JPH1174806A - 送信増幅器の非線形歪補償回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 送信増幅器の非線形特性を確実に補償するこ
とができる送信増幅器の非線形歪補償回路を提供する。 【解決手段】 送信信号をガードタイムの間隔をおいて
間欠的に送信する送信増幅器７を備えた送信機におい
て、教師信号発生器３ａはガードタイムの期間中に経過
時間に比例して増大する電力を有する教師信号を発生し
て送信増幅器７に出力し、方向性結合器８はガードタイ
ムの期間中に送信増幅器７から出力される信号を検出
し、除算器１５は教師信号を検出された信号で除算して
その誤差データを出力し、テーブルＲＡＭ１１は誤差デ
ータを経過時間に比例するアドレスに非線形歪補償のた
めの係数データとして記憶する。電力検出器１２は送信
期間中に送信すべき送信信号の電力を検出し、乗算器４
は検出された電力をアドレスとしてテーブルＲＡＭ１１
に入力して読み出された係数データを送信すべき送信信
号に乗算して非線形歪補償処理を行って送信増幅器７に
出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、時分割多重方式で
送信信号を、ガードタイムの間隔をおいて間欠的に送信
する送信増幅器を備えた送信機のための送信増幅器の非
線形歪補償回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】将来のワイヤレス・パーソナル・マルチ
メディア通信の実現のためには、限りある無線周波数帯
域を用いて音声から大容量のデータファイル転送まで、
要求される伝送速度と伝送品質の異なる多様なメディア
の柔軟なサポートが重要である。技術的には、非音声情
報を高速・高品質に伝送する技術と、伝送する情報の種
類に応じて品質制御を柔軟に対応できる伝送制御技術の
確立が望まれている。

【０００３】多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modul
ation）方式は伝送帯域を広げることなく高速伝送が実
現できるため、陸上移動通信で非常に有効な技術であ
る。しかしながら、多値ＱＡＭを陸上移動通信へ適用す
るうえで、耐雑音・干渉特性の向上による伝送特性の改
善及び、送信増幅器の非線形補償による送信電力効率の
改善が重要な課題となっている。多値ＱＡＭの伝送品質
の劣化は、受信信号レベルが深く落ち込んだ場合、ある
いは、遅延スプレッドが大きくなった場合に支配され
る。しかしながら、その確立は比較的小さいことから、
この点に着目し，高い耐雑音・干渉特性を達成する手段
として、伝搬路状況に応じて適応的に変調多値数やシン
ボルレートを制御する適応変調方式が提案され、その有
効性が明らかにされている（例えば、従来技術文献１
「上ほか，“可変シンボルレート変調多値数適応変調方
式の伝送特性”，電子情報通信学会技術報告，ＲＣＳ９
５−３０，１９９５年５月」、及び従来技術文献２「三
瓶ほか，“適応変調ＴＤＭＡ／ＴＤＤシステムの室内実
験結果”，電子情報通信学会技術報告，ＲＣＳ９６−１
０８，１９９６年１１月」参照。）。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】一方、移動局では送信
電力が限られているため、電力効率の高い送信増幅器を
用いる必要がある。送信増幅器の電力効率をあげるため
には非線形領域に近い動作点での使用が望ましいが、飽
和点付近での動作を行うことにより増幅器の電力効率を
高めることが出来る反面、高周波歪み等によるスプリア
スが隣接チャネルへの放射となり干渉を与える。また、
多値ＱＡＭ方式では変調多値数の増加に伴いＡＭ−ＡＭ
（振幅）、ＡＭ−ＰＭ（位相）歪みが伝送品質の劣化要
因となる。

【０００５】本発明の第１の目的は以上の問題点を解決
し、従来技術に比較して送信増幅器の非線形特性を確実
に補償することができる送信増幅器の非線形歪補償回路
を提供することにある。

【０００６】本発明の第２の目的は、上記第１の目的に
加えて、送信増幅器の消費電力を大幅に低下させること
ができる送信増幅器の非線形歪補償回路を提供すること
にある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載の送信増幅器の非線形歪補償回路は、時分割多重方式
で送信信号を、ガードタイムの間隔をおいて間欠的に送
信する送信増幅器を備えた送信機のための送信増幅器の
非線形歪補償回路であって、上記ガードタイムの期間中
に、経過時間に比例して増大した後低下する電力を有す
る教師信号を発生して送信増幅器に出力する信号発生手
段と、上記ガードタイムの期間中に、上記送信増幅器か
ら出力される信号を検出する信号検出手段と、上記信号
発生手段から発生される教師信号を、上記信号検出手段
によって検出された信号で除算して、除算結果の誤差デ
ータを出力する比較手段と、上記比較手段から出力され
る誤差データを、上記経過時間に比例するアドレスに、
上記送信増幅器の非線形歪補償のための係数データとし
て記憶する記憶手段と、上記ガードタイムとは異なる送
信期間中に、送信すべき送信信号の電力を検出する電力
検出手段と、上記電力検出手段によって検出された送信
信号の電力をアドレスとして上記記憶手段に入力して、
当該アドレスから読み出された上記送信増幅器の非線形
歪補償のための係数データを、上記送信すべき送信信号
に乗算することにより、上記送信増幅器の非線形歪補償
処理を行って、乗算結果の信号を上記送信増幅器に出力
する乗算手段とを備えたことを特徴とする。

