JP2001292079A - 多重通信システムおよびその信号処理方法 - Google Patents
多重通信システムおよびその信号処理方法Info
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 直交変調回路４の入力信号レベルを制御す
る。 【解決手段】 デジタル変調回路１により生成されたデ
ジタル多重信号の信号レベルをスケーリング制御信号に
応じて制御するスケーリング回路１１と、直交変調回路
４により変換されたＲＦ信号の信号レベルを減衰制御信
号に応じて減衰する可変減衰回路１２と、デジタル変調
回路１により生成されたデジタル多重信号の実効値と直
交変調回路４の所望レベルのデジタル換算値とに応じて
スケーリング制御信号を生成してスケーリング回路１１
に供給すると共に、そのスケーリング制御信号に応じて
減衰制御信号を生成して可変減衰回路１２に供給する制
御信号生成手段とを備えた。
る。 【解決手段】 デジタル変調回路１により生成されたデ
ジタル多重信号の信号レベルをスケーリング制御信号に
応じて制御するスケーリング回路１１と、直交変調回路
４により変換されたＲＦ信号の信号レベルを減衰制御信
号に応じて減衰する可変減衰回路１２と、デジタル変調
回路１により生成されたデジタル多重信号の実効値と直
交変調回路４の所望レベルのデジタル換算値とに応じて
スケーリング制御信号を生成してスケーリング回路１１
に供給すると共に、そのスケーリング制御信号に応じて
減衰制御信号を生成して可変減衰回路１２に供給する制
御信号生成手段とを備えた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、多重通信システ
ムおよびその信号処理方法に関するものである。
ムおよびその信号処理方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】複数のチャネルのデジタル信号を多重化
して通信する多重通信システムの通信方式には、ＦＤＭ
Ａ（周波数分割多重通信）、ＴＤＭＡ（時分割多重通
信）、ＣＤＭＡ（符号分割多重通信）等がある。図７は
従来の直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を示す構成図であ
り、図において、１は複数のチャネルの符号化された送
信データをデータ変調および直接拡散ＣＤＭＡ変調し
て、同相成分であるＩ成分、直交成分であるＱ成分の拡
散変調信号を生成し、各チャネルのＩ成分、Ｑ成分毎に
多重処理を行い、Ｉ成分およびＱ成分のデジタル多重信
号を生成するデジタル変調回路である。２はデジタル多
重信号に対してＩ成分およびＱ成分毎に帯域制限を行う
デジタルフィルタ、３はＩ成分およびＱ成分毎にアナロ
グ信号に変換して、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベー
スバンド信号を生成するＤ／Ａ変換器である。４はＩ成
分およびＱ成分のアナログベースバンド信号をＲＦ信号
に変換する直交変調回路、５はＲＦ信号を増幅する送信
増幅器、６は送信アンテナである。
して通信する多重通信システムの通信方式には、ＦＤＭ
Ａ（周波数分割多重通信）、ＴＤＭＡ（時分割多重通
信）、ＣＤＭＡ（符号分割多重通信）等がある。図７は
従来の直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を示す構成図であ
り、図において、１は複数のチャネルの符号化された送
信データをデータ変調および直接拡散ＣＤＭＡ変調し
て、同相成分であるＩ成分、直交成分であるＱ成分の拡
散変調信号を生成し、各チャネルのＩ成分、Ｑ成分毎に
多重処理を行い、Ｉ成分およびＱ成分のデジタル多重信
号を生成するデジタル変調回路である。２はデジタル多
重信号に対してＩ成分およびＱ成分毎に帯域制限を行う
デジタルフィルタ、３はＩ成分およびＱ成分毎にアナロ
グ信号に変換して、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベー
スバンド信号を生成するＤ／Ａ変換器である。４はＩ成
分およびＱ成分のアナログベースバンド信号をＲＦ信号
に変換する直交変調回路、５はＲＦ信号を増幅する送信
増幅器、６は送信アンテナである。
【０００３】次に動作について説明する。デジタル変調
回路１は、各チャネルの符号化された送信データをデー
タ変調によりＩ，Ｑ成分に分離し、それぞれ直接拡散Ｃ
ＤＭＡ変調を施す。さらに、各チャネルのＩ，Ｑ拡散信
号は、デジタル変調回路１内に設けられた多重回路によ
りＩ成分、Ｑ成分毎にチャネル間で加算され、Ｉ成分お
よびＱ成分のデジタル多重信号として出力される。直接
拡散ＣＤＭＡ方式においては、各チャネル毎に送信電力
が可変であるため、デジタル変調回路１によって生成さ
れたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号は、振幅変
動を含んだ多値データとなっている。デジタルフィルタ
２は、多値データであるＩ成分およびＱ成分のデジタル
多重信号を帯域制限し、Ｄ／Ａ変換器３は、Ｉ成分およ
びＱ成分毎にアナログ信号に変換して、Ｉ成分およびＱ
成分のアナログベースバンド信号を生成する。直交変調
回路４は、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベースバンド
信号をＲＦ信号にアップコンバートし、送信増幅器５
は、そのＲＦ信号を増幅し、送信アンテナ６からそのＲ
Ｆ信号に応じて送信する。
回路１は、各チャネルの符号化された送信データをデー
タ変調によりＩ，Ｑ成分に分離し、それぞれ直接拡散Ｃ
ＤＭＡ変調を施す。さらに、各チャネルのＩ，Ｑ拡散信
号は、デジタル変調回路１内に設けられた多重回路によ
りＩ成分、Ｑ成分毎にチャネル間で加算され、Ｉ成分お
よびＱ成分のデジタル多重信号として出力される。直接
拡散ＣＤＭＡ方式においては、各チャネル毎に送信電力
が可変であるため、デジタル変調回路１によって生成さ
れたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号は、振幅変
動を含んだ多値データとなっている。デジタルフィルタ
２は、多値データであるＩ成分およびＱ成分のデジタル
多重信号を帯域制限し、Ｄ／Ａ変換器３は、Ｉ成分およ
びＱ成分毎にアナログ信号に変換して、Ｉ成分およびＱ
成分のアナログベースバンド信号を生成する。直交変調
回路４は、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベースバンド
信号をＲＦ信号にアップコンバートし、送信増幅器５
は、そのＲＦ信号を増幅し、送信アンテナ６からそのＲ
Ｆ信号に応じて送信する。
【０００４】このような従来の直接拡散ＣＤＭＡ基地局
送信機では、基地局の多重状態や各チャネルの電力変化
により、直交変調回路４に入力されるアナログベースバ
ンド信号の信号レベルが変動するが、直交変調回路４に
入力されるアナログベースバンド信号の信号レベルが、
その直交変調回路４の良好な特性を実現するダイナミッ
クレンジよりも過大入力である場合には、隣接チャネル
漏洩電力による周波数特性劣化などの故障を生じてしま
う。そこで、最大電力送信時においても送信波形の品質
や周波数特性を良好に保つことができるように、直交変
調回路４では、入力されるアナログベースバンド信号の
信号レベルが最大となる場合に、良好な特性を実現する
ダイナミックレンジ内での入力最大値となるように調整
されている。
送信機では、基地局の多重状態や各チャネルの電力変化
により、直交変調回路４に入力されるアナログベースバ
ンド信号の信号レベルが変動するが、直交変調回路４に
入力されるアナログベースバンド信号の信号レベルが、
その直交変調回路４の良好な特性を実現するダイナミッ
クレンジよりも過大入力である場合には、隣接チャネル
漏洩電力による周波数特性劣化などの故障を生じてしま
う。そこで、最大電力送信時においても送信波形の品質
や周波数特性を良好に保つことができるように、直交変
調回路４では、入力されるアナログベースバンド信号の
信号レベルが最大となる場合に、良好な特性を実現する
ダイナミックレンジ内での入力最大値となるように調整
されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来の直接拡散ＣＤＭ
Ａ基地局送信機は以上のように構成されているので、ア
ナログベースバンド信号の信号レベル、すなわち、デジ
タル変調回路１により生成されたデジタル多重信号のダ
イナミックレンジが直交変調回路４に要求されるダイナ
ミックレンジとなる。しかしながら、デジタル変調回路
１においては、各々可変電力となる複数のチャネルを多
重しており、その電力の変動や多重数の変動により、デ
ジタル多重信号の信号レベルの変動幅が大きく、結果と
して、アナログベースバンド信号のダイナミックレンジ
が、直交変調回路４のダイナミックレンジよりも遥かに
大きくなってしまう。そして、デジタル変調回路１にお
いて多重化された各可変電力の電力が小さい場合や、多
重数が少ない場合には、デジタル多重信号の信号レベル
が小さくなり、よって、アナログベースバンド信号が直
交変調回路４のダイナミックレンジより過小となり、直
交変調回路４により生成されるＲＦ信号に対してキャリ
アリーク成分が支配的となり、波形品質の劣化要因とな
るなどの課題があった。
Ａ基地局送信機は以上のように構成されているので、ア
ナログベースバンド信号の信号レベル、すなわち、デジ
タル変調回路１により生成されたデジタル多重信号のダ
イナミックレンジが直交変調回路４に要求されるダイナ
ミックレンジとなる。しかしながら、デジタル変調回路
１においては、各々可変電力となる複数のチャネルを多
重しており、その電力の変動や多重数の変動により、デ
ジタル多重信号の信号レベルの変動幅が大きく、結果と
して、アナログベースバンド信号のダイナミックレンジ
が、直交変調回路４のダイナミックレンジよりも遥かに
大きくなってしまう。そして、デジタル変調回路１にお
いて多重化された各可変電力の電力が小さい場合や、多
重数が少ない場合には、デジタル多重信号の信号レベル
が小さくなり、よって、アナログベースバンド信号が直
交変調回路４のダイナミックレンジより過小となり、直
交変調回路４により生成されるＲＦ信号に対してキャリ
アリーク成分が支配的となり、波形品質の劣化要因とな
るなどの課題があった。
【０００６】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、基地局の多重状態や各チャネルの
電力変化によりデジタル多重信号の信号レベルが変動し
た場合においても、直交変調回路の入力信号レベルがそ
の直交変調回路のダイナミックレンジ内に収まるように
して、直交変調回路の入力信号レベルが過大入力または
過小入力となることにより生じる送信信号波形品質の劣
化を抑制すると共に、その直交変調回路の後段において
は、本来の信号レベルに補正する多重通信システムおよ
びその信号処理方法を得ることを目的とする。
めになされたもので、基地局の多重状態や各チャネルの
電力変化によりデジタル多重信号の信号レベルが変動し
た場合においても、直交変調回路の入力信号レベルがそ
の直交変調回路のダイナミックレンジ内に収まるように
して、直交変調回路の入力信号レベルが過大入力または
過小入力となることにより生じる送信信号波形品質の劣
化を抑制すると共に、その直交変調回路の後段において
は、本来の信号レベルに補正する多重通信システムおよ
びその信号処理方法を得ることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明に係る多重通信
システムは、デジタル変調手段により生成されたデジタ
ル多重信号の振幅と上記直交変調手段の信号処理に適合
する振幅範囲とに基づいてそのデジタル多重信号に対す
る振幅調整処理のスケーリング値を演算するスケーリン
グ演算手段と、上記スケーリング演算手段により演算さ
れたスケーリング値に応じて上記デジタル多重信号に振
幅調整処理を施して上記信号変換手段に入力するスケー
リング制御手段と、上記スケーリング演算手段により演
算されたスケーリング値に応じて補正制御信号を生成す
る制御信号生成手段と、その補正制御信号に基づいて上
記直交変調手段により変換されたＲＦ信号に対して上記
スケーリング制御手段による振幅調整処理の影響を打ち
消す補正処理を施す信号補正手段とを備えたものであ
る。
システムは、デジタル変調手段により生成されたデジタ
ル多重信号の振幅と上記直交変調手段の信号処理に適合
する振幅範囲とに基づいてそのデジタル多重信号に対す
る振幅調整処理のスケーリング値を演算するスケーリン
グ演算手段と、上記スケーリング演算手段により演算さ
れたスケーリング値に応じて上記デジタル多重信号に振
幅調整処理を施して上記信号変換手段に入力するスケー
リング制御手段と、上記スケーリング演算手段により演
算されたスケーリング値に応じて補正制御信号を生成す
る制御信号生成手段と、その補正制御信号に基づいて上
記直交変調手段により変換されたＲＦ信号に対して上記
スケーリング制御手段による振幅調整処理の影響を打ち
消す補正処理を施す信号補正手段とを備えたものであ
る。
【０００８】この発明に係る多重通信システムは、制御
信号生成手段において、複数のチャネルの符号化された
送信データがデジタル変調手段によりそれぞれのチャネ
ルごとにデータ変調および直接拡散ＣＤＭＡ変調されて
生成されたデジタル多重信号の同相成分および直交成分
の振幅の実効値と直交変調手段の信号処理に適合する振
幅範囲のデジタル換算値とに基づいてスケーリング値を
演算することを備えたものである。
信号生成手段において、複数のチャネルの符号化された
送信データがデジタル変調手段によりそれぞれのチャネ
ルごとにデータ変調および直接拡散ＣＤＭＡ変調されて
生成されたデジタル多重信号の同相成分および直交成分
の振幅の実効値と直交変調手段の信号処理に適合する振
幅範囲のデジタル換算値とに基づいてスケーリング値を
演算することを備えたものである。
【０００９】この発明に係る多重通信システムは、制御
信号生成手段において、スケーリング値を、Ｓ＝ＩＮＴ
｛ｌｏｇ２（Ｄ／Ｚ）｝により演算し、そのスケーリン
グ値をスケーリング制御信号としてスケーリング制御手
段に供給し、スケーリング制御手段において、スケーリ
ング制御信号が正の場合にデジタル変調手段により生成
された同相成分および直交成分のデジタル多重信号をそ
れぞれＳビット分ビットシフトアップし、スケーリング
制御信号が負の場合にそれぞれＳビット分ビットシフト
ダウンするものである。
信号生成手段において、スケーリング値を、Ｓ＝ＩＮＴ
｛ｌｏｇ２（Ｄ／Ｚ）｝により演算し、そのスケーリン
グ値をスケーリング制御信号としてスケーリング制御手
段に供給し、スケーリング制御手段において、スケーリ
ング制御信号が正の場合にデジタル変調手段により生成
された同相成分および直交成分のデジタル多重信号をそ
れぞれＳビット分ビットシフトアップし、スケーリング
制御信号が負の場合にそれぞれＳビット分ビットシフト
ダウンするものである。
【００１０】この発明に係る多重通信システムは、制御
信号生成手段において、制御信号生成手段は、デジタル
換算値Ｄにヒステリシス特性を持たせて、デジタル変調
手段により生成された同相成分および直交成分のデジタ
ル多重信号をそれぞれＳビット分ビットシフトアップま
たはＳビット分ビットシフトダウンするものである。
信号生成手段において、制御信号生成手段は、デジタル
換算値Ｄにヒステリシス特性を持たせて、デジタル変調
手段により生成された同相成分および直交成分のデジタ
ル多重信号をそれぞれＳビット分ビットシフトアップま
たはＳビット分ビットシフトダウンするものである。
【００１１】この発明に係る多重通信システムは、制御
信号生成手段において、所定時間前に生成された補正制
御信号と現在生成された補正制御信号とに応じてＲＡＭ
Ｐ処理を施した補正制御信号を信号補正手段に供給する
ものである。
信号生成手段において、所定時間前に生成された補正制
御信号と現在生成された補正制御信号とに応じてＲＡＭ
Ｐ処理を施した補正制御信号を信号補正手段に供給する
ものである。
【００１２】この発明に係る多重通信システムの信号処
理方法は、デジタル変調手段により生成されたデジタル
多重信号の振幅と上記直交変調手段の信号処理に適合す
る振幅範囲とに基づいてそのデジタル多重信号に対する
振幅調整処理のスケーリング値を演算し、演算されたス
ケーリング値に応じて上記デジタル多重信号に振幅調整
処理を施して上記信号変換手段に入力するとともに、上
記演算されたスケーリング値に応じて補正制御信号を生
成し、その補正制御信号に基づいて上記直交変調手段に
より変換されたＲＦ信号に対して上記振幅調整処理の影
響を打ち消す補正処理を施すものである。
理方法は、デジタル変調手段により生成されたデジタル
多重信号の振幅と上記直交変調手段の信号処理に適合す
る振幅範囲とに基づいてそのデジタル多重信号に対する
振幅調整処理のスケーリング値を演算し、演算されたス
ケーリング値に応じて上記デジタル多重信号に振幅調整
処理を施して上記信号変換手段に入力するとともに、上
記演算されたスケーリング値に応じて補正制御信号を生
成し、その補正制御信号に基づいて上記直交変調手段に
より変換されたＲＦ信号に対して上記振幅調整処理の影
響を打ち消す補正処理を施すものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態を
説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１による直
接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を示す構成図であり、図に
おいて、１は複数のチャネルの符号化された送信データ
をデータ変調および直接拡散ＣＤＭＡ変調して、同相成
分であるＩ成分、直交成分であるＱ成分の拡散変調信号
を生成し、各チャネルのＩ成分、Ｑ成分毎に多重処理を
行い、Ｉ成分およびＱ成分のデジタル多重信号を生成す
るデジタル変調回路（デジタル変調手段）である。１１
はデジタル変調回路１により生成されたＩ成分およびＱ
成分のデジタル多重信号の信号レベルを後述するスケー
リング制御信号に応じてそれぞれ制御するスケーリング
回路（スケーリング制御手段）である。２はデジタル多
重信号に対してＩ成分およびＱ成分毎に帯域制限を行う
デジタルフィルタ、３はＩ成分およびＱ成分毎にアナロ
グ信号に変換して、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベー
スバンド信号を生成するＤ／Ａ変換器（信号変換手段）
である。４はＩ成分およびＱ成分のアナログベースバン
ド信号をＲＦ信号に変換する直交変調回路（直交変調手
段）、１２は直交変調回路４により変換されたＲＦ信号
の信号レベルを後述する減衰制御信号に応じて減衰する
可変減衰回路（信号補正手段）である。５はＲＦ信号を
増幅する送信増幅器、６は送信アンテナである。
説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１による直
接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を示す構成図であり、図に
おいて、１は複数のチャネルの符号化された送信データ
をデータ変調および直接拡散ＣＤＭＡ変調して、同相成
分であるＩ成分、直交成分であるＱ成分の拡散変調信号
を生成し、各チャネルのＩ成分、Ｑ成分毎に多重処理を
行い、Ｉ成分およびＱ成分のデジタル多重信号を生成す
るデジタル変調回路（デジタル変調手段）である。１１
はデジタル変調回路１により生成されたＩ成分およびＱ
成分のデジタル多重信号の信号レベルを後述するスケー
リング制御信号に応じてそれぞれ制御するスケーリング
回路（スケーリング制御手段）である。２はデジタル多
重信号に対してＩ成分およびＱ成分毎に帯域制限を行う
デジタルフィルタ、３はＩ成分およびＱ成分毎にアナロ
グ信号に変換して、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベー
スバンド信号を生成するＤ／Ａ変換器（信号変換手段）
である。４はＩ成分およびＱ成分のアナログベースバン
ド信号をＲＦ信号に変換する直交変調回路（直交変調手
段）、１２は直交変調回路４により変換されたＲＦ信号
の信号レベルを後述する減衰制御信号に応じて減衰する
可変減衰回路（信号補正手段）である。５はＲＦ信号を
増幅する送信増幅器、６は送信アンテナである。
【００１４】１３はデジタル変調回路１により生成され
たＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号の実効値を演
算する実効値演算回路（スケーリング演算手段）、１４
は実効値演算回路１３により演算されたデジタル多重信
号の実効値と、スケーリング回路１１からＤ／Ａ変換器
３までを系とした直交変調回路４の所望レベルのデジタ
ル換算値とに応じてスケーリング値を演算し、スケーリ
ング制御信号としてスケーリング回路１１および後述す
る減衰制御信号生成回路１５に出力するスケーリング値
演算回路（スケーリング演算手段）である。１５はスケ
ーリング値演算回路１４から供給されたスケーリング制
御信号と可変減衰回路１２の特性とに応じて減衰制御信
号を生成する減衰制御信号生成回路（制御信号生成手
段）、１６はその減衰制御信号をＤ／Ａ変換して可変減
衰回路１２に出力するＤ／Ａ変換器である。
たＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号の実効値を演
算する実効値演算回路（スケーリング演算手段）、１４
は実効値演算回路１３により演算されたデジタル多重信
号の実効値と、スケーリング回路１１からＤ／Ａ変換器
３までを系とした直交変調回路４の所望レベルのデジタ
ル換算値とに応じてスケーリング値を演算し、スケーリ
ング制御信号としてスケーリング回路１１および後述す
る減衰制御信号生成回路１５に出力するスケーリング値
演算回路（スケーリング演算手段）である。１５はスケ
ーリング値演算回路１４から供給されたスケーリング制
御信号と可変減衰回路１２の特性とに応じて減衰制御信
号を生成する減衰制御信号生成回路（制御信号生成手
段）、１６はその減衰制御信号をＤ／Ａ変換して可変減
衰回路１２に出力するＤ／Ａ変換器である。
【００１５】次に動作について説明する。デジタル変調
回路１は、各チャネルの符号化された送信データをデー
タ変調によりＩ，Ｑ成分に分離し、それぞれ直接拡散Ｃ
ＤＭＡ変調を施す。さらに、各チャネルのＩ，Ｑ拡散信
号は、デジタル変調回路１内に設けられた多重回路によ
りＩ成分、Ｑ成分毎にチャネル間で加算され、Ｉ成分お
よびＱ成分のデジタル多重信号として出力される。直接
拡散ＣＤＭＡ方式においては、各チャネル毎に送信電力
が可変であるため、デジタル変調回路１によって生成さ
れたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号は、振幅変
動を含んだ多値データとなっている。
回路１は、各チャネルの符号化された送信データをデー
タ変調によりＩ，Ｑ成分に分離し、それぞれ直接拡散Ｃ
ＤＭＡ変調を施す。さらに、各チャネルのＩ，Ｑ拡散信
号は、デジタル変調回路１内に設けられた多重回路によ
りＩ成分、Ｑ成分毎にチャネル間で加算され、Ｉ成分お
よびＱ成分のデジタル多重信号として出力される。直接
拡散ＣＤＭＡ方式においては、各チャネル毎に送信電力
が可変であるため、デジタル変調回路１によって生成さ
れたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号は、振幅変
動を含んだ多値データとなっている。
【００１６】実効値演算回路１３は、デジタル変調回路
１により生成されたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重
