JP3585808B2 - 多重通信システム - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、多重通信システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
複数のチャネルのデジタル信号を多重化して通信する多重通信システムの通信方式には、ＦＤＭＡ（周波数分割多重通信）、ＴＤＭＡ（時分割多重通信）、ＣＤＭＡ（符号分割多重通信）等がある。図７は従来の直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を示す構成図であり、図において、１は複数のチャネルの符号化された送信データをデータ変調および直接拡散ＣＤＭＡ変調して、同相成分であるＩ成分、直交成分であるＱ成分の拡散変調信号を生成し、各チャネルのＩ成分、Ｑ成分毎に多重処理を行い、Ｉ成分およびＱ成分のデジタル多重信号を生成するデジタル変調回路である。２はデジタル多重信号に対してＩ成分およびＱ成分毎に帯域制限を行うデジタルフィルタ、３はＩ成分およびＱ成分毎にアナログ信号に変換して、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベースバンド信号を生成するＤ／Ａ変換器である。４はＩ成分およびＱ成分のアナログベースバンド信号をＲＦ信号に変換する直交変調回路、５はＲＦ信号を増幅する送信増幅器、６は送信アンテナである。
【０００３】
次に動作について説明する。
デジタル変調回路１は、各チャネルの符号化された送信データをデータ変調によりＩ，Ｑ成分に分離し、それぞれ直接拡散ＣＤＭＡ変調を施す。さらに、各チャネルのＩ，Ｑ拡散信号は、デジタル変調回路１内に設けられた多重回路によりＩ成分、Ｑ成分毎にチャネル間で加算され、Ｉ成分およびＱ成分のデジタル多重信号として出力される。直接拡散ＣＤＭＡ方式においては、各チャネル毎に送信電力が可変であるため、デジタル変調回路１によって生成されたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号は、振幅変動を含んだ多値データとなっている。
デジタルフィルタ２は、多値データであるＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号を帯域制限し、Ｄ／Ａ変換器３は、Ｉ成分およびＱ成分毎にアナログ信号に変換して、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベースバンド信号を生成する。直交変調回路４は、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベースバンド信号をＲＦ信号にアップコンバートし、送信増幅器５は、そのＲＦ信号を増幅し、送信アンテナ６からそのＲＦ信号に応じて送信する。
【０００４】
このような従来の直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機では、基地局の多重状態や各チャネルの電力変化により、直交変調回路４に入力されるアナログベースバンド信号の信号レベルが変動するが、直交変調回路４に入力されるアナログベースバンド信号の信号レベルが、その直交変調回路４の良好な特性を実現するダイナミックレンジよりも過大入力である場合には、隣接チャネル漏洩電力による周波数特性劣化などの故障を生じてしまう。
そこで、最大電力送信時においても送信波形の品質や周波数特性を良好に保つことができるように、直交変調回路４では、入力されるアナログベースバンド信号の信号レベルが最大となる場合に、良好な特性を実現するダイナミックレンジ内での入力最大値となるように調整されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来の直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機は以上のように構成されているので、アナログベースバンド信号の信号レベル、すなわち、デジタル変調回路１により生成されたデジタル多重信号のダイナミックレンジが直交変調回路４に要求されるダイナミックレンジとなる。しかしながら、デジタル変調回路１においては、各々可変電力となる複数のチャネルを多重しており、その電力の変動や多重数の変動により、デジタル多重信号の信号レベルの変動幅が大きく、結果として、アナログベースバンド信号のダイナミックレンジが、直交変調回路４のダイナミックレンジよりも遥かに大きくなってしまう。
そして、デジタル変調回路１において多重化された各可変電力の電力が小さい場合や、多重数が少ない場合には、デジタル多重信号の信号レベルが小さくなり、よって、アナログベースバンド信号が直交変調回路４のダイナミックレンジより過小となり、直交変調回路４により生成されるＲＦ信号に対してキャリアリーク成分が支配的となり、波形品質の劣化要因となるなどの課題があった。
【０００６】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、基地局の多重状態や各チャネルの電力変化によりデジタル多重信号の信号レベルが変動した場合においても、直交変調回路の入力信号レベルがその直交変調回路のダイナミックレンジ内に収まるようにして、直交変調回路の入力信号レベルが過大入力または過小入力となることにより生じる送信信号波形品質の劣化を抑制すると共に、その直交変調回路の後段においては、本来の信号レベルに補正する多重通信システムを得ることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る多重通信システムは、デジタル変調手段により生成されたデジタル多重信号の同相成分および直交成分の振幅の実効値と上記直交変調手段の信号処理に適合する振幅範囲のデジタル換算値とに基づいてそのデジタル多重信号に対する振幅調整処理のスケーリング値を演算するスケーリング演算手段と、上記スケーリング演算手段により演算されたスケーリング値に応じて上記デジタル多重信号に振幅調整処理を施して上記信号変換手段に入力するスケーリング制御手段と、上記スケーリング演算手段により演算されたスケーリング値に応じて補正制御信号を生成する制御信号生成手段と、その補正制御信号に基づいて上記直交変調手段により変換されたＲＦ信号に対して上記スケーリング制御手段による振幅調整処理の影響を打ち消す補正処理を施す信号補正手段とを備え、上記スケーリング演算手段は、スケーリング値を、Ｓ＝ＩＮＴ｛ｌｏｇ２（Ｄ／Ｚ）｝により演算し、そのスケーリング値をスケーリング制御信号としてスケーリング制御手段に供給し、スケーリング制御手段において、スケーリング制御信号が正の場合にデジタル変調手段により生成された同相成分および直交成分のデジタル多重信号をそれぞれＳビット分ビットシフトアップし、スケーリング制御信号が負の場合にそれぞれＳビット分ビットシフトダウンするものである。
【０００８】
この発明に係る多重通信システムは、スケーリング演算手段において、デジタル換算値Ｄにヒステリシス特性を持たせて、デジタル変調手段により生成された同相成分および直交成分のデジタル多重信号をそれぞれＳビット分ビットシフトアップまたはＳビット分ビットシフトダウンするものである。
【０００９】
この発明に係る多重通信システムは、制御信号生成手段において、所定時間前に生成された補正制御信号と現在生成された補正制御信号とに応じてＲＡＭＰ処理を施した補正制御信号を信号補正手段に供給するものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を示す構成図であり、図において、１は複数のチャネルの符号化された送信データをデータ変調および直接拡散ＣＤＭＡ変調して、同相成分であるＩ成分、直交成分であるＱ成分の拡散変調信号を生成し、各チャネルのＩ成分、Ｑ成分毎に多重処理を行い、Ｉ成分およびＱ成分のデジタル多重信号を生成するデジタル変調回路（デジタル変調手段）である。
１１はデジタル変調回路１により生成されたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号の信号レベルを後述するスケーリング制御信号に応じてそれぞれ制御するスケーリング回路（スケーリング制御手段）である。２はデジタル多重信号に対してＩ成分およびＱ成分毎に帯域制限を行うデジタルフィルタ、３はＩ成分およびＱ成分毎にアナログ信号に変換して、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベースバンド信号を生成するＤ／Ａ変換器（信号変換 手段）である。４はＩ成分およびＱ成分のアナログベースバンド信号をＲＦ信号に変換する直交変調回路（直交変調手段）、１２は直交変調回路４により変換されたＲＦ信号の信号レベルを後述する減衰制御信号に応じて減衰する可変減衰回路（信号補正手段）である。５はＲＦ信号を増幅する送信増幅器、６は送信アンテナである。
【００１１】
１３はデジタル変調回路１により生成されたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号の実効値を演算する実効値演算回路（スケーリング演算手段）、１４は実効値演算回路１３により演算されたデジタル多重信号の実効値と、スケーリング回路１１からＤ／Ａ変換器３までを系とした直交変調回路４の所望レベルのデジタル換算値とに応じてスケーリング値を演算し、スケーリング制御信号としてスケーリング回路１１および後述する減衰制御信号生成回路１５に出力するスケーリング値演算回路（スケーリング演算手段）である。
１５はスケーリング値演算回路１４から供給されたスケーリング制御信号と可変減衰回路１２の特性とに応じて減衰制御信号を生成する減衰制御信号生成回路（制御信号生成手段）、１６はその減衰制御信号をＤ／Ａ変換して可変減衰回路１２に出力するＤ／Ａ変換器である。
【００１２】
次に動作について説明する。
デジタル変調回路１は、各チャネルの符号化された送信データをデータ変調によりＩ，Ｑ成分に分離し、それぞれ直接拡散ＣＤＭＡ変調を施す。さらに、各チャネルのＩ，Ｑ拡散信号は、デジタル変調回路１内に設けられた多重回路によりＩ成分、Ｑ成分毎にチャネル間で加算され、Ｉ成分およびＱ成分のデジタル多重信号として出力される。直接拡散ＣＤＭＡ方式においては、各チャネル毎に送信電力が可変であるため、デジタル変調回路１によって生成されたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号は、振幅変動を含んだ多値データとなっている。
【００１３】
実効値演算回路１３は、デジタル変調回路１により生成されたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号の実効値を次式（１）により演算する。
Ｚ＝｛（１／Ｔ）Σ（ＤＩ２＋ＤＱ２）｝１／２ （１）
但し、Ｚ ：デジタル多重信号の実効値
Ｔ ：実効値が演算される所定時間
ＤＩ：Ｉ成分の信号レベル
ＤＱ：Ｑ成分の信号レベル
この実効値演算回路１３により演算されたデジタル多重信号の実効値は、実効値信号としてスケーリング値演算回路１４に出力される。
【００１４】
スケーリング値演算回路１４は、実効値演算回路１３により供給された実効値信号を入力し、そのデジタル多重信号の実効値と、スケーリング回路１１からＤ／Ａ変換器３までを系とした直交変調回路４の所望レベルのデジタル換算値とに応じてスケーリング値を次式（２）により演算する。
Ｓ＝Ｄ／Ｚ （２）
但し、Ｓ：スケーリング値
Ｄ：デジタル換算値
このスケーリング値演算回路１４により演算されたスケーリング値は、スケーリング制御信号としてスケーリング回路１１および減衰制御信号生成回路１５に出力される。
【００１５】
スケーリング回路１１は、スケーリング値演算回路１４により供給されたスケーリング制御信号を入力し、デジタル変調回路１により生成されたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号の信号レベルをそのスケーリング値に応じてそれぞれ制御する。
スケーリング値を用いて、スケーリング処理を行ったデジタル多重信号のＩ成分、Ｑ成分は、それぞれ次式（３）で与えられる。
ＤＩＳ＝ＤＩ×Ｓ
ＤＱＳ＝ＤＱ×Ｓ （３）
但し、ＤＩＳ：スケーリング処理後のＩ成分の信号レベル
ＤＱＳ：スケーリング処理後のＱ成分の信号レベル
このように、デジタル変調回路１により生成されたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号に、スケーリング値を乗じるスケーリング処理を行うことによって、スケーリング回路１１から出力されるＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号の信号レベルは、直交変調回路４のダイナミックレンジに収まる適切な信号レベルとなる。
【００１６】
また、スケーリング値演算回路１４では、スケーリング値を式（２）により演算したが、スケーリング値演算回路１４において、次式（４）によりスケーリング値を演算すれば、スケーリング回路１１におけるスケーリング処理をビットシフト処理によって行うことができる。
Ｓ＝ＩＮＴ｛ｌｏｇ２（Ｄ／Ｚ）｝ （４）
但し、ＩＮＴ：整数値をとる関数
この場合、スケーリング回路１１では、スケーリング値が正の場合にデジタル変調回路１により生成されたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号をそれぞれＳビット分ビットシフトアップし、スケーリング制御信号が負の場合にそれぞれＳビット分ビットシフトダウンすることにより、スケーリング処理を行うことができる。
【００１７】
デジタルフィルタ２は、スケーリング回路１１から出力されるＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号を帯域制限し、Ｄ／Ａ変換器３は、Ｉ成分およびＱ成分毎にアナログ信号に変換して、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベースバンド信号を生成する。直交変調回路４は、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベースバンド信号をＲＦ信号にアップコンバートする。
【００１８】
減衰制御信号生成回路１５は、スケーリング値演算回路１４から供給されたスケーリング制御信号と可変減衰回路１２の特性とに応じて減衰制御信号を生成する。
図２は可変減衰回路の特性を示す特性図であり、スケーリング値がＳであった場合に、減衰制御電圧は、可変減衰回路１２の基準動作点からｌｏｇ１０（Ｓ）［ｄＢ］のポイントＶＡＴＴと求められる。減衰制御信号生成回路１５には、図２に示したような可変減衰回路１２の特性がデータテーブルとして記憶されており、スケーリング回路１１により制御されたことによる直交変調回路４により変換されるＲＦ信号への影響を打ち消すような減衰制御信号を、スケーリング値の入力に応じて生成する。
Ｄ／Ａ変換器１６は、その減衰制御信号をＤ／Ａ変換して可変減衰回路１２に出力する。
【００１９】
可変減衰回路１２は、直交変調回路４により変換されたＲＦ信号の信号レベルをＤ／Ａ変換器１６から供給された減衰制御信号に応じて減衰し、スケーリング回路１１により制御されたことによる直交変調回路４により変換されるＲＦ信号への影響を打ち消し、本来の信号レベルへの補正を行う。
送信増幅器５は、その可変減衰回路１２により補正されたＲＦ信号を増幅し、送信アンテナ６からそのＲＦ信号に応じて送信する。
【００２０】
以上のように、この実施の形態１によれば、デジタル多重信号の信号レベルから直交変調回路４の適切な入力レベルとなるスケーリング値を算出し、そのスケーリング値を用いてデジタル多重信号の信号レベルを制御すると共に、直交変調回路４の後段においてそのスケーリング値に応じて本来の信号レベルへの補正を行うようにしたので、直交変調回路４の入力信号レベルが過大入力である場合に生じる隣接チャネル漏洩電力による周波数特性劣化や、過小入力である場合に生じるＲＦ信号のキャリアリーク成分が支配的になるな どの波形品質劣化を防ぐことができる。
また、スケーリング値演算回路１４において、式（４）によりスケーリング値を演算すれば、スケーリング回路１１におけるスケーリング処理をビットシフト処理によって容易に行うことができる。
【００２１】
実施の形態２．
この実施の形態２は、スケーリング値演算回路１４において、スケーリング値の変化領域にヒステリシス特性を持たせて演算したスケーリング値をスケーリング制御信号として出力するものである。
【００２２】
次に動作について説明する。
実施の形態１で説明したように、スケーリング値演算回路１４において、式（４）によりスケーリング値を演算すれば、スケーリング回路１１におけるスケーリング処理をビットシフト処理によって容易に行うことができる。しかしながら、スケーリング値の変化点の付近でデジタル多重信号の実効値が増減を繰り返した場合、スケーリング値が頻繁に変化して、スケーリング回路１１におけるビットシフト処理、および減衰制御信号生成回路１５における減衰制御信号の生成を頻繁に行わなければならなくなる。
図３はそのスケーリング値演算回路の作用を示す説明図であり、図において、Ｈはビットシフト閾値の近辺でデジタル多重信号の実効値が増加した後に減少する様子を表している。デジタル多重信号の実効値がＨに示されるように推移する場合、ビットシフト処理はデジタル多重信号の実効値が増加し閾値を超える際にビットシフトダウン処理を行い、デジタル多重信号の実効値が減少しビットシフト閾値を超える際にビットシフトアップ処理を行わなくてはならない。
【００２３】
図４はこの発明の実施の形態２による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機のスケーリング値演算回路の作用を示す説明図であり、図において、ビットシフトダウン用のビットシフト閾値Ａと、ビットシフトアップ用のビットシフト閾値Ｂを設けている。Ｉはデジタル多重信号の実効値が増加する様子を表しており、この場合、ビットシフト閾値Ａを超える際にビットシフトダウン処理を行う。また、Ｊはデジタル多重信号の実効値が減少する様子を表しており、この場合、ビットシフト閾値Ｂを超える際にビットシフトアップ処理を行う。図３と同様なデジタル多重信号の実効値の推移を表したものがＨである。デジタル多重信号の実効値がＨに従い増加し、ビットシフト閾値Ａを超える場合、ビットシフトダウン処理を行うが、デジタル多重信号の実効値が減少し、ビットシフト閾値Ａを超えた時点ではビットシフトアップ処理を行わず、ビットシフト閾値Ｂを超えるまではビットシフトアップ処理を行わずにすむ。
したがって、スケーリング値の変化点の付近でデジタル多重信号の実効値が増減を繰り返した場合でも、スケーリング値が頻繁に変化することなく、スケーリング回路１１におけるビットシフト処理、および減衰制御信号生成回路１５における減衰制御信号の生成を頻繁に行わなくてもすむ。
【００２４】
以上のように、この実施の形態２によれば、スケーリング値演算回路１４において、スケーリング値の変化領域にヒステリシス特性を持たせて演算したスケーリング値をスケーリング制御信号として出力するようにしたので、スケーリング値の変化点の付近でデジタル多重信号の実効値が増減を繰り返した場合でも、スケーリング値が頻繁に変化することなく、スケーリング回路１１におけるビットシフト処理、および減衰制御信号生成回路１５における減衰制御信号の生成を頻繁に行わなくてもすみ、動作の安定性を向上させることができる。
【００２５】
実施の形態３．
図５はこの発明の実施の形態３による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を示す構成図であ り、図において、２１は現在生成された減衰制御信号を保持するレジスタ、２２は所定時間前に生成された減衰制御信号を保持するレジスタ、２３はＲＡＭＰ係数を保持するレジスタ、２４はレジスタ２１，２２に保持された減衰制御信号に応じて、レジスタ２３に保持されたＲＡＭＰ係数に基づいたＲＡＭＰ処理を施し、Ｄ／Ａ変換器１６に出力するＲＡＭＰ信号生成回路である。
その他の構成は、図１と同一であるのでその重複する説明を省略する。
【００２６】
次に動作について説明する。
図６はこの発明の実施の形態３による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機の作用を示す説明図であり、この図６と図５に示した構成図を参照しながら説明する。
レジスタ２１には、時刻ｔで減衰制御信号生成回路１５により生成された減衰制御信号Ｌが保持され、レジスタ２２には、時刻ｔ−１で減衰制御信号生成回路１５により生成された減衰制御信号Ｍが保持されている。ＲＡＭＰ信号生成回路２４は、レジスタ２１に保持された減衰制御信号Ｌからレジスタ２２に保持された減衰制御信号Ｍを差し引き、その差分にレジスタ２３に保持されたＲＡＭＰ係数を乗じてＲＡＭＰ処理Ｎを施し、さらに、減衰制御信号Ｍを加えた減衰制御信号をＤ／Ａ変換器１６に出力する。この時、レジスタ２１に保持された減衰制御信号Ｌをレジスタ２２に保持させる。
【００２７】
以上のように、この実施の形態３によれば、減衰制御信号生成回路１５により生成された減衰制御信号の変化を滑らかにしてＤ／Ａ変換器１６に出力することができ、減衰制御信号の急激な変化による周波数特性の劣化を防ぐことができる。
【００２８】
なお、上記各実施の形態においては、多重通信システムとして直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を例にとって説明したが、この発明の適用範囲は上記実施の形態に限定するものではない。例えば同じＣＤＭＡ方式の周波数ホッピング方式や赤外線を利用したもの、あるいはＦＤＭＡ方式、ＴＤＭＡ方式の多重通信システムにも適用可能である。また、基地局送信機のみならず移動局送信機にも適用可能である。
【００２９】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、デジタル変調手段により生成されたデジタル多重信号の同相成分および直交成分の振幅の実効値と上記直交変調手段の信号処理に適合する振幅範囲のデジタル換算値とに基づいてそのデジタル多重信号に対する振幅調整処理のスケーリング値を演算するスケーリング演算手段と、上記スケーリング演算手段により演算されたスケーリング値に応じて上記デジタル多重信号に振幅調整処理を施して上記信号変換手段に入力するスケーリング制御手段と、上記スケーリング演算手段により演算されたスケーリング値に応じて補正制御信号を生成する制御信号生成手段と、その補正制御信号に基づいて上記直交変調手段により変換されたＲＦ信号に対して上記スケーリング制御手段による振幅調整処理の影響を打ち消す補正処理を施す信号補正手段とを備え、上記スケーリング演算手段は、スケーリング値を、Ｓ＝ＩＮＴ｛ｌｏｇ２（Ｄ／Ｚ）｝により演算し、そのスケーリング値をスケーリング制御信号としてスケーリング制御手段に供給し、スケーリング制御手段において、スケーリング制御信号が正の場合にデジタル変調手段により生成された同相成分および直交成分のデジタル多重信号をそれぞれＳビット分ビットシフトアップし、スケーリング制御信号が負の場合にそれぞれＳビット分ビットシフトダウンするように構成したので、直交変調手段の入力信号レベルが過大入力である場合に生じる隣接チャネル漏洩電力による周波数特性劣化や、過小入力である場合に生じるＲＦ信号のキャリアリーク成分が支配的になるなどの波形品質劣化を防ぐことができると共に、スケーリング制御手段により制御されたことによる直交変調手段により変換されるＲＦ信号への影響を打ち消し、本来の信号レベルへの補正を行うことができる効果が得られる。
また、スケーリング手段におけるスケーリング処理をビットシフト処理によって容易に行うことができる効果が得られる。
【００３０】
さらに、この発明によれば、スケーリング演算手段において、デジタル換算値Ｄにヒステリシス特性を持たせて、デジタル変調手段により生成された同相成分および直交成分のデジタル多重信号をそれぞれＳビット分ビットシフトアップまたはＳビット分ビットシフトダウンするように構成したので、スケーリング値の変化点の付近でデジタル多重信号の実効値が増減を繰り返した場合でも、スケーリング値が頻繁に変化することなく、スケーリング制御手段におけるビットシフト処理、および制御信号生成手段における補正制御信号の生成を頻繁に行わなくてもすみ、動作の安定性を向上させることができる効果が得られる。
【００３１】
さらに、この発明によれば、制御信号生成手段において、所定時間前に生成された補正制御信号と現在生成された補正制御信号とに応じてＲＡＭＰ処理を施した補正制御信号を信号補正手段に供給するように構成したので、補正制御信号の変化を滑らかにして供給することができ、補正制御信号の急激な変化による周波数特性の劣化を防ぐことができる効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を示す構成図である。
【図２】可変減衰回路の特性を示す特性図である。
【図３】スケーリング値演算回路の作用を示す説明図である。
【図４】この発明の実施の形態２による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機のスケーリング値演算回路の作用を示す説明図である。
【図５】この発明の実施の形態３による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を示す構成図である。
【図６】この発明の実施の形態３による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機の作用を示す説明図である。
【図７】従来の直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を示す構成図である。
【符号の説明】
１ デジタル変調回路（デジタル変調手段）、２ デジタルフィルタ、３ Ｄ／Ａ変換器（信号変換手段）、４ 直交変調回路（直交変調手段）、５ 送信増幅器、６ 送信アンテナ、１１ スケーリング回路（スケーリング制御手段）、１２ 可変減衰回路（信号補正手段）、１３ 実効値演算回路（スケーリング演算手段）、１４ スケーリング値演算回路（スケーリング演算手段）、１５ 減衰制御信号生成回路（制御信号生成手段）、１６ Ｄ／Ａ変換器、２１〜２３ レジスタ、２４ ＲＡＭＰ信号生成回路。
【発明の属する技術分野】
この発明は、多重通信システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
複数のチャネルのデジタル信号を多重化して通信する多重通信システムの通信方式には、ＦＤＭＡ（周波数分割多重通信）、ＴＤＭＡ（時分割多重通信）、ＣＤＭＡ（符号分割多重通信）等がある。図７は従来の直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を示す構成図であり、図において、１は複数のチャネルの符号化された送信データをデータ変調および直接拡散ＣＤＭＡ変調して、同相成分であるＩ成分、直交成分であるＱ成分の拡散変調信号を生成し、各チャネルのＩ成分、Ｑ成分毎に多重処理を行い、Ｉ成分およびＱ成分のデジタル多重信号を生成するデジタル変調回路である。２はデジタル多重信号に対してＩ成分およびＱ成分毎に帯域制限を行うデジタルフィルタ、３はＩ成分およびＱ成分毎にアナログ信号に変換して、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベースバンド信号を生成するＤ／Ａ変換器である。４はＩ成分およびＱ成分のアナログベースバンド信号をＲＦ信号に変換する直交変調回路、５はＲＦ信号を増幅する送信増幅器、６は送信アンテナである。
【０００３】
次に動作について説明する。
デジタル変調回路１は、各チャネルの符号化された送信データをデータ変調によりＩ，Ｑ成分に分離し、それぞれ直接拡散ＣＤＭＡ変調を施す。さらに、各チャネルのＩ，Ｑ拡散信号は、デジタル変調回路１内に設けられた多重回路によりＩ成分、Ｑ成分毎にチャネル間で加算され、Ｉ成分およびＱ成分のデジタル多重信号として出力される。直接拡散ＣＤＭＡ方式においては、各チャネル毎に送信電力が可変であるため、デジタル変調回路１によって生成されたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号は、振幅変動を含んだ多値データとなっている。
デジタルフィルタ２は、多値データであるＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号を帯域制限し、Ｄ／Ａ変換器３は、Ｉ成分およびＱ成分毎にアナログ信号に変換して、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベースバンド信号を生成する。直交変調回路４は、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベースバンド信号をＲＦ信号にアップコンバートし、送信増幅器５は、そのＲＦ信号を増幅し、送信アンテナ６からそのＲＦ信号に応じて送信する。
【０００４】
このような従来の直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機では、基地局の多重状態や各チャネルの電力変化により、直交変調回路４に入力されるアナログベースバンド信号の信号レベルが変動するが、直交変調回路４に入力されるアナログベースバンド信号の信号レベルが、その直交変調回路４の良好な特性を実現するダイナミックレンジよりも過大入力である場合には、隣接チャネル漏洩電力による周波数特性劣化などの故障を生じてしまう。
そこで、最大電力送信時においても送信波形の品質や周波数特性を良好に保つことができるように、直交変調回路４では、入力されるアナログベースバンド信号の信号レベルが最大となる場合に、良好な特性を実現するダイナミックレンジ内での入力最大値となるように調整されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来の直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機は以上のように構成されているので、アナログベースバンド信号の信号レベル、すなわち、デジタル変調回路１により生成されたデジタル多重信号のダイナミックレンジが直交変調回路４に要求されるダイナミックレンジとなる。しかしながら、デジタル変調回路１においては、各々可変電力となる複数のチャネルを多重しており、その電力の変動や多重数の変動により、デジタル多重信号の信号レベルの変動幅が大きく、結果として、アナログベースバンド信号のダイナミックレンジが、直交変調回路４のダイナミックレンジよりも遥かに大きくなってしまう。
そして、デジタル変調回路１において多重化された各可変電力の電力が小さい場合や、多重数が少ない場合には、デジタル多重信号の信号レベルが小さくなり、よって、アナログベースバンド信号が直交変調回路４のダイナミックレンジより過小となり、直交変調回路４により生成されるＲＦ信号に対してキャリアリーク成分が支配的となり、波形品質の劣化要因となるなどの課題があった。
【０００６】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、基地局の多重状態や各チャネルの電力変化によりデジタル多重信号の信号レベルが変動した場合においても、直交変調回路の入力信号レベルがその直交変調回路のダイナミックレンジ内に収まるようにして、直交変調回路の入力信号レベルが過大入力または過小入力となることにより生じる送信信号波形品質の劣化を抑制すると共に、その直交変調回路の後段においては、本来の信号レベルに補正する多重通信システムを得ることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る多重通信システムは、デジタル変調手段により生成されたデジタル多重信号の同相成分および直交成分の振幅の実効値と上記直交変調手段の信号処理に適合する振幅範囲のデジタル換算値とに基づいてそのデジタル多重信号に対する振幅調整処理のスケーリング値を演算するスケーリング演算手段と、上記スケーリング演算手段により演算されたスケーリング値に応じて上記デジタル多重信号に振幅調整処理を施して上記信号変換手段に入力するスケーリング制御手段と、上記スケーリング演算手段により演算されたスケーリング値に応じて補正制御信号を生成する制御信号生成手段と、その補正制御信号に基づいて上記直交変調手段により変換されたＲＦ信号に対して上記スケーリング制御手段による振幅調整処理の影響を打ち消す補正処理を施す信号補正手段とを備え、上記スケーリング演算手段は、スケーリング値を、Ｓ＝ＩＮＴ｛ｌｏｇ２（Ｄ／Ｚ）｝により演算し、そのスケーリング値をスケーリング制御信号としてスケーリング制御手段に供給し、スケーリング制御手段において、スケーリング制御信号が正の場合にデジタル変調手段により生成された同相成分および直交成分のデジタル多重信号をそれぞれＳビット分ビットシフトアップし、スケーリング制御信号が負の場合にそれぞれＳビット分ビットシフトダウンするものである。
【０００８】
この発明に係る多重通信システムは、スケーリング演算手段において、デジタル換算値Ｄにヒステリシス特性を持たせて、デジタル変調手段により生成された同相成分および直交成分のデジタル多重信号をそれぞれＳビット分ビットシフトアップまたはＳビット分ビットシフトダウンするものである。
【０００９】
この発明に係る多重通信システムは、制御信号生成手段において、所定時間前に生成された補正制御信号と現在生成された補正制御信号とに応じてＲＡＭＰ処理を施した補正制御信号を信号補正手段に供給するものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を示す構成図であり、図において、１は複数のチャネルの符号化された送信データをデータ変調および直接拡散ＣＤＭＡ変調して、同相成分であるＩ成分、直交成分であるＱ成分の拡散変調信号を生成し、各チャネルのＩ成分、Ｑ成分毎に多重処理を行い、Ｉ成分およびＱ成分のデジタル多重信号を生成するデジタル変調回路（デジタル変調手段）である。
１１はデジタル変調回路１により生成されたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号の信号レベルを後述するスケーリング制御信号に応じてそれぞれ制御するスケーリング回路（スケーリング制御手段）である。２はデジタル多重信号に対してＩ成分およびＱ成分毎に帯域制限を行うデジタルフィルタ、３はＩ成分およびＱ成分毎にアナログ信号に変換して、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベースバンド信号を生成するＤ／Ａ変換器（信号変換 手段）である。４はＩ成分およびＱ成分のアナログベースバンド信号をＲＦ信号に変換する直交変調回路（直交変調手段）、１２は直交変調回路４により変換されたＲＦ信号の信号レベルを後述する減衰制御信号に応じて減衰する可変減衰回路（信号補正手段）である。５はＲＦ信号を増幅する送信増幅器、６は送信アンテナである。
【００１１】
１３はデジタル変調回路１により生成されたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号の実効値を演算する実効値演算回路（スケーリング演算手段）、１４は実効値演算回路１３により演算されたデジタル多重信号の実効値と、スケーリング回路１１からＤ／Ａ変換器３までを系とした直交変調回路４の所望レベルのデジタル換算値とに応じてスケーリング値を演算し、スケーリング制御信号としてスケーリング回路１１および後述する減衰制御信号生成回路１５に出力するスケーリング値演算回路（スケーリング演算手段）である。
１５はスケーリング値演算回路１４から供給されたスケーリング制御信号と可変減衰回路１２の特性とに応じて減衰制御信号を生成する減衰制御信号生成回路（制御信号生成手段）、１６はその減衰制御信号をＤ／Ａ変換して可変減衰回路１２に出力するＤ／Ａ変換器である。
【００１２】
次に動作について説明する。
デジタル変調回路１は、各チャネルの符号化された送信データをデータ変調によりＩ，Ｑ成分に分離し、それぞれ直接拡散ＣＤＭＡ変調を施す。さらに、各チャネルのＩ，Ｑ拡散信号は、デジタル変調回路１内に設けられた多重回路によりＩ成分、Ｑ成分毎にチャネル間で加算され、Ｉ成分およびＱ成分のデジタル多重信号として出力される。直接拡散ＣＤＭＡ方式においては、各チャネル毎に送信電力が可変であるため、デジタル変調回路１によって生成されたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号は、振幅変動を含んだ多値データとなっている。
【００１３】
実効値演算回路１３は、デジタル変調回路１により生成されたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号の実効値を次式（１）により演算する。
Ｚ＝｛（１／Ｔ）Σ（ＤＩ２＋ＤＱ２）｝１／２ （１）
但し、Ｚ ：デジタル多重信号の実効値
Ｔ ：実効値が演算される所定時間
ＤＩ：Ｉ成分の信号レベル
ＤＱ：Ｑ成分の信号レベル
この実効値演算回路１３により演算されたデジタル多重信号の実効値は、実効値信号としてスケーリング値演算回路１４に出力される。
【００１４】
スケーリング値演算回路１４は、実効値演算回路１３により供給された実効値信号を入力し、そのデジタル多重信号の実効値と、スケーリング回路１１からＤ／Ａ変換器３までを系とした直交変調回路４の所望レベルのデジタル換算値とに応じてスケーリング値を次式（２）により演算する。
Ｓ＝Ｄ／Ｚ （２）
但し、Ｓ：スケーリング値
Ｄ：デジタル換算値
このスケーリング値演算回路１４により演算されたスケーリング値は、スケーリング制御信号としてスケーリング回路１１および減衰制御信号生成回路１５に出力される。
【００１５】
スケーリング回路１１は、スケーリング値演算回路１４により供給されたスケーリング制御信号を入力し、デジタル変調回路１により生成されたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号の信号レベルをそのスケーリング値に応じてそれぞれ制御する。
スケーリング値を用いて、スケーリング処理を行ったデジタル多重信号のＩ成分、Ｑ成分は、それぞれ次式（３）で与えられる。
ＤＩＳ＝ＤＩ×Ｓ
ＤＱＳ＝ＤＱ×Ｓ （３）
但し、ＤＩＳ：スケーリング処理後のＩ成分の信号レベル
ＤＱＳ：スケーリング処理後のＱ成分の信号レベル
このように、デジタル変調回路１により生成されたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号に、スケーリング値を乗じるスケーリング処理を行うことによって、スケーリング回路１１から出力されるＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号の信号レベルは、直交変調回路４のダイナミックレンジに収まる適切な信号レベルとなる。
【００１６】
また、スケーリング値演算回路１４では、スケーリング値を式（２）により演算したが、スケーリング値演算回路１４において、次式（４）によりスケーリング値を演算すれば、スケーリング回路１１におけるスケーリング処理をビットシフト処理によって行うことができる。
Ｓ＝ＩＮＴ｛ｌｏｇ２（Ｄ／Ｚ）｝ （４）
但し、ＩＮＴ：整数値をとる関数
この場合、スケーリング回路１１では、スケーリング値が正の場合にデジタル変調回路１により生成されたＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号をそれぞれＳビット分ビットシフトアップし、スケーリング制御信号が負の場合にそれぞれＳビット分ビットシフトダウンすることにより、スケーリング処理を行うことができる。
【００１７】
デジタルフィルタ２は、スケーリング回路１１から出力されるＩ成分およびＱ成分のデジタル多重信号を帯域制限し、Ｄ／Ａ変換器３は、Ｉ成分およびＱ成分毎にアナログ信号に変換して、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベースバンド信号を生成する。直交変調回路４は、Ｉ成分およびＱ成分のアナログベースバンド信号をＲＦ信号にアップコンバートする。
【００１８】
減衰制御信号生成回路１５は、スケーリング値演算回路１４から供給されたスケーリング制御信号と可変減衰回路１２の特性とに応じて減衰制御信号を生成する。
図２は可変減衰回路の特性を示す特性図であり、スケーリング値がＳであった場合に、減衰制御電圧は、可変減衰回路１２の基準動作点からｌｏｇ１０（Ｓ）［ｄＢ］のポイントＶＡＴＴと求められる。減衰制御信号生成回路１５には、図２に示したような可変減衰回路１２の特性がデータテーブルとして記憶されており、スケーリング回路１１により制御されたことによる直交変調回路４により変換されるＲＦ信号への影響を打ち消すような減衰制御信号を、スケーリング値の入力に応じて生成する。
Ｄ／Ａ変換器１６は、その減衰制御信号をＤ／Ａ変換して可変減衰回路１２に出力する。
【００１９】
可変減衰回路１２は、直交変調回路４により変換されたＲＦ信号の信号レベルをＤ／Ａ変換器１６から供給された減衰制御信号に応じて減衰し、スケーリング回路１１により制御されたことによる直交変調回路４により変換されるＲＦ信号への影響を打ち消し、本来の信号レベルへの補正を行う。
送信増幅器５は、その可変減衰回路１２により補正されたＲＦ信号を増幅し、送信アンテナ６からそのＲＦ信号に応じて送信する。
【００２０】
以上のように、この実施の形態１によれば、デジタル多重信号の信号レベルから直交変調回路４の適切な入力レベルとなるスケーリング値を算出し、そのスケーリング値を用いてデジタル多重信号の信号レベルを制御すると共に、直交変調回路４の後段においてそのスケーリング値に応じて本来の信号レベルへの補正を行うようにしたので、直交変調回路４の入力信号レベルが過大入力である場合に生じる隣接チャネル漏洩電力による周波数特性劣化や、過小入力である場合に生じるＲＦ信号のキャリアリーク成分が支配的になるな どの波形品質劣化を防ぐことができる。
また、スケーリング値演算回路１４において、式（４）によりスケーリング値を演算すれば、スケーリング回路１１におけるスケーリング処理をビットシフト処理によって容易に行うことができる。
【００２１】
実施の形態２．
この実施の形態２は、スケーリング値演算回路１４において、スケーリング値の変化領域にヒステリシス特性を持たせて演算したスケーリング値をスケーリング制御信号として出力するものである。
【００２２】
次に動作について説明する。
実施の形態１で説明したように、スケーリング値演算回路１４において、式（４）によりスケーリング値を演算すれば、スケーリング回路１１におけるスケーリング処理をビットシフト処理によって容易に行うことができる。しかしながら、スケーリング値の変化点の付近でデジタル多重信号の実効値が増減を繰り返した場合、スケーリング値が頻繁に変化して、スケーリング回路１１におけるビットシフト処理、および減衰制御信号生成回路１５における減衰制御信号の生成を頻繁に行わなければならなくなる。
図３はそのスケーリング値演算回路の作用を示す説明図であり、図において、Ｈはビットシフト閾値の近辺でデジタル多重信号の実効値が増加した後に減少する様子を表している。デジタル多重信号の実効値がＨに示されるように推移する場合、ビットシフト処理はデジタル多重信号の実効値が増加し閾値を超える際にビットシフトダウン処理を行い、デジタル多重信号の実効値が減少しビットシフト閾値を超える際にビットシフトアップ処理を行わなくてはならない。
【００２３】
図４はこの発明の実施の形態２による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機のスケーリング値演算回路の作用を示す説明図であり、図において、ビットシフトダウン用のビットシフト閾値Ａと、ビットシフトアップ用のビットシフト閾値Ｂを設けている。Ｉはデジタル多重信号の実効値が増加する様子を表しており、この場合、ビットシフト閾値Ａを超える際にビットシフトダウン処理を行う。また、Ｊはデジタル多重信号の実効値が減少する様子を表しており、この場合、ビットシフト閾値Ｂを超える際にビットシフトアップ処理を行う。図３と同様なデジタル多重信号の実効値の推移を表したものがＨである。デジタル多重信号の実効値がＨに従い増加し、ビットシフト閾値Ａを超える場合、ビットシフトダウン処理を行うが、デジタル多重信号の実効値が減少し、ビットシフト閾値Ａを超えた時点ではビットシフトアップ処理を行わず、ビットシフト閾値Ｂを超えるまではビットシフトアップ処理を行わずにすむ。
したがって、スケーリング値の変化点の付近でデジタル多重信号の実効値が増減を繰り返した場合でも、スケーリング値が頻繁に変化することなく、スケーリング回路１１におけるビットシフト処理、および減衰制御信号生成回路１５における減衰制御信号の生成を頻繁に行わなくてもすむ。
【００２４】
以上のように、この実施の形態２によれば、スケーリング値演算回路１４において、スケーリング値の変化領域にヒステリシス特性を持たせて演算したスケーリング値をスケーリング制御信号として出力するようにしたので、スケーリング値の変化点の付近でデジタル多重信号の実効値が増減を繰り返した場合でも、スケーリング値が頻繁に変化することなく、スケーリング回路１１におけるビットシフト処理、および減衰制御信号生成回路１５における減衰制御信号の生成を頻繁に行わなくてもすみ、動作の安定性を向上させることができる。
【００２５】
実施の形態３．
図５はこの発明の実施の形態３による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を示す構成図であ り、図において、２１は現在生成された減衰制御信号を保持するレジスタ、２２は所定時間前に生成された減衰制御信号を保持するレジスタ、２３はＲＡＭＰ係数を保持するレジスタ、２４はレジスタ２１，２２に保持された減衰制御信号に応じて、レジスタ２３に保持されたＲＡＭＰ係数に基づいたＲＡＭＰ処理を施し、Ｄ／Ａ変換器１６に出力するＲＡＭＰ信号生成回路である。
その他の構成は、図１と同一であるのでその重複する説明を省略する。
【００２６】
次に動作について説明する。
図６はこの発明の実施の形態３による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機の作用を示す説明図であり、この図６と図５に示した構成図を参照しながら説明する。
レジスタ２１には、時刻ｔで減衰制御信号生成回路１５により生成された減衰制御信号Ｌが保持され、レジスタ２２には、時刻ｔ−１で減衰制御信号生成回路１５により生成された減衰制御信号Ｍが保持されている。ＲＡＭＰ信号生成回路２４は、レジスタ２１に保持された減衰制御信号Ｌからレジスタ２２に保持された減衰制御信号Ｍを差し引き、その差分にレジスタ２３に保持されたＲＡＭＰ係数を乗じてＲＡＭＰ処理Ｎを施し、さらに、減衰制御信号Ｍを加えた減衰制御信号をＤ／Ａ変換器１６に出力する。この時、レジスタ２１に保持された減衰制御信号Ｌをレジスタ２２に保持させる。
【００２７】
以上のように、この実施の形態３によれば、減衰制御信号生成回路１５により生成された減衰制御信号の変化を滑らかにしてＤ／Ａ変換器１６に出力することができ、減衰制御信号の急激な変化による周波数特性の劣化を防ぐことができる。
【００２８】
なお、上記各実施の形態においては、多重通信システムとして直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を例にとって説明したが、この発明の適用範囲は上記実施の形態に限定するものではない。例えば同じＣＤＭＡ方式の周波数ホッピング方式や赤外線を利用したもの、あるいはＦＤＭＡ方式、ＴＤＭＡ方式の多重通信システムにも適用可能である。また、基地局送信機のみならず移動局送信機にも適用可能である。
【００２９】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、デジタル変調手段により生成されたデジタル多重信号の同相成分および直交成分の振幅の実効値と上記直交変調手段の信号処理に適合する振幅範囲のデジタル換算値とに基づいてそのデジタル多重信号に対する振幅調整処理のスケーリング値を演算するスケーリング演算手段と、上記スケーリング演算手段により演算されたスケーリング値に応じて上記デジタル多重信号に振幅調整処理を施して上記信号変換手段に入力するスケーリング制御手段と、上記スケーリング演算手段により演算されたスケーリング値に応じて補正制御信号を生成する制御信号生成手段と、その補正制御信号に基づいて上記直交変調手段により変換されたＲＦ信号に対して上記スケーリング制御手段による振幅調整処理の影響を打ち消す補正処理を施す信号補正手段とを備え、上記スケーリング演算手段は、スケーリング値を、Ｓ＝ＩＮＴ｛ｌｏｇ２（Ｄ／Ｚ）｝により演算し、そのスケーリング値をスケーリング制御信号としてスケーリング制御手段に供給し、スケーリング制御手段において、スケーリング制御信号が正の場合にデジタル変調手段により生成された同相成分および直交成分のデジタル多重信号をそれぞれＳビット分ビットシフトアップし、スケーリング制御信号が負の場合にそれぞれＳビット分ビットシフトダウンするように構成したので、直交変調手段の入力信号レベルが過大入力である場合に生じる隣接チャネル漏洩電力による周波数特性劣化や、過小入力である場合に生じるＲＦ信号のキャリアリーク成分が支配的になるなどの波形品質劣化を防ぐことができると共に、スケーリング制御手段により制御されたことによる直交変調手段により変換されるＲＦ信号への影響を打ち消し、本来の信号レベルへの補正を行うことができる効果が得られる。
また、スケーリング手段におけるスケーリング処理をビットシフト処理によって容易に行うことができる効果が得られる。
【００３０】
さらに、この発明によれば、スケーリング演算手段において、デジタル換算値Ｄにヒステリシス特性を持たせて、デジタル変調手段により生成された同相成分および直交成分のデジタル多重信号をそれぞれＳビット分ビットシフトアップまたはＳビット分ビットシフトダウンするように構成したので、スケーリング値の変化点の付近でデジタル多重信号の実効値が増減を繰り返した場合でも、スケーリング値が頻繁に変化することなく、スケーリング制御手段におけるビットシフト処理、および制御信号生成手段における補正制御信号の生成を頻繁に行わなくてもすみ、動作の安定性を向上させることができる効果が得られる。
【００３１】
さらに、この発明によれば、制御信号生成手段において、所定時間前に生成された補正制御信号と現在生成された補正制御信号とに応じてＲＡＭＰ処理を施した補正制御信号を信号補正手段に供給するように構成したので、補正制御信号の変化を滑らかにして供給することができ、補正制御信号の急激な変化による周波数特性の劣化を防ぐことができる効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を示す構成図である。
【図２】可変減衰回路の特性を示す特性図である。
【図３】スケーリング値演算回路の作用を示す説明図である。
【図４】この発明の実施の形態２による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機のスケーリング値演算回路の作用を示す説明図である。
【図５】この発明の実施の形態３による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を示す構成図である。
【図６】この発明の実施の形態３による直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機の作用を示す説明図である。
【図７】従来の直接拡散ＣＤＭＡ基地局送信機を示す構成図である。
【符号の説明】
１ デジタル変調回路（デジタル変調手段）、２ デジタルