をフィルタリングし、よってフィルタリング信号を生成するよう動作可能である。例示的な実施例によれば、PSF６２は、送信モード中に高域通過フィルタリング動作を行い、TX/RX制御信号に応じて受信モード中に低域通過フィルタリング動作を行うよう動作可能である。この例示的な実施例によれば、PSF６２の高域通過フィルタリング動作は、電力増幅器５６の非線形効果に帰することができる3次相互変調積を表す漏れ信号を分離するために0MHzから2.5MHzまでの周波数帯における50dBの阻止を有する。特に、こうした漏れ信号は、2.5MHzから5MHzまでの周波数帯内にかなりのエネルギを有し得る。受信モード中に、PSF６２からのフィルタリング信号を、図２に示すように更なるディジタル処理に供給する。PSF６２は、例えば、図３のグラフ３００に示すような周波数応答を有するレイズド・ルート・コサイン・フィルタを用いて構成することができる。例示的な実施例によれば、PSF６２の高域通過フィルタリング動作は、レイズド・ルート・コサイン・フィルタを反転させ、それによって図４のグラフ４００に示すような周波数応答を生成することにより、動作可能にすることができる。

遅延部64は、補間器60から供給されるディジタル信号に遅延を印加し、それによって遅延信号を生成するよう動作可能である。例示的な実施例によれば、遅延部６４によって印加される遅延は、PSF６２によって生成される処理遅延に等しい。

加算器６６は、PSF６２から供給されるフィルタリング信号を、遅延部６４から供給される遅延信号から減算し、それによって、結果として生じる出力信号を生成するよう動作可能である。

ノッチ・フィルタ68は、加算器66から供給される出力信号をフィルタリングし、それによってフィルタリング信号を生成するよう動作可能である。例示的な実施例によれば、ノッチ・フィルタ６８は、係数[0.5, 0,0. 5]及び、図５のグラフ５００に表す通常の周波数応答を有する単純なノッチ・フィルタを用いて構成することができる。例示的な実施例によれば、PSF６２の高域通過フィルタリング動作から生成されるフィルタリング信号によって、図６のグラフ６００において表すような累積周波数応答がノッチ・フィルタ６８によって生成され得る。

絶対値生成器７０は、ノッチ・フィルタ６８から供給されるフィルタリング信号から絶対値信号を生成するよう動作可能である。加算器７２は、絶対値生成器７０から供給される絶対値信号を累算器７４からの出力信号に加算し、それによって、結果として生じる出力信号を生成するよう動作可能である。

累算器７４は、リセット信号によって所定の期間、加算器７２から供給される出力信号の振幅を累算し、それによって、結果として生じる出力信号を生成するよう動作可能である。例示的な実施例によれば、累算器74は、電力増幅器５６の非線形効果に帰することができる3次相互変調積の電力レベルの推定である、各リセット期間の最後での出力信号を供給する。図２に示すように、累算器７４からの出力信号は、比較器３６（図１参照。）に供給され、比較器３６は出力信号を所定の基準電力信号と比較する。このようにして、電力増幅器５６に関連したバイアス電流をこの比較に基づいて制御することができる。

次に図７を参照すれば、図１の電力増幅器５６の更なる例示的な詳細を備える。特に、図７は、本発明の例示的な実施例による、電力増幅器５６の複数のカスケード段（例えば、３段）の最終段を示す。図７では、電力増幅器５６は、コンデンサC1乃至C4、トランジスタQ1及びQ2、ラジアル・スタブRS1及びRS2、抵抗R1乃至R5、４分の１波長スタブS1乃至S6、並びに、電圧入力V1及びV2を備える。図７に示すように、電力増幅器５６は、DAC３８及びVGA５４からの入力を受ける端子、並びに、出力をスイッチ１２に供給する出力端子も含む。例示的な実施例によれば、トランジスタQ2は、GaAsを用いて構成された電界効果トランジスタ（FET）である。電力増幅器５６のエレメントから選択される特定値は、設計上の選択事項であり得る。

本発明の原理によれば、電力増幅器５６の最終段のバイアス電流は、電力増幅器５６に関連した3次相互変調積の電力レベルに基づいて適応的に制御することができる。特に、ＤＡＣ３８から供給されるアナログ信号は、比較器３６によって行われる比較に基づいて電力増幅器５６の最終段のバイアス電流を制御し、それによって、電力増幅器５６の動作点を規定する。このようにして、電力増幅器５６の動作点を、電力消費が削減され、適用可能な出力電力スペクトル・マスクによって線形性要件が満たされるように調節することができる。例として、図８は、ＴＤＣＤＭＡ標準の出力電力スペクトル・マスクを示すグラフ８００である。

本発明の発明概念のより深い理解を促進するために、別の例を次に提供する。次に図９を参照すれば、本発明の例示的な実施例による工程を示す流れ図９００を示す。例及び説明の目的で、図９の工程を、図１及び図２のコントローラ３０と、図１及び図７の電力増幅器５６を参照して説明する。図９の工程は例示的なものにすぎず、本発明を如何なるかたちで限定することも意図するものでない。例示的な実施例によれば、図９の工程は、送受信器装置１００の送信モード中に行われる。図９の工程を実施する場合、減衰器１４及びＰＳＦ６２などの図１及び図２のエレメントを、ＴＸ／ＲＸ制御信号以外の制御信号、及び/又は、ＴＸ／ＲＸ制御信号に加えた制御信号を介して制御することができることは当業者には直感的に分かってしまうものである。

図９では、処理の流れが始まり、工程９１０に進む。工程９１０では、送受信器装置１００の送信電力レベルが所定の閾値レベル以上であるか否かについて判定が行われる。例示的な実施例によれば、工程９１０での判定は、プロセッサ（図１に図示せず）によって行うことができる。プロセッサは、送信器装置１００の受信モード中に供給される1つ又は複数のデータ・フレーム内に含まれるデータを検出し、処理する。又、例示的な実施例によれば、工程９１０で用いられる所定の閾値レベルは２７dBmであるが、他のレベルも本発明によって用いることができる。

工程９１０での判定が否定の場合、処理の流れは工程９２０に進み、工程９２０では、電力増幅器５６に関連したバイアス電流がその電流レベルで維持される。あるいは、工程９１０での判定が肯定の場合、処理の流れは工程９３０に進み、工程９３０では電力レベル推定器３４の累算器７４はリセットされる（図２参照。）。工程９４０では、累算器７４は所定の期間、振幅サンプルを累算し、その後、電力増幅器５６の非線形効果に帰することができる3次相互変調積の電力のレベルの推定である出力信号を供給する。

工程９５０では、累算器７４からの推定電力レベルは、所定の基準電力レベル以上であるか否かについての判定が行われる。例示的な実施例によれば、比較器３６は、累算器７４の出力信号を所定の基準電力信号と比較することによって工程９５０で判定を行う。工程950での判定が否定の場合、処理の流れは工程960に進み、工程９６０では、電力増幅器５６に関連したバイアス電流が削減される。あるいは、工程950での判定が肯定の場合、処理の流れは工程970に進み、工程９７０では、電力増幅器５６に関連したバイアス電流を増加させて、それによってその線形性を増大させる。

工程９６０及び９７０の後、処理の流れは、工程９３０にもう一度戻り、工程９３０では、前述の工程を図９に示すように繰り返すことができる。図９の工程は、工程９１０が所定の期間毎に繰り返されるように反復的に行うこともできる。図９の工程の他の変形も本発明によって行うことができる。例えば、工程９３０乃至９５０及び工程９６０又は９７０を各送信モード中に行うことができる。この変形によって、送受信器装置１００の送信器電力レベルにかかわらず電力増幅器５６のバイアス電流を調節することが可能になり、よって、判定工程９１０が割愛されることになる。しかし、判定工程９１０を含めることは望ましいことであり得るが、それは、本発明の電力削減の効果が、送受信器装置１００の送信電力レベルが所定のレベル（例えば、２７dBm）よりも大きい場合に大きくなりがちであるからである。例えば、図９の工程は、電力増幅器５６の最終段の電流ドローを2分の１に（例えば、４５０ｍAから２２５ｍAに）削減することができる場合がある。しかし、全ての場合において、電力削減の便益は、送信モード/受信モード時間比によってはかるべきである。

本明細書に記載したように、本発明は、電力消費を効果的に削減する送受信器装置を制御する手法を提供するものである。よって、本発明の原理は、バッテリ電源を用いる、移動体送受信器などの装置に特に適用可能であり得る。電力消費の削減は、そうした装置による望ましくない熱の発生の削減にも役立ち得る。

本発明は、好ましい設計を有するものとして説明したが、本明細書及び特許請求の範囲記載の趣旨及び範囲内で更に修正することが可能である。本願はよって、本発明のその一般的な原理を用いた変形、使用又は適合を包含することを意図している。例えば、本発明の原理を、本明細書に特に記載した例示的な標準以外の通信標準をサポートする装置又は機器に適用し得る。更に、本願は、本発明が関係し、特許請求の範囲の限度内に収まる、当該技術分野において公知又は慣用の実施形態内に収まるような、本願の開示からの逸脱を包含することを意図している。そういうものとして、本発明が特許請求の範囲記載によってのみ限定されることが意図されている。

本発明の例示的な実施例による送受信器装置の構成図である。 図１のディジタル・フィルタ及び電力レベル推定器の更なる例示的詳細を示す図である。 図１及び図２のディジタル・フィルタ及び電力レベル推定器に関連した例示的な周波数応答を示すグラフである。 図１及び図２のディジタル・フィルタ及び電力レベル推定器に関連した例示的な周波数応答を示すグラフである。 図１及び図２のディジタル・フィルタ及び電力レベル推定器に関連した例示的な周波数応答を示すグラフである。 図１及び図２のディジタル・フィルタ及び電力レベル推定器に関連した例示的な周波数応答を示すグラフである。 図１の電力増幅器の更なる例示的な詳細を示す図である。 例示的な出力電力スペクトル・マスクを示すグラフである。 本発明の例示的な実施例による工程を示す流れ図である。

Claims (12)

1. 別個の時間間隔中に信号を受信し、信号を送信する受信連鎖及び送信連鎖を備える装置（１００）であって、
   送信信号の信号送信手段（１０）への流れ、又は受信信号の前記信号送信手段（１０）からの流れを供給するスイッチング手段（１２）と、
   前記送信信号を増幅する電力増幅手段（５６）と
   を備え、
   該電力増幅手段（５６）に関連した3次相互変調積の電力レベル推定に基づいて前記電力増幅手段（５６）のバイアス電流を制御する制御手段（３０）を更に備え、前記相互変調積は、送信モード中に信号受信エレメントへ前記スイッチング手段（１２）を通って流れる漏れ信号に含まれることを特徴とする装置。
2. 請求項１記載の装置（１００）であって、前記信号送信手段（１０）は前記送信信号を無線で送信することを特徴とする装置。
3. 請求項1記載の装置（１００）であって、
   前記制御手段（３０）は、前記送信モード及び受信モードの間にディジタル・フィルタリング動作を行うディジタル・フィルタリング手段（３２）を備えることを特徴とする装置。
4. 請求項3記載の装置（１００）であって、前記ディジタル・フィルタリング手段（３２）は、前記送信モード中に高域通過ディジタル・フィルタリング動作を行い、前記受信モード中に低域通過ディジタル・フィルタリング動作を行うことを特徴とする装置。
5. 請求項１記載の装置（１００）であって、前記制御手段（３０）は、前記送受信器装置（１００）の送信電力レベルが所定の閾値レベルを超える場合にのみ、前記電力増幅手段（５６）の前記バイアス電流を制御することを特徴とする装置。
6. 別個の時間間隔中に信号を受信し、信号を送信する受信連鎖及び送信連鎖と、送信信号の信号送信手段（１０）への流れ、又は受信信号の前記信号送信手段（１０）からの流れを供給するスイッチング手段（１２）と、前記送信信号を増幅する電力増幅手段（５６）とを備える送受信器装置（１００）を制御する方法（９００）であって、
   該電力増幅手段（５６）に関連し、送信モード中に信号受信エレメントへ前記スイッチング手段（１２）を通って流れる漏れ信号に含まれる3次相互変調積の電力レベル推定を検出する工程（９５０）と、
   前記電力増幅手段（５６）のバイアス電流を制御する工程（９６０、９７０）と
   を備えることを特徴とする方法。
7. 請求項6記載の方法であって、累算器レベルが基準レベルより低い場合に前記バイアス電流が減らされ、前記累算器レベルが前記基準レベルよりも高い場合に前記バイアス電流が増やされ、前記累算器レベルは、3次相互変調積の前記電力レベルの推定であることを特徴とする方法。
8. 請求項6記載の方法であって、前記送受信器装置（１００）の送信電力レベルが所定の閾値レベルを超える場合にのみ前記バイアス電流が修正されることを特徴とする方法。
9. 請求項６乃至８の何れかに記載の方法（９００）であって、
   信号送信エレメント（１０）を用いて送信信号を無線で送信する工程を更に備えることを特徴とする方法。
10. 請求項６記載の方法（９００）であって、
    前記送受信器装置の送信電力レベルが所定の閾値レベル（９１０）を超える場合に前記検出する工程及び前記制御する工程（９５０乃至９７０）が行われることを特徴とする方法。
11. 請求項1乃至５記載の装置（１００）であって、
    制御手段は、コントローラなどの単一の構成部分を用いて構成されることを特徴とする装置。
12. 請求項1乃至５記載の装置（１００）であって、
    スイッチング手段は、スイッチなどの単一の構成部分を用いて構成されることを特徴とする装置。

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