【０００８】また、請求項２記載の送信増幅器の非線形
歪補償回路は、請求項１記載の送信増幅器の非線形歪補
償回路において、上記送信機の通信の相手方から送信さ
れる送信信号を受信して、搬送波電力に対する雑音電力
密度の比の値Ｃ／Ｎｏを検出する電力比検出手段と、上
記電力比検出手段によって検出された搬送波電力に対す
る雑音電力密度の比の値Ｃ／Ｎｏに基づいて、上記比の
値Ｃ／Ｎｏが所定の第１のしきい値から、上記第１のし
きい値よりも大きい所定の第２のしきい値までのとき
に、上記送信増幅器の非線形電力入出力特性における飽
和開始時の入力電力から非線形開始時の入力電力までの
バックオフの電力量が一定となるように、上記送信増幅
器の送信電力を第１の電力値だけ低下させるとともに、
上記比の値Ｃ／Ｎｏが上記第２のしきい値を超えるとき
に、上記バックオフの電力量が一定となるように、上記
送信増幅器の送信電力を第１の電力値よりも大きい第２
の電力値だけ低下させるように、上記送信増幅器を制御
する電力制御手段をさらに備えたことを特徴とする。

【０００９】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明に係
る実施形態について説明する。

【００１０】図１は、本発明に係る一実施形態である非
線形歪補償回路３００を備えた送受信機の構成を示すブ
ロック図である。本実施形態の送受信機は、例えば、適
応変調方式を用いて構成され、時分割多重方式で送信信
号を、ガードタイムの間隔をおいて間欠的に送信する送
信増幅器７を備えた送信機１００と、受信機２００とか
ら構成され、送信機１００が非線形歪補償回路３００を
備えたことを特徴とする。非線形歪補償回路３００は、
本発明の第１の目的を達成するために、（ａ）上記ガー
ドタイムの期間中に、経過時間に比例して増大した後低
下する電力を有する教師信号を発生してフレーム形成器
３、乗算器４、Ｄ／Ａ変換器５及び変調器６を介して送
信増幅器７に出力する教師信号発生器３ａと、（ｂ）上
記ガードタイムの期間中に、上記送信増幅器７から出力
される信号を検出する方向性結合器８と、（ｃ）フレー
ム形成器３からスイッチＳＷ１及び遅延素子１４を介し
て入力される教師信号を、方向性結合器８から変調器１
６及びＤ／Ａ変換器１７を介して入力される信号で除算
して、除算結果の誤差データをＩ／Ｑ信号変換器１８を
介してテーブルＲＡＭ１１に出力する比較手段である除
算器１５と、（ｄ）除算器１５からＩ／Ｑ信号変換器１
８を介して出力される誤差データを、上記経過時間に比
例するアドレスに、送信増幅器７の非線形歪補償のため
の係数データとして記憶するテーブルＲＡＭ１１と、
（ｅ）上記ガードタイムとは異なる送信期間中に、送信
すべき送信信号の電力を検出する電力検出器１２と、
（ｆ）電力検出器１２によって検出された送信信号の電
力をアドレスとしてテーブルＲＡＭ１１に入力して、当
該アドレスから読み出された上記送信増幅器７の非線形
歪補償のための係数データを、フレーム形成器３からの
送信すべき送信信号に乗算することにより、上記送信増
幅器７の非線形歪補償処理を行って、乗算結果の信号を
Ｄ／Ａ変換器５及び変調器６を介して送信増幅器７に出
力する乗算器４とを備えたことを特徴とする。

【００１１】また、送信機１００は、本発明の第２の目
的を達成するために、（ａ）送信機１００の通信の相手
方から送信される送信信号を受信して、搬送波電力に対
する雑音電力密度の比の値Ｃ／Ｎｏを検出する電力比検
出器（以下、Ｃ／Ｎｏ検出器という。）５５と、（ｂ）
電力比検出器５５によって検出された搬送波電力に対す
る雑音電力密度の比の値Ｃ／Ｎｏに基づいて、上記比の
値Ｃ／Ｎｏが８０（ｄＢ・Ｈｚ）から９０（ｄＢ・Ｈ
ｚ）までのときに、上記非線形歪補償処理の動作に影響
を与えないように上記送信増幅器７の非線形電力入出力
特性における飽和開始時の入力電力から非線形開始時の
入力電力までのバックオフの電力量が一定（例えば３ｄ
Ｂ）となるように、上記送信増幅器７の送信電力を１０
ｄＢだけ低下させるために、電源電圧とバイアス電圧を
低下させて送信増幅器７を制御するとともに、上記比の
値Ｃ／Ｎｏが９０（ｄＢ・Ｈｚ）を超えるときに、上記
非線形歪補償処理の動作に影響を与えないように上記バ
ックオフの電力量が一定（例えば３ｄＢ）となるよう
に、上記送信増幅器７の送信電力を２０ｄＢだけ低下さ
せるために、電源電圧とバイアス電圧を低下させて送信
増幅器７を制御する増幅器コントローラ３０を備えたこ
とを特徴とする。

【００１２】例えば、高速適応変調方式では、伝搬路の
瞬時値変動に対する制御を必要とするため高速に追従可
能な補償方式が求められる。そこで、応答が早くソフト
ウェアによる実現が可能な前歪み補償方式を用いる。当
該前歪み補償方式は、サンプル信号の復調信号から推定
される非線形歪みの複素変動を参照テーブルＲＡＭ１１
に記憶し、送信信号に前歪みとして付加することで非線
形補償を行う。また、適応変調方式ではシャドウイング
及び距離減衰に対する補償を行わないため、伝搬路状況
が良好であれば過剰な電力供給を行っていると考えられ
る。そこで、収束時間が前歪み補償方式に比べて緩やか
ではあるが、送信増幅器７の特性を動的に制御可能なバ
イアスコントロール方式による、セル内の平均送信電力
の低減を目的とした送信電力制御を行う。これにより、
送受信機の電力供給用電池の長寿命化を実現できる。

【００１３】ところで、時間的・空間的に変動する無線
伝搬路に対して、従来の無線回線設計においては最悪時
を想定して、劣悪な伝搬路特性の場合でもある程度の伝
送品質を供給できるような伝送速度を設定しているの
で、ユーザの多くは伝搬路特性が良好であり過剰な電力
マージンを有している。これを別の観点から言えば、基
地局から近い場所に位置するような伝搬路特性が良好な
ユーザに対しては、電力マージンを利用してシンボルレ
ートや変調多値数など伝送速度を決定する変調パラメー
タを高く設定し高速伝送を行うことが可能である。逆に
基地局から遠い場所に位置するような伝搬路特性が劣悪
なユーザに対しては、シンボルレートや変調多値数を低
く設定することにより、基地局付近のユーザと同等の伝
送品質を劣化させることなく、システム全体の伝送速度
の高速化を図ることができる。このような考えを基に、
これまでに受信信号レベルなどに応じて変調多値数のみ
を可変とする可変変調多値数適応変調方式を用いたシス
テムが提案され、高品質かつ高速伝送の実現、あるいは
システム容量の増大などに有効な方策であることが報告
されており、本実施形態では、適応変調方式を採用す
る。

【００１４】図２は、図１の送信機１００が送信する送
信信号のフレーム構成を示す図であり、図２において
（ ）内はシンボル数である。本実施形態では、ＴＤＭ
Ａ／ＴＤＤ方式のフレーム構成を採用し、各バーストの
プリアンブルのガードタイムに含まれる教師信号を用い
て送信増幅器７の非線形歪補償処理を行う。教師信号は
各バーストのガードタイムＧ（図２参照。）の期間中に
与え、立ち上がり時間は、送信増幅器７のセトリング時
間（過渡応答の収束時間）に対して十分長いものとす
る。教師信号は、タイミング信号発生器２０によって発
生されたガードタイム信号に応答して、バースト毎に、
ガードタイム期間中に、図３に示すように、送信増幅器
７の飽和レベル（時刻ｔ_f）まで、経過時間に比例して
増大した後、低下するように、教師信号発生器３ａによ
り発生される。

【００１５】図１において、送信すべきシリアル送信デ
ータ信号はＳ／Ｐ変換器１に入力されて、シリアル／パ
ラレル変換されて２列の送信データ信号に変換された
後、信号発生器２に入力される。図１において、各信号
線に２と記載しているのは、信号が互いに直交するＩ信
号とＱ信号からなる複素数信号であることを示す。上記
シリアル送信データ信号とともに入力される同期信号は
タイミング発生器２０に入力され、タイミング信号発生
器２０は、入力された同期信号に応答して、Ｓ／Ｐ変換
器１、信号発生器２及びフレーム形成器３において必要
な各種タイミング信号を発生して供給するとともに、バ
ースト毎に、ガードタイム期間中に、ハイレベルとなる
ガードタイム信号を教師信号発生器３ａ、メモリコント
ローラ１０、スイッチＳＷ１，ＳＷ２、及びアップカウ
ンタ１３に出力する。ガードタイム信号に応答して、メ
モリコントローラ１０は、書込信号を発生してテーブル
ＲＡＭ１１に出力する一方、ガードタイム信号以外の送
信期間（以下、送信期間という。）に読出信号をテーブ
ルＲＡＭ１１に出力する。また、ガードタイム信号がハ
イレベルであるガードタイム期間中において、スイッチ
ＳＷ１及びＳＷ２は接点ａ側に切り換わる一方、送信期
間中において、接点ｂ側に切り換わる。さらに、アップ
カウンタ１３は、ガードタイム信号の立ち上がりに応答
して、０からアドレスを順次１ずつ、ガードタイム時間
ｔ_fを例えば１００分割した時間毎に、インクリメント
して、インクリメントしたアドレスをスイッチＳＷ２の
接点ａ側を介してテーブルＲＡＭ１１のアドレス端子に
出力する。ここで、テーブルＲＡＭ１１は、例えば、２
つのデータ端子を有する２ポートＤＲＡＭで構成され
る。

【００１６】信号発生器２は、入力される２列の送信デ
ータ信号に基づいてデータ信号を発生して、フレーム形
成器３に出力し、フレーム形成器３は、入力されるデー
タ信号に、ガードタイム期間中に、教師信号を挿入して
乗算器４に出力するとともに、スイッチＳＷ１の接点ａ
側及び遅延素子１４を介して除算器１５に出力し、さら
には、スイッチＳＷ１の接点ｂ側を介して電力検出器１
２に出力する。ここで、遅延素子１４は、教師信号が乗
算器４、Ｄ／Ａ変換器５、変調器６、送信増幅器７、方
向性結合器８、復調器１６及びＡ／Ｄ変換器１７を介し
て除算器１５に入力されるまでの遅延時間を補償するた
め、すなわち除算器１５に入力される２つの信号の入力
時間を一致させるために設けられる。電力検出器１２
は、送信期間中において、フレーム形成器３から出力さ
れる送信データ信号の電力値を検出して、当該電力値
を、テーブルＲＡＭ１１のアドレスとして、スイッチＳ
Ｗ２の接点ｂを介してテーブルＲＡＭ１１のアドレス端
子に出力する。すなわち、教師信号は、ガードタイム期
間中において、図３に示すように経過時間に対して比例
する一方、アップカウンタ１３がその期間中において所
定の間隔毎にアドレスをインクリメントするので、テー
ブルＲＡＭのアドレスは、図３の送信相対電力に対応す
る。

【００１７】ガードタイム期間中において、教師信号
は、乗算器４で“１”が乗算された後、Ｄ／Ａ変換器
５、例えばＱＡＭ変調器である変調器６、送信増幅器７
を介して方向性結合器８に入力され、方向性結合器８
は、入力される教師信号のうち一部の教師信号を検出し
て、例えばＱＡＭ復調器である復調器１６及びＡ／Ｄ変
換器１７を介して除算器１５に入力される。除算器１５
は、遅延素子１４から入力される教師信号を、Ａ／Ｄ変
換器１７から入力される信号で除算して、除算結果の誤
差データをＩ／Ｑ信号変換器１８に出力し、これに応答
して、Ｉ／Ｑ信号変換器１８は入力された誤差データ
を、互いに直交するＩ信号とＱ信号からなる複素数信号
に変換してテーブルＲＡＭ１１のデータ端子に出力し
て、非線形歪補償処理のための歪補償係数データとして
書き込む。

【００１８】一方、送信期間中において、テーブルＲＡ
Ｍ１１は、電力検出器１２から入力される送信データ信
号の電力値に対応したアドレスから、上記教師信号に基
づいて書き込まれた歪補償係数データを読み出して、乗
算器４に出力して、送信すべき送信データ信号に対して
乗算して、非線形歪補償処理を実行する。処理後の送信
データ信号は、Ｄ／Ａ変換器５を介して変調器６に入力
されて、所定の搬送波信号で変調され、変調された送信
信号が送信増幅器７、方向性結合器８及び送信信号の周
波数帯域のみを通過させる帯域通過フィルタ９ａを介し
てアンテナ５０に出力されて、相手方のアンテナに向け
て送信される。

【００１９】一方、相手方のアンテナから送信された送
信信号はアンテナ５０で受信された後、受信信号の周波
数帯域のみを通過させる帯域通過フィルタ９ｂ及び高周
波増幅器５１を介して周波数変換器５２及びＣ／Ｎｏ検
出器５５に出力する。周波数変換器５２は、入力される
信号を所定の中間周波数を有する中間周波信号に周波数
変換して中間周波増幅器５３を介して、例えばＱＡＭ復
調器である復調器５４に出力する。これに応答して、復
調器５４は、入力される中間周波信号を復調して、復調
後の受信データ信号を出力する。一方、Ｃ／Ｎｏ検出器
５５は、入力される受信信号に基づいて搬送波電力に対
する雑音電力密度の比の値Ｃ／Ｎｏを検出して増幅器コ
ントローラ３０に出力する。

【００２０】増幅器コントローラ３０は、以下の如く、
ドライブ回路３１を介して送信増幅器７のバイアス電圧
を設定しかつ、ドライブ回路３２を介して送信増幅器７
の電源電圧を設定することにより、送信増幅器７の動作
を制御する。すなわち、増幅器コントローラ３０は、上
記比の値Ｃ／Ｎｏが８０ｄＢ・Ｈｚから９０ｄＢ・Ｈｚ
までのときに、上記非線形歪補償処理の動作に影響を与
えないように上記送信増幅器７の非線形電力入出力特性
における飽和開始時の入力電力から非線形開始時の入力
電力までのバックオフの電力量が一定（例えば３ｄＢ）
となるように、上記送信増幅器７の送信電力を１０ｄＢ
だけ低下させるために、電源電圧とバイアス電圧を低下
させて送信増幅器７を制御するとともに、上記比の値Ｃ
／Ｎｏが９０ｄＢ・Ｈｚを超えるときに、上記非線形歪
補償処理の動作に影響を与えないように上記バックオフ
の電力量が一定（例えば３ｄＢ）となるように、上記送
信増幅器７の送信電力を２０ｄＢだけ低下させるため
に、電源電圧とバイアス電圧を低下させて送信増幅器７
を制御する。

【００２１】以上のように構成された送信機１００の非
線形歪補償回路３００においては、比較手段である除算
器１５において、教師信号

【数１】ｖ_t（ｔ）＝｜Ｖ_t｜ｅｘｐ（ｊθ） と増幅信号を復調した信号

【数２】ｖ_f（ｔ）＝｜Ｖ_f｜ｅｘｐ（ｊφ） のＡＭ−ＡＭ及びＡＭ−ＰＭ特性を複素歪ｖ_e（ｔ）と
して検出し、次式の入力電力対非線形歪量の参照テーブ
ルをテーブルＲＡＭ１１に作成する。

【数３】 ｖ_e（ｔ） ＝ｖ_t（ｔ）／ｖ_f（ｔ） ＝｛｜Ｖ_t｜ｅｘｐ（ｊθ）｝／｛│Ｖ_f｜ｅｘｐ（ｊφ）｝

【００２２】当該参照テーブルを作成する際、演算量及
びメモリの削減のため複素歪みの検出を離散的に行い、
例えばスプライン補間による内挿を行うことで参照テー
ブルを作成してもよい。また、参照テーブルは、各バー
スト毎に教師信号に基づいて更新される。その後、送信
期間中において、乗算器４により前歪みを与えることに
より、送信増幅器７への入力信号ｖ_i（ｔ）が次式のよ
うに生成される。

【数４】 ｖ_i（ｔ） ＝ｖ_t（ｔ）×ｖ_e（ｔ） ＝｛｜Ｖ_t ²｜／｜Ｖ_f｜｝ｅｘｐ｛ｊ（２θ−φ）｝

【００２３】本実施形態においては、Ｄ／Ａ変換器５及
びＡ／Ｄ変換器１７のダイナミックレンジは理想的な特
性を有し、教師信号を与える際の復調遅延問題に関して
は、遅延素子１４により完全に補償されているものとす
る。

【００２４】次いで、送信電力制御について説明する。
伝搬路状況が中央値変動及び距離変動に対しての応答で
は、短時間での収束を要求する必要性は少なく、むしろ
時間的応答特性は前歪補償方式に劣るが、送信増幅器の
特性を直接操作する機能を持ったシステムが望ましい。
そこで、送信電力の制御には増幅器の電力制御が可能な
バイアスコントロール型の非線形補償方式を適用する。
図１に、送信電力制御方式の構成を示す。受信機２００
の平均Ｃ／Ｎｏに基づいて、送信増幅器７のパラメータ
変更を決定する。決定されたパラメータに対応するデー
タテーブルより、インピーダンス整合等のデバイスに関
する変更情報をドライバ回路３１，３２に伝達し、送信
電力を動的に変化させる。データテーブルには、電源電
圧をコントロールするマップテーブルと、動作点を操作
するマップテーブルを用意することで、非線形歪補償回
路３００で使用する飽和レベルからのバックオフは一定
に保つことが出来る。

【００２５】図４は、図１の送信増幅器７の入出力電力
特性を示すグラフである。図４に示すように、電源電圧
を変化することにより、飽和レベルの電力が変化する一
方、バイアス電圧を変換することにより、線形特性上の
動作点が変化する。以下、図４の動作に基づいて、本実
施形態の送受信機においての電力効率のさらなる改善を
目的とした、バイアスコントロールによる電力制御方式
を開示する。例えば、適応変調方式では中央値変動・距
離変動に対する補償を行わないため、端末が基地局の近
くにいる場合、最高シンボルレート／変調多値数を選択
するチャートのＣ／Ｎｏの上限よりも良好になり、過剰
な電力送信を行っていると考えられる。そこで、本実施
形態では、前歪み補償に比べ比較的緩やかであるが、送
信増幅器の特性を動的に制御することが可能なバイアス
コントロール方式を非線形補償ではなく、送信電力制御
に適用した。

【００２６】受信機２００側で検出された平均送信Ｃ／
Ｎｏを増幅器コントローラ３０に送り、電源電圧制御用
ドライバ回路３２と、バイアス電圧制御用ドライバ回路
３１を介して送信増幅器７のパラメータの変更を行う。
各制御用ドライバ回路３１，３２には、平均Ｃ／Ｎｏに
対する送信電力を送信するために必要な送信増幅器７と
その周辺デバイスに関するパラメータを持ち、このパラ
メータにより、前歪み補償で使用する動作点を変化させ
ることなく送信電力の制御を行う。

【００２７】パラメータの決定方法は、基準ＢＥＲが１
０^-3を越えないＣ／Ｎｏをセル境界の値とし、伝搬路特
性、基地局／移動局アンテナ特性、送信電力を求める。
また、搬送波周波数及びセル半径はＰＨＳの回線設計を
参考に決定する。ここで、連続的な送信電力の制御は、
ＲＦ増幅器の回路設計上以下のような問題を考慮しなけ
ればならない。 （ａ）高周波の回り込み、（ｂ）多段増幅器の整合性、
（ｃ）過電流による周波数特性の劣化、及び（ｄ）パタ
ーン実装時の輻射。そこで、本実施形態では簡単化のた
めに送信増幅器のダイナミックレンジを２０ｄＢとし、
３値のしきい値による離散的制御を行う。送信電力の判
定における基準値は、変調多値数の選択比率の変化点が
大きくなるところに着目し、３値の判定値を決定する。
判定値を決める条件として、基準ＢＥＲである１０^-3を
満たすセル境界のＣ／Ｎｏを７０（ｄＢ・Ｈｚ）と決定
したことから、７０（ｄＢ・Ｈｚ）に一つ目の判定値を
設定する。次に、９０（ｄＢ・Ｈｚ）以上の良好な領域
においては伝送品質が１０^-6と良好であることから、最
高伝送速度の変調パラメータを選択しているにも関わら
ずさらに過剰な電力送信を行っているものと考えられ
る。そこで、推定される平均Ｃ／Ｎｏが９０（ｄＢ・Ｈ
ｚ）を越えるユーザに対して、−２０ｄＢの送信電力制
御を行う。最後に、７０（ｄＢ・Ｈｚ）から８０（ｄＢ
・Ｈｚ）の区間にかけて適応変調システムが理想的なパ
ラメータ推定を行っていることから、８０（ｄＢ・Ｈ
ｚ）以上の９０（ｄＢ・Ｈｚ）未満の平均Ｃ／Ｎｏに対
して、−１０ｄＢの送信電力制御を行う。

【００２８】以上の実施形態において、歪補償回路３０
０をハードウエアで構成しているが、本発明はこれに限
らず、ディジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）で
構成して、各ブロックの処理をソフトウエアで構成して
もよい。

【００２９】

【実施例】本発明者は、非線形歪補償回路３００の補償
効果について、シミュレーションを行って検証した。図
５は、図１の送信増幅器７においてバックオフを変化さ
せたときの平均ビットエラーレート（ＢＥＲ）特性を示
すグラフであり、図６は、図１の送信増幅器７において
非線形歪補償回路３００を用いて非線形歪補償を行った
ときの平均ビットエラーレート（ＢＥＲ）特性を示すグ
ラフである。当該実施例においては、Ｃ／Ｎｏ−ＢＥＲ
特性適応変調方式における選択可能なパラメータとして
は、ｆｕｌｌ−ｒａｔｅ−６４ＱＡＭ、ｆｕｌｌ−ｒａ
ｔｅ−１６ＱＡＭ、ｆｕｌｌ−ｒａｔｅ−ＱＰＳＫ、１
／２−ｒａｔｅ−ＱＰＳＫ、１／４−ｒａｔｅ−ＱＰＳ
Ｋ、１／８−ｒａｔｅ−ＱＰＳＫとし、基準ＢＥＲは１
０^-3とした。

【００３０】図５に、送信増幅器７の飽和点からのバッ
クオフを変えたときの適応変調におけるＢＥＲ−Ｃ／Ｎ
ｏ特性を示す。ただし、最大ドップラー周波数ｆｄは１
［Ｈｚ］とする。図５から明らかなように、非線形補償
を行わずに線形特性を得るためには６［ｄＢ］のバック
オフを設定する必要であることが分かる。

【００３１】図６にバックオフ３［ｄＢ］の動作点で前
歪み補償を用いた場合のＢＥＲ−Ｃ／Ｎｏ特性を示す。
非線形歪補償回路３００により、図５に比べて飽和点側
ので動作が可能となり平均電力効率が３［ｄＢ］向上し
た。前歪み補償を用いない場合、Ｃ／Ｎｏの低いところ
ではＱＰＳＫを選択する確率が高く、振幅の歪みによる
影響が小さいため、ＢＥＲ特性の劣化が見られない。一
方、伝搬路状況が良くなるに従い高い変調多値数を選択
する確率が高くなり、振幅歪みによる影響が大きくなる
ため、ＢＥＲ特性が劣化している。これは、多値化によ
り信号点間距離が短くなると共に、パイロットシンボル
を用いたフェージング補償により、低振幅を持つシンボ
ルに誤った位相回転を与えることが原因と考えられる。
しかしながら、本実施形態の非線形歪補償回路３００で
はパイロットシンボルのような高振幅シンボルに対して
前歪みを付加することが可能なため、理想特性にほぼ一
致するＢＥＲ特性が得られることが確認できた。

【００３２】以上説明したように、本実施形態によれ
ば、非線形歪補償回路３００により、従来技術に比較し
て確実に非線形歪補償処理を実行することができ、送信
増幅器７の飽和領域に対して電力効率を伝送速度を抑圧
することなく改善することが可能となり、前歪み補償処
理が特に、例えば多値ＱＡＭ方式に対して有効である。

【００３３】また、本実施形態によれば、増幅器コント
ローラ３０により、良好な伝搬路状況での過剰電力の抑
制のために、バイアスコントロールにより送信電力制御
を行った。その結果、セル内の平均送信電力が改善可能
であり、当該送受信機の消費電力を大幅に改善すること
ができ、これにより、送受信機の電源である電池の連続
使用時間を大幅に長くすることができる。

【００３４】

【発明の効果】以上詳述したように本発明に係る請求項
１記載の送信増幅器の非線形歪補償回路は、時分割多重
方式で送信信号を、ガードタイムの間隔をおいて間欠的
に送信する送信増幅器を備えた送信機のための送信増幅
器の非線形歪補償回路であって、上記ガードタイムの期
間中に、経過時間に比例して増大した後低下する電力を
有する教師信号を発生して送信増幅器に出力する信号発
生手段と、上記ガードタイムの期間中に、上記送信増幅
器から出力される信号を検出する信号検出手段と、上記
信号発生手段から発生される教師信号を、上記信号検出
手段によって検出された信号で除算して、除算結果の誤
差データを出力する比較手段と、上記比較手段から出力
される誤差データを、上記経過時間に比例するアドレス
に、上記送信増幅器の非線形歪補償のための係数データ
として記憶する記憶手段と、上記ガードタイムとは異な
る送信期間中に、送信すべき送信信号の電力を検出する
電力検出手段と、上記電力検出手段によって検出された
送信信号の電力をアドレスとして上記記憶手段に入力し
て、当該アドレスから読み出された上記送信増幅器の非
線形歪補償のための係数データを、上記送信すべき送信
信号に乗算することにより、上記送信増幅器の非線形歪
補償処理を行って、乗算結果の信号を上記送信増幅器に
出力する乗算手段とを備える。従って、従来技術に比較
して確実に非線形歪補償処理を実行することができ、送
信増幅器７の飽和領域に対して電力効率を伝送速度を抑
圧することなく改善することが可能となり、前歪み補償
処理が特に、例えば多値ＱＡＭ方式に対して有効であ
る。

【００３５】また、請求項２記載の送信増幅器の非線形
歪補償回路においては、請求項１記載の送信増幅器の非
線形歪補償回路において、上記送信機の通信の相手方か
ら送信される送信信号を受信して、搬送波電力に対する
雑音電力密度の比の値Ｃ／Ｎｏを検出する電力比検出手
段と、上記電力比検出手段によって検出された搬送波電
力に対する雑音電力密度の比の値Ｃ／Ｎｏに基づいて、
上記比の値Ｃ／Ｎｏが所定の第１のしきい値から、上記
第１のしきい値よりも大きい所定の第２のしきい値まで
のときに、上記送信増幅器の非線形電力入出力特性にお
ける飽和開始時の入力電力から非線形開始時の入力電力
までのバックオフの電力量が一定となるように、上記送
信増幅器の送信電力を第１の電力値だけ低下させるとと
もに、上記比の値Ｃ／Ｎｏが上記第２のしきい値を超え
るときに、上記バックオフの電力量が一定となるよう
に、上記送信増幅器の送信電力を第１の電力値よりも大
きい第２の電力値だけ低下させるように、上記送信増幅
器を制御する電力制御手段をさらに備える。従って、良
好な伝搬路状況での過剰電力の抑制のために、バイアス
コントロールにより送信電力制御を行った。その結果、
セル内の平均送信電力が改善可能であり、当該送受信機
の消費電力を大幅に改善することができ、これにより、
送受信機の電源である電池の連続使用時間を大幅に長く
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る一実施形態である非線形歪補償
回路３００を備えた送受信機の構成を示すブロック図で
ある。

【図２】 図１の送信機１００が送信する送信信号のフ
レーム構成を示す図である。

【図３】 図１の送信機１００がガードタイムに送信す
る教師信号の経過時間に対する送信相対電力を示すグラ
フである。

【図４】 図１の送信増幅器７の入出力電力特性を示す
グラフである。

【図５】 図１の送信増幅器７においてバックオフを変
化させたときの平均ビットエラーレート（ＢＥＲ）特性
を示すグラフである。

【図６】 図１の送信増幅器７において非線形歪補償回
路３００を用いて非線形歪補償を行ったときの平均ビッ
トエラーレート（ＢＥＲ）特性を示すグラフである。

【符号の説明】

１…Ｓ／Ｐ変換器、 ２…信号変換器、 ３…フレーム形成器、 ３ａ…教師信号発生器、 ４…乗算器、 ５…Ｄ／Ａ変換器、 ６…変調器、 ７…送信増幅器、 ８…方向性結合器、 ９ａ，９ｂ…帯域通過フィルタ、 １０…メモリコントローラ、 １１…テーブルＲＡＭ、 １２…電力検出器、 １３…アップカウンタ、 １４…遅延素子、 １５…比較器、 １６…変調器 １７…Ａ／Ｄ変換器、 １８…Ｉ／Ｑ信号変換器、 ２０…タイミング信号発生器、 ３０…増幅器コントローラ、 ３１，３２…ドライブ回路、 ５０…アンテナ、 ５１…高周波増幅器、 ５２…周波数変換器、 ５３…中間周波増幅器、 ５４…復調器、 ５５…電力比検出器（Ｃ／Ｎｏ検出器）、 １００…送信機、 ２００…受信機、 ３００…非線形歪補償回路、 ＳＷ１，ＳＷ２…スイッチ。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 時分割多重方式で送信信号を、ガードタ
   イムの間隔をおいて間欠的に送信する送信増幅器を備え
   た送信機のための送信増幅器の非線形歪補償回路であっ
   て、 上記ガードタイムの期間中に、経過時間に比例して増大
   した後低下する電力を有する教師信号を発生して送信増
   幅器に出力する信号発生手段と、 上記ガードタイムの期間中に、上記送信増幅器から出力
   される信号を検出する信号検出手段と、 上記信号発生手段から発生される教師信号を、上記信号
   検出手段によって検出された信号で除算して、除算結果
   の誤差データを出力する比較手段と、 上記比較手段から出力される誤差データを、上記経過時
   間に比例するアドレスに、上記送信増幅器の非線形歪補
   償のための係数データとして記憶する記憶手段と、 上記ガードタイムとは異なる送信期間中に、送信すべき
   送信信号の電力を検出する電力検出手段と、 上記電力検出手段によって検出された送信信号の電力を
   アドレスとして上記記憶手段に入力して、当該アドレス
   から読み出された上記送信増幅器の非線形歪補償のため
   の係数データを、上記送信すべき送信信号に乗算するこ
   とにより、上記送信増幅器の非線形歪補償処理を行っ
   て、乗算結果の信号を上記送信増幅器に出力する乗算手
   段とを備えたことを特徴とする送信増幅器の非線形歪補
   償回路。
2. 【請求項２】 請求項１記載の送信増幅器の非線形歪補
   償回路において、 上記送信機の通信の相手方から送信される送信信号を受
   信して、搬送波電力に対する雑音電力密度の比の値Ｃ／
   Ｎｏを検出する電力比検出手段と、 上記電力比検出手段によって検出された搬送波電力に対
   する雑音電力密度の比の値Ｃ／Ｎｏに基づいて、上記比
   の値Ｃ／Ｎｏが所定の第１のしきい値から、上記第１の
   しきい値よりも大きい所定の第２のしきい値までのとき
   に、上記送信増幅器の非線形電力入出力特性における飽
   和開始時の入力電力から非線形開始時の入力電力までの
   バックオフの電力量が一定となるように、上記送信増幅
   器の送信電力を第１の電力値だけ低下させるとともに、
   上記比の値Ｃ／Ｎｏが上記第２のしきい値を超えるとき
   に、上記バックオフの電力量が一定となるように、上記
   送信増幅器の送信電力を第１の電力値よりも大きい第２
   の電力値だけ低下させるように、上記送信増幅器を制御
   する電力制御手段をさらに備えたことを特徴とする送信
   増幅器の非線形歪補償回路。