信号の実効値を次式（１）により演算する。 Ｚ＝｛（１／Ｔ）Σ（ＤＩ２＋ＤＱ２）｝１／２ （１） 但し、Ｚ ：デジタル多重信号の実効値 Ｔ ：実効値が演算される所定時間 ＤＩ：Ｉ成分の信号レベル ＤＱ：Ｑ成分の信号レベル この実効値演算回路１３により演算されたデジタル多重
信号の実効値は、実効値信号としてスケーリング値演算
回路１４に出力される。
１により生成されたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重
信号の実効値を次式（１）により演算する。 Ｚ＝｛（１／Ｔ）Σ（ＤＩ２＋ＤＱ２）｝１／２ （１） 但し、Ｚ ：デジタル多重信号の実効値 Ｔ ：実効値が演算される所定時間 ＤＩ：Ｉ成分の信号レベル ＤＱ：Ｑ成分の信号レベル この実効値演算回路１３により演算されたデジタル多重
信号の実効値は、実効値信号としてスケーリング値演算
回路１４に出力される。
【００１７】スケーリング値演算回路１４は、実効値演
算回路１３により供給された実効値信号を入力し、その
デジタル多重信号の実効値と、スケーリング回路１１か
らＤ／Ａ変換器３までを系とした直交変調回路４の所望
レベルのデジタル換算値とに応じてスケーリング値を次
式（２）により演算する。 Ｓ＝Ｄ／Ｚ （２） 但し、Ｓ：スケーリング値 Ｄ：デジタル換算値 このスケーリング値演算回路１４により演算されたスケ
ーリング値は、スケーリング制御信号としてスケーリン
グ回路１１および減衰制御信号生成回路１５に出力され
る。
算回路１３により供給された実効値信号を入力し、その
デジタル多重信号の実効値と、スケーリング回路１１か
らＤ／Ａ変換器３までを系とした直交変調回路４の所望
レベルのデジタル換算値とに応じてスケーリング値を次
式（２）により演算する。 Ｓ＝Ｄ／Ｚ （２） 但し、Ｓ：スケーリング値 Ｄ：デジタル換算値 このスケーリング値演算回路１４により演算されたスケ
ーリング値は、スケーリング制御信号としてスケーリン
グ回路１１および減衰制御信号生成回路１５に出力され
る。
【００１８】スケーリング回路１１は、スケーリング値
演算回路１４により供給されたスケーリング制御信号を
入力し、デジタル変調回路１により生成されたＩ成分お
よびＱ成分のデジタル多重信号の信号レベルをそのスケ
ーリング値に応じてそれぞれ制御する。スケーリング値
を用いて、スケーリング処理を行ったデジタル多重信号
のＩ成分、Ｑ成分は、それぞれ次式（３）で与えられ
る。 ＤＩＳ＝ＤＩ×Ｓ ＤＱＳ＝ＤＱ×Ｓ （３） 但し、ＤＩＳ：スケーリング処理後のＩ成分の信号レベ
ル ＤＱＳ：スケーリング処理後のＱ成分の信号レベル このように、デジタル変調回路１により生成されたＩ成
分およびＱ成分のデジタル多重信号に、スケーリング値
を乗じるスケーリング処理を行うことによって、スケー
リング回路１１から出力されるＩ成分およびＱ成分のデ
ジタル多重信号の信号レベルは、直交変調回路４のダイ
ナミックレンジに収まる適切な信号レベルとなる。
演算回路１４により供給されたスケーリング制御信号を
入力し、デジタル変調回路１により生成されたＩ成分お
よびＱ成分のデジタル多重信号の信号レベルをそのスケ
ーリング値に応じてそれぞれ制御する。スケーリング値
を用いて、スケーリング処理を行ったデジタル多重信号
のＩ成分、Ｑ成分は、それぞれ次式（３）で与えられ
る。 ＤＩＳ＝ＤＩ×Ｓ ＤＱＳ＝ＤＱ×Ｓ （３） 但し、ＤＩＳ：スケーリング処理後のＩ成分の信号レベ
ル ＤＱＳ：スケーリング処理後のＱ成分の信号レベル このように、デジタル変調回路１により生成されたＩ成
分およびＱ成分のデジタル多重信号に、スケーリング値
を乗じるスケーリング処理を行うことによって、スケー
リング回路１１から出力されるＩ成分およびＱ成分のデ
ジタル多重信号の信号レベルは、直交変調回路４のダイ
ナミックレンジに収まる適切な信号レベルとなる。
【００１９】また、スケーリング値演算回路１４では、
スケーリング値を式（２）により演算したが、スケーリ
ング値演算回路１４において、次式（４）によりスケー
リング値を演算すれば、スケーリング回路１１における
スケーリング処理をビットシフト処理によって行うこと
ができる。 Ｓ＝ＩＮＴ｛ｌｏｇ２（Ｄ／Ｚ）｝ （４） 但し、ＩＮＴ：整数値をとる関数 この場合、スケーリング回路１１では、スケーリング値
が正の場合にデジタル変調回路１により生成されたＩ成
分およびＱ成分のデジタル多重信号をそれぞれＳビット
分ビットシフトアップし、スケーリング制御信号が負の
場合にそれぞれＳビット分ビットシフトダウンすること
により、スケーリング処理を行うことができる。
スケーリング値を式（２）により演算したが、スケーリ
ング値演算回路１４において、次式（４）によりスケー
リング値を演算すれば、スケーリング回路１１における
スケーリング処理をビットシフト処理によって行うこと
ができる。 Ｓ＝ＩＮＴ｛ｌｏｇ２（Ｄ／Ｚ）｝ （４） 但し、ＩＮＴ：整数値をとる関数 この場合、スケーリング回路１１では、スケーリング値
が正の場合にデジタル変調回路１により生成されたＩ成
分およびＱ成分のデジタル多重信号をそれぞれＳビット
分ビットシフトアップし、スケーリング制御信号が負の
場合にそれぞれＳビット分ビットシフトダウンすること
により、スケーリング処理を行うことができる。
【００２０】デジタルフィルタ２は、スケーリング回路
１１から出力されるＩ成分およびＱ成分のデジタル多重
信号を帯域制限し、Ｄ／Ａ変換器３は、Ｉ成分およびＱ
成分毎にアナログ信号に変換して、Ｉ成分およびＱ成分
のアナログベースバンド信号を生成する。直交変調回路
４は、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベースバンド信号
をＲＦ信号にアップコンバートする。
１１から出力されるＩ成分およびＱ成分のデジタル多重
信号を帯域制限し、Ｄ／Ａ変換器３は、Ｉ成分およびＱ
成分毎にアナログ信号に変換して、Ｉ成分およびＱ成分
のアナログベースバンド信号を生成する。直交変調回路
４は、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベースバンド信号
をＲＦ信号にアップコンバートする。
【００２１】減衰制御信号生成回路１５は、スケーリン
グ値演算回路１４から供給されたスケーリング制御信号
と可変減衰回路１２の特性とに応じて減衰制御信号を生
成する。図２は可変減衰回路の特性を示す特性図であ
り、スケーリング値がＳであった場合に、減衰制御電圧
は、可変減衰回路１２の基準動作点からｌｏｇ
１０（Ｓ）［ｄＢ］のポイントＶＡＴＴと求められる。
減衰制御信号生成回路１５には、図２に示したような可
変減衰回路１２の特性がデータテーブルとして記憶され
ており、スケーリング回路１１により制御されたことに
よる直交変調回路４により変換されるＲＦ信号への影響
を打ち消すような減衰制御信号を、スケーリング値の入
力に応じて生成する。Ｄ／Ａ変換器１６は、その減衰制
御信号をＤ／Ａ変換して可変減衰回路１２に出力する。
グ値演算回路１４から供給されたスケーリング制御信号
と可変減衰回路１２の特性とに応じて減衰制御信号を生
成する。図２は可変減衰回路の特性を示す特性図であ
り、スケーリング値がＳであった場合に、減衰制御電圧
は、可変減衰回路１２の基準動作点からｌｏｇ
１０（Ｓ）［ｄＢ］のポイントＶＡＴＴと求められる。
減衰制御信号生成回路１５には、図２に示したような可
変減衰回路１２の特性がデータテーブルとして記憶され
ており、スケーリング回路１１により制御されたことに
よる直交変調回路４により変換されるＲＦ信号への影響
を打ち消すような減衰制御信号を、スケーリング値の入
力に応じて生成する。Ｄ／Ａ変換器１６は、その減衰制
御信号をＤ／Ａ変換して可変減衰回路１２に出力する。
【００２２】可変減衰回路１２は、直交変調回路４によ
り変換されたＲＦ信号の信号レベルをＤ／Ａ変換器１６
から供給された減衰制御信号に応じて減衰し、スケーリ
ング回路１１により制御されたことによる直交変調回路
４により変換されるＲＦ信号への影響を打ち消し、本来
の信号レベルへの補正を行う。送信増幅器５は、その可
変減衰回路１２により補正されたＲＦ信号を増幅し、送
信アンテナ６からそのＲＦ信号に応じて送信する。
り変換されたＲＦ信号の信号レベルをＤ／Ａ変換器１６
から供給された減衰制御信号に応じて減衰し、スケーリ
ング回路１１により制御されたことによる直交変調回路
４により変換されるＲＦ信号への影響を打ち消し、本来
の信号レベルへの補正を行う。送信増幅器５は、その可
変減衰回路１２により補正されたＲＦ信号を増幅し、送
信アンテナ６からそのＲＦ信号に応じて送信する。
【００２３】以上のように、この実施の形態１によれ
ば、デジタル多重信号の信号レベルから直交変調回路４
の適切な入力レベルとなるスケーリング値を算出し、そ
のスケーリング値を用いてデジタル多重信号の信号レベ
ルを制御すると共に、直交変調回路４の後段においてそ
のスケーリング値に応じて本来の信号レベルへの補正を
行うようにしたので、直交変調回路４の入力信号レベル
が過大入力である場合に生じる隣接チャネル漏洩電力に
よる周波数特性劣化や、過小入力である場合に生じるＲ
Ｆ信号のキャリアリーク成分が支配的になるなどの波形
品質劣化を防ぐことができる。また、スケーリング値演
算回路１４において、式（４）によりスケーリング値を
演算すれば、スケーリング回路１１におけるスケーリン
グ処理をビットシフト処理によって容易に行うことがで
きる。
ば、デジタル多重信号の信号レベルから直交変調回路４
の適切な入力レベルとなるスケーリング値を算出し、そ
のスケーリング値を用いてデジタル多重信号の信号レベ
ルを制御すると共に、直交変調回路４の後段においてそ
のスケーリング値に応じて本来の信号レベルへの補正を
行うようにしたので、直交変調回路４の入力信号レベル
が過大入力である場合に生じる隣接チャネル漏洩電力に
よる周波数特性劣化や、過小入力である場合に生じるＲ
Ｆ信号のキャリアリーク成分が支配的になるなどの波形
品質劣化を防ぐことができる。また、スケーリング値演
算回路１４において、式（４）によりスケーリング値を
演算すれば、スケーリング回路１１におけるスケーリン
グ処理をビットシフト処理によって容易に行うことがで
きる。
【００２４】実施の形態２．この実施の形態２は、スケ
ーリング値演算回路１４において、スケーリング値の変
化領域にヒステリシス特性を持たせて演算したスケーリ
ング値をスケーリング制御信号として出力するものであ
る。
ーリング値演算回路１４において、スケーリング値の変
化領域にヒステリシス特性を持たせて演算したスケーリ
ング値をスケーリング制御信号として出力するものであ
る。
【００２５】次に動作について説明する。実施の形態１
で説明したように、スケーリング値演算回路１４におい
て、式（４）によりスケーリング値を演算すれば、スケ
ーリング回路１１におけるスケーリング処理をビットシ
フト処理によって容易に行うことができる。しかしなが
ら、スケーリング値の変化点の付近でデジタル多重信号
の実効値が増減を繰り返した場合、スケーリング値が頻
繁に変化して、スケーリング回路１１におけるビットシ
フト処理、および減衰制御信号生成回路１５における減
衰制御信号の生成を頻繁に行わなければならなくなる。
図３はそのスケーリング値演算回路の作用を示す説明図
であり、図において、Ｈはビットシフト閾値の近辺でデ
ジタル多重信号の実効値が増加した後に減少する様子を
表している。デジタル多重信号の実効値がＨに示される
ように推移する場合、ビットシフト処理はデジタル多重
信号の実効値が増加し閾値を超える際にビットシフトダ
ウン処理を行い、デジタル多重信号の実効値が減少しビ
ットシフト閾値を超える際にビットシフトアップ処理を
行わなくてはならない。
で説明したように、スケーリング値演算回路１４におい
て、式（４）によりスケーリング値を演算すれば、スケ
ーリング回路１１におけるスケーリング処理をビットシ
フト処理によって容易に行うことができる。しかしなが
ら、スケーリング値の変化点の付近でデジタル多重信号
の実効値が増減を繰り返した場合、スケーリング値が頻
繁に変化して、スケーリング回路１１におけるビットシ
フト処理、および減衰制御信号生成回路１５における減
衰制御信号の生成を頻繁に行わなければならなくなる。
図３はそのスケーリング値演算回路の作用を示す説明図
であり、図において、Ｈはビットシフト閾値の近辺でデ
ジタル多重信号の実効値が増加した後に減少する様子を
表している。デジタル多重信号の実効値がＨに示される
ように推移する場合、ビットシフト処理はデジタル多重
信号の実効値が増加し閾値を超える際にビットシフトダ
ウン処理を行い、デジタル多重信号の実効値が減少しビ
ットシフト閾値を超える際にビットシフトアップ処理を
行わなくてはならない。
【００２６】図４はこの発明の実施の形態２による直接
拡散ＣＤＭＡ基地局送信機のスケーリング値演算回路の
作用を示す説明図であり、図において、ビットシフトダ
ウン用のビットシフト閾値Ａと、ビットシフトアップ用
のビットシフト閾値Ｂを設けている。Ｉはデジタル多重
信号の実効値が増加する様子を表しており、この場合、
ビットシフト閾値Ａを超える際にビットシフトダウン処
理を行う。また、Ｊはデジタル多重信号の実効値が減少
する様子を表しており、この場合、ビットシフト閾値Ｂ
を超える際にビットシフトアップ処理を行う。図３と同
様なデジタル多重信号の実効値の推移を表したものがＨ
である。デジタル多重信号の実効値がＨに従い増加し、
ビットシフト閾値Ａを超える場合、ビットシフトダウン
処理を行うが、デジタル多重信号の実効値が減少し、ビ
ットシフト閾値Ａを超えた時点ではビットシフトアップ
処理を行わず、ビットシフト閾値Ｂを超えるまではビッ
トシフトアップ処理を行わずにすむ。したがって、スケ
ーリング値の変化点の付近でデジタル多重信号の実効値
が増減を繰り返した場合でも、スケーリング値が頻繁に
変化することなく、スケーリング回路１１におけるビッ
トシフト処理、および減衰制御信号生成回路１５におけ
る減衰制御信号の生成を頻繁に行わなくてもすむ。
拡散ＣＤＭＡ基地局送信機のスケーリング値演算回路の
作用を示す説明図であり、図において、ビットシフトダ
ウン用のビットシフト閾値Ａと、ビットシフトアップ用
のビットシフト閾値Ｂを設けている。Ｉはデジタル多重
信号の実効値が増加する様子を表しており、この場合、
ビットシフト閾値Ａを超える際にビットシフトダウン処
理を行う。また、Ｊはデジタル多重信号の実効値が減少
する様子を表しており、この場合、ビットシフト閾値Ｂ
を超える際にビットシフトアップ処理を行う。図３と同
様なデジタル多重信号の実効値の推移を表したものがＨ
である。デジタル多重信号の実効値がＨに従い増加し、
ビットシフト閾値Ａを超える場合、ビットシフトダウン
処理を行うが、デジタル多重信号の実効値が減少し、ビ
ットシフト閾値Ａを超えた時点ではビットシフトアップ
処理を行わず、ビットシフト閾値Ｂを超えるまではビッ
トシフトアップ処理を行わずにすむ。したがって、スケ
ーリング値の変化点の付近でデジタル多重信号の実効値
が増減を繰り返した場合でも、スケーリング値が頻繁に
変化することなく、スケーリング回路１１におけるビッ
トシフト処理、および減衰制御信号生成回路１５におけ
る減衰制御信号の生成を頻繁に行わなくてもすむ。
【００２７】以上のように、この実施の形態２によれ
ば、スケーリング値演算回路１４において、スケーリン
グ値の変化領域にヒステリシス特性を持たせて演算した
スケーリング値をスケーリング制御信号として出力する
ようにしたので、スケーリング値の変化点の付近でデジ
タル多重信号の実効値が増減を繰り返した場合でも、ス
ケーリング値が頻繁に変化することなく、スケーリング
回路１１におけるビットシフト処理、および減衰制御信
号生成回路１５における減衰制御信号の生成を頻繁に行
わなくてもすみ、動作の安定性を向上させることができ
る。
ば、スケーリング値演算回路１４において、スケーリン
グ値の変化領域にヒステリシス特性を持たせて演算した
スケーリング値をスケーリング制御信号として出力する
ようにしたので、スケーリング値の変化点の付近でデジ
タル多重信号の実効値が増減を繰り返した場合でも、ス
ケーリング値が頻繁に変化することなく、スケーリング
回路１１におけるビットシフト処理、および減衰制御信
号生成回路１５における減衰制御信号の生成を頻繁に行
わなくてもすみ、動作の安定性を向上させることができ
る。
【００２８】実施の形態３．図５はこの発明の実施の形
態３による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を示す構成図
であり、図において、２１は現在生成された減衰制御信
号を保持するレジスタ、２２は所定時間前に生成された
減衰制御信号を保持するレジスタ、２３はＲＡＭＰ係数
を保持するレジスタ、２４はレジスタ２１，２２に保持
された減衰制御信号に応じて、レジスタ２３に保持され
たＲＡＭＰ係数に基づいたＲＡＭＰ処理を施し、Ｄ／Ａ
変換器１６に出力するＲＡＭＰ信号生成回路である。そ
の他の構成は、図１と同一であるのでその重複する説明
を省略する。
態３による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を示す構成図
であり、図において、２１は現在生成された減衰制御信
号を保持するレジスタ、２２は所定時間前に生成された
減衰制御信号を保持するレジスタ、２３はＲＡＭＰ係数
を保持するレジスタ、２４はレジスタ２１，２２に保持
された減衰制御信号に応じて、レジスタ２３に保持され
たＲＡＭＰ係数に基づいたＲＡＭＰ処理を施し、Ｄ／Ａ
変換器１６に出力するＲＡＭＰ信号生成回路である。そ
の他の構成は、図１と同一であるのでその重複する説明
を省略する。
【００２９】次に動作について説明する。図６はこの発
明の実施の形態３による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機
の作用を示す説明図であり、この図６と図５に示した構
成図を参照しながら説明する。レジスタ２１には、時刻
ｔで減衰制御信号生成回路１５により生成された減衰制
御信号Ｌが保持され、レジスタ２２には、時刻ｔ−１で
減衰制御信号生成回路１５により生成された減衰制御信
号Ｍが保持されている。ＲＡＭＰ信号生成回路２４は、
レジスタ２１に保持された減衰制御信号Ｌからレジスタ
２２に保持された減衰制御信号Ｍを差し引き、その差分
にレジスタ２３に保持されたＲＡＭＰ係数を乗じてＲＡ
ＭＰ処理Ｎを施し、さらに、減衰制御信号Ｍを加えた減
衰制御信号をＤ／Ａ変換器１６に出力する。この時、レ
ジスタ２１に保持された減衰制御信号Ｌをレジスタ２２
に保持させる。
明の実施の形態３による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機
の作用を示す説明図であり、この図６と図５に示した構
成図を参照しながら説明する。レジスタ２１には、時刻
ｔで減衰制御信号生成回路１５により生成された減衰制
御信号Ｌが保持され、レジスタ２２には、時刻ｔ−１で
減衰制御信号生成回路１５により生成された減衰制御信
号Ｍが保持されている。ＲＡＭＰ信号生成回路２４は、
レジスタ２１に保持された減衰制御信号Ｌからレジスタ
２２に保持された減衰制御信号Ｍを差し引き、その差分
にレジスタ２３に保持されたＲＡＭＰ係数を乗じてＲＡ
ＭＰ処理Ｎを施し、さらに、減衰制御信号Ｍを加えた減
衰制御信号をＤ／Ａ変換器１６に出力する。この時、レ
ジスタ２１に保持された減衰制御信号Ｌをレジスタ２２
に保持させる。
【００３０】以上のように、この実施の形態３によれ
ば、減衰制御信号生成回路１５により生成された減衰制
御信号の変化を滑らかにしてＤ／Ａ変換器１６に出力す
ることができ、減衰制御信号の急激な変化による周波数
特性の劣化を防ぐことができる。
ば、減衰制御信号生成回路１５により生成された減衰制
御信号の変化を滑らかにしてＤ／Ａ変換器１６に出力す
ることができ、減衰制御信号の急激な変化による周波数
特性の劣化を防ぐことができる。
【００３１】なお、上記各実施の形態においては、多重
通信システムとして直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を例
にとって説明したが、この発明の適用範囲は上記実施の
形態に限定するものではない。例えば同じＣＤＭＡ方式
の周波数ホッピング方式や赤外線を利用したもの、ある
いはＦＤＭＡ方式、ＴＤＭＡ方式の多重通信システムに
も適用可能である。また、基地局送信機のみならず移動
局送信機にも適用可能である。
通信システムとして直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を例
にとって説明したが、この発明の適用範囲は上記実施の
形態に限定するものではない。例えば同じＣＤＭＡ方式
の周波数ホッピング方式や赤外線を利用したもの、ある
いはＦＤＭＡ方式、ＴＤＭＡ方式の多重通信システムに
も適用可能である。また、基地局送信機のみならず移動
局送信機にも適用可能である。
【００３２】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、デジ
タル変調手段により生成されたデジタル多重信号の振幅
と上記直交変調手段の信号処理に適合する振幅範囲とに
基づいてそのデジタル多重信号に対する振幅調整処理の
スケーリング値を演算するスケーリング演算手段と、上
記スケーリング演算手段により演算されたスケーリング
値に応じて上記デジタル多重信号に振幅調整処理を施し
て上記信号変換手段に入力するスケーリング制御手段
と、上記スケーリング演算手段により演算されたスケー
リング値に応じて補正制御信号を生成する制御信号生成
手段と、その補正制御信号に基づいて上記直交変調手段
により変換されたＲＦ信号に対して上記スケーリング制
御手段による振幅調整処理の影響を打ち消す補正処理を
施す信号補正手段とを備えるように構成したので、直交
変調手段の入力信号レベルが過大入力である場合に生じ
る隣接チャネル漏洩電力による周波数特性劣化や、過小
入力である場合に生じるＲＦ信号のキャリアリーク成分
が支配的になるなどの波形品質劣化を防ぐことができる
と共に、スケーリング制御手段により制御されたことに
よる直交変調手段により変換されるＲＦ信号への影響を
打ち消し、本来の信号レベルへの補正を行うことができ
る効果が得られる。
タル変調手段により生成されたデジタル多重信号の振幅
と上記直交変調手段の信号処理に適合する振幅範囲とに
基づいてそのデジタル多重信号に対する振幅調整処理の
スケーリング値を演算するスケーリング演算手段と、上
記スケーリング演算手段により演算されたスケーリング
値に応じて上記デジタル多重信号に振幅調整処理を施し
て上記信号変換手段に入力するスケーリング制御手段
と、上記スケーリング演算手段により演算されたスケー
リング値に応じて補正制御信号を生成する制御信号生成
手段と、その補正制御信号に基づいて上記直交変調手段
により変換されたＲＦ信号に対して上記スケーリング制
御手段による振幅調整処理の影響を打ち消す補正処理を
施す信号補正手段とを備えるように構成したので、直交
変調手段の入力信号レベルが過大入力である場合に生じ
る隣接チャネル漏洩電力による周波数特性劣化や、過小
入力である場合に生じるＲＦ信号のキャリアリーク成分
が支配的になるなどの波形品質劣化を防ぐことができる
と共に、スケーリング制御手段により制御されたことに
よる直交変調手段により変換されるＲＦ信号への影響を
打ち消し、本来の信号レベルへの補正を行うことができ
る効果が得られる。
【００３３】また、この発明によれば、制御信号生成手
段において、複数のチャネルの符号化された送信データ
がデジタル変調手段によりそれぞれのチャネルごとにデ
ータ変調および直接拡散ＣＤＭＡ変調されて生成された
デジタル多重信号の同相成分および直交成分の振幅の実
効値と直交変調手段の信号処理に適合する振幅範囲のデ
ジタル換算値とに基づいてスケーリング値を演算するこ
とを備えるように構成したので、直接拡散ＣＤＭＡ方式
の多重通信において、直交変調手段の入力信号レベルが
過大入力である場合に生じる隣接チャネル漏洩電力によ
る周波数特性劣化や、過小入力である場合に生じるＲＦ
信号のキャリアリーク成分が支配的になるなどの波形品
質劣化を防ぐことができると共に、スケーリング制御手
段により制御されたことによる直交変調手段により変換
されるＲＦ信号への影響を打ち消し、本来の信号レベル
への補正を行うことができる効果が得られる。
段において、複数のチャネルの符号化された送信データ
がデジタル変調手段によりそれぞれのチャネルごとにデ
ータ変調および直接拡散ＣＤＭＡ変調されて生成された
デジタル多重信号の同相成分および直交成分の振幅の実
効値と直交変調手段の信号処理に適合する振幅範囲のデ
ジタル換算値とに基づいてスケーリング値を演算するこ
とを備えるように構成したので、直接拡散ＣＤＭＡ方式
の多重通信において、直交変調手段の入力信号レベルが
過大入力である場合に生じる隣接チャネル漏洩電力によ
る周波数特性劣化や、過小入力である場合に生じるＲＦ
信号のキャリアリーク成分が支配的になるなどの波形品
質劣化を防ぐことができると共に、スケーリング制御手
段により制御されたことによる直交変調手段により変換
されるＲＦ信号への影響を打ち消し、本来の信号レベル
への補正を行うことができる効果が得られる。
【００３４】さらに、この発明によれば、制御信号生成
手段において、スケーリング値を、Ｓ＝ＩＮＴ｛ｌｏｇ
２（Ｄ／Ｚ）｝により演算し、そのスケーリング値をス
ケーリング制御信号としてスケーリング制御手段に供給
し、スケーリング制御手段において、スケーリング制御
信号が正の場合にデジタル変調手段により生成された同
相成分および直交成分のデジタル多重信号をそれぞれＳ
ビット分ビットシフトアップし、スケーリング制御信号
が負の場合にそれぞれＳビット分ビットシフトダウンす
るように構成したので、スケーリング手段におけるスケ
ーリング処理をビットシフト処理によって容易に行うこ
とができる効果が得られる。
手段において、スケーリング値を、Ｓ＝ＩＮＴ｛ｌｏｇ
２（Ｄ／Ｚ）｝により演算し、そのスケーリング値をス
ケーリング制御信号としてスケーリング制御手段に供給
し、スケーリング制御手段において、スケーリング制御
信号が正の場合にデジタル変調手段により生成された同
相成分および直交成分のデジタル多重信号をそれぞれＳ
ビット分ビットシフトアップし、スケーリング制御信号
が負の場合にそれぞれＳビット分ビットシフトダウンす
るように構成したので、スケーリング手段におけるスケ
ーリング処理をビットシフト処理によって容易に行うこ
とができる効果が得られる。
【００３５】さらに、この発明によれば、制御信号生成
手段において、デジタル換算値Ｄにヒステリシス特性を
持たせて、デジタル変調手段により生成された同相成分
および直交成分のデジタル多重信号をそれぞれＳビット
分ビットシフトアップまたはＳビット分ビットシフトダ
ウンするように構成したので、スケーリング値の変化点
の付近でデジタル多重信号の実効値が増減を繰り返した
場合でも、スケーリング値が頻繁に変化することなく、
スケーリング制御手段におけるビットシフト処理、およ
び制御信号生成手段における補正制御信号の生成を頻繁
に行わなくてもすみ、動作の安定性を向上させることが
できる効果が得られる。
手段において、デジタル換算値Ｄにヒステリシス特性を
持たせて、デジタル変調手段により生成された同相成分
および直交成分のデジタル多重信号をそれぞれＳビット
分ビットシフトアップまたはＳビット分ビットシフトダ
ウンするように構成したので、スケーリング値の変化点
の付近でデジタル多重信号の実効値が増減を繰り返した
場合でも、スケーリング値が頻繁に変化することなく、
スケーリング制御手段におけるビットシフト処理、およ
び制御信号生成手段における補正制御信号の生成を頻繁
に行わなくてもすみ、動作の安定性を向上させることが
できる効果が得られる。
【００３６】さらに、この発明によれば、制御信号生成
手段において、所定時間前に生成された補正制御信号と
現在生成された補正制御信号とに応じてＲＡＭＰ処理を
施した補正制御信号を信号補正手段に供給するように構
成したので、補正制御信号の変化を滑らかにして供給す
ることができ、補正制御信号の急激な変化による周波数
特性の劣化を防ぐことができる効果が得られる。
手段において、所定時間前に生成された補正制御信号と
現在生成された補正制御信号とに応じてＲＡＭＰ処理を
施した補正制御信号を信号補正手段に供給するように構
成したので、補正制御信号の変化を滑らかにして供給す
ることができ、補正制御信号の急激な変化による周波数
特性の劣化を防ぐことができる効果が得られる。
【００３７】さらに、この発明によれば、デジタル変調
手段により生成されたデジタル多重信号の振幅と上記直
交変調手段の信号処理に適合する振幅範囲とに基づいて
そのデジタル多重信号に対する振幅調整処理のスケーリ
ング値を演算し、演算されたスケーリング値に応じて上
記デジタル多重信号に振幅調整処理を施して上記信号変
換手段に入力するとともに、上記演算されたスケーリン
グ値に応じて補正制御信号を生成し、その補正制御信号
に基づいて上記直交変調手段により変換されたＲＦ信号
に対して上記振幅調整処理の影響を打ち消す補正処理を
施すように構成したので、直交変調回路の入力信号レベ
ルが過大入力である場合に生じる隣接チャネル漏洩電力
による周波数特性劣化や、過小入力である場合に生じる
ＲＦ信号のキャリアリーク成分が支配的になるなどの波
形品質劣化を防ぐことができると共に、スケーリング値
により制御されたことによる直交変調回路により変換さ
れるＲＦ信号への影響を打ち消し、本来の信号レベルへ
の補正を行うことができる効果が得られる。
手段により生成されたデジタル多重信号の振幅と上記直
交変調手段の信号処理に適合する振幅範囲とに基づいて
そのデジタル多重信号に対する振幅調整処理のスケーリ
ング値を演算し、演算されたスケーリング値に応じて上
記デジタル多重信号に振幅調整処理を施して上記信号変
換手段に入力するとともに、上記演算されたスケーリン
グ値に応じて補正制御信号を生成し、その補正制御信号
に基づいて上記直交変調手段により変換されたＲＦ信号
に対して上記振幅調整処理の影響を打ち消す補正処理を
施すように構成したので、直交変調回路の入力信号レベ
ルが過大入力である場合に生じる隣接チャネル漏洩電力
による周波数特性劣化や、過小入力である場合に生じる
ＲＦ信号のキャリアリーク成分が支配的になるなどの波
形品質劣化を防ぐことができると共に、スケーリング値
により制御されたことによる直交変調回路により変換さ
れるＲＦ信号への影響を打ち消し、本来の信号レベルへ
の補正を行うことができる効果が得られる。
【図１】 この発明の実施の形態１による直接拡散ＣＤ
ＭＡ基地局送信機を示す構成図である。
ＭＡ基地局送信機を示す構成図である。
【図２】 可変減衰回路の特性を示す特性図である。
【図３】 スケーリング値演算回路の作用を示す説明図
である。
である。
【図４】 この発明の実施の形態２による直接拡散ＣＤ
ＭＡ基地局送信機のスケーリング値演算回路の作用を示
す説明図である。
ＭＡ基地局送信機のスケーリング値演算回路の作用を示
す説明図である。
【図５】 この発明の実施の形態３による直接拡散ＣＤ
ＭＡ基地局送信機を示す構成図である。
ＭＡ基地局送信機を示す構成図である。
【図６】 この発明の実施の形態３による直接拡散ＣＤ
ＭＡ基地局送信機の作用を示す説明図である。
ＭＡ基地局送信機の作用を示す説明図である。
【図７】 従来の直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を示す
構成図である。
構成図である。
１ デジタル変調回路（デジタル変調手段）、２ デジ
タルフィルタ、３ Ｄ／Ａ変換器（信号変換手段）、４
直交変調回路（直交変調手段）、５ 送信増幅器、６
送信アンテナ、１１ スケーリング回路（スケーリン
グ制御手段）、１２ 可変減衰回路（信号補正手段）、
１３ 実効値演算回路（スケーリング演算手段）、１４
スケーリング値演算回路（スケーリング演算手段）、
１５ 減衰制御信号生成回路（制御信号生成手段）、１
６ Ｄ／Ａ変換器、２１〜２３レジスタ、２４ ＲＡＭ
Ｐ信号生成回路。
タルフィルタ、３ Ｄ／Ａ変換器（信号変換手段）、４
直交変調回路（直交変調手段）、５ 送信増幅器、６
送信アンテナ、１１ スケーリング回路（スケーリン
グ制御手段）、１２ 可変減衰回路（信号補正手段）、
１３ 実効値演算回路（スケーリング演算手段）、１４
スケーリング値演算回路（スケーリング演算手段）、
１５ 減衰制御信号生成回路（制御信号生成手段）、１
６ Ｄ／Ａ変換器、２１〜２３レジスタ、２４ ＲＡＭ
Ｐ信号生成回路。
Claims (6)
- 【請求項１】 複数のデジタル信号が多重化されたデジ
タル多重信号を信号変換手段によりアナログベースバン
ド信号に変換し、そのアナログベースバンド信号を直交
変調手段によりＲＦ信号に変換する多重通信システムに
おいて、上記デジタル変調手段により生成されたデジタ
ル多重信号の振幅と上記直交変調手段の信号処理に適合
する振幅範囲とに基づいてそのデジタル多重信号に対す
る振幅調整処理のスケーリング値を演算するスケーリン
グ演算手段と、上記スケーリング演算手段により演算さ
れたスケーリング値に応じて上記デジタル多重信号に振
幅調整処理を施して上記信号変換手段に入力するスケー
リング制御手段と、上記スケーリング演算手段により演
算されたスケーリング値に応じて補正制御信号を生成す
る制御信号生成手段と、その補正制御信号に基づいて上
記直交変調手段により変換されたＲＦ信号に対して上記
スケーリング制御手段による振幅調整処理の影響を打ち
消す補正処理を施す信号補正手段とを備えた多重通信シ
ステム。 - 【請求項２】 制御信号生成手段は、複数のチャネルの
符号化された送信データがデジタル変調手段によりそれ
ぞれのチャネルごとにデータ変調および直接拡散ＣＤＭ
Ａ変調されて生成されたデジタル多重信号の同相成分お
よび直交成分の振幅の実効値と直交変調手段の信号処理
に適合する振幅範囲のデジタル換算値とに基づいてスケ
ーリング値を演算することを特徴とする請求項１記載の
多重通信システム。 - 【請求項３】 制御信号生成手段は、スケーリング値
を、 Ｓ＝ＩＮＴ｛ｌｏｇ２（Ｄ／Ｚ）｝ 但し、Ｓ ：スケーリング値 ＩＮＴ：整数値をとる関数 Ｚ ：デジタル多重信号の実効値 Ｄ ：デジタル換算値 により演算し、そのスケーリング値をスケーリング制御
信号としてスケーリング制御手段に供給し、スケーリン
グ制御手段は、スケーリング制御信号が正の場合にデジ
タル変調手段により生成された同相成分および直交成分
のデジタル多重信号をそれぞれＳビット分ビットシフト
アップし、スケーリング制御信号が負の場合にデジタル
変調手段により生成された同相成分および直交成分のデ
ジタル多重信号をそれぞれＳビット分ビットシフトダウ
ンすることを特徴とする請求項２記載の多重通信システ
ム。 - 【請求項４】 制御信号生成手段は、デジタル換算値Ｄ
にヒステリシス特性を持たせて、デジタル変調手段によ
り生成された同相成分および直交成分のデジタル多重信
号をそれぞれＳビット分ビットシフトアップまたはＳビ
ット分ビットシフトダウンすることを特徴とする請求項
３記載の多重通信システム。 - 【請求項５】 制御信号生成手段は、所定時間前に生成
された補正制御信号と現在生成された補正制御信号とに
応じてＲＡＭＰ処理を施した補正制御信号を信号補正手
段に供給することを特徴とする請求項１から請求項４の
うちのいずれか１項記載の多重通信システム。 - 【請求項６】 複数のデジタル信号が多重化されたデジ
タル多重信号を信号変換手段によりアナログベースバン
ド信号に変換し、そのアナログベースバンド信号を直交
変調手段によりＲＦ信号に変換する多重通信システムの
信号処理方法において、上記デジタル変調手段により生
成されたデジタル多重信号の振幅と上記直交変調手段の
信号処理に適合する振幅範囲とに基づいてそのデジタル
多重信号に対する振幅調整処理のスケーリング値を演算
し、演算されたスケーリング値に応じて上記デジタル多
重信号に振幅調整処理を施して上記信号変換手段に入力
するとともに、上記演算されたスケーリング値に応じて
補正制御信号を生成し、その補正制御信号に基づいて上
記直交変調手段により変換されたＲＦ信号に対して上記
振幅調整処理の影響を打ち消す補正処理を施す多重通信
システムの信号処理方法。
Priority Applications (6)
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|---|---|---|---|
| JP2000105004A JP3585808B2 (ja) | 2000-04-06 | 2000-04-06 | 多重通信システム |
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| CN101115287A (zh) * | 2006-07-26 | 2008-01-30 | 华为技术有限公司 | 通信方法及系统、数据传输方法及系统、以及通信方式结合方法及系统 |
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| JP3548657B2 (ja) * | 1996-10-17 | 2004-07-28 | 株式会社日立製作所 | 多重信号の送信装置 |
| JP3311950B2 (ja) * | 1996-12-19 | 2002-08-05 | 富士通株式会社 | 符号多重無線装置 |
| JP2852292B2 (ja) * | 1997-05-06 | 1999-01-27 | 埼玉日本電気株式会社 | 搬送波リーク補償回路 |
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| US6266320B1 (en) * | 1998-04-08 | 2001-07-24 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Amplitude limitation in CDMA system |
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| JP4185601B2 (ja) * | 1998-10-30 | 2008-11-26 | 株式会社日立国際電気 | 送信電力制御方法及び送信電力制御装置及びそれを備えた基地局 |
| US6236864B1 (en) * | 1998-11-27 | 2001-05-22 | Nortel Networks Limited | CDMA transmit peak power reduction |
| JP3317259B2 (ja) * | 1998-12-17 | 2002-08-26 | 日本電気株式会社 | ベースバンド信号多重回路とその送信レベル制御方法 |
| JP3898370B2 (ja) * | 1999-02-24 | 2007-03-28 | 株式会社日立国際電気 | 送信装置 |
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-
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- 2000-04-06 JP JP2000105004A patent/JP3585808B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-04-05 WO PCT/JP2001/002953 patent/WO2001078280A1/ja not_active Application Discontinuation
- 2001-04-05 US US09/926,705 patent/US20020136178A1/en not_active Abandoned
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- 2001-04-05 EP EP01919791A patent/EP1185016A4/en not_active Withdrawn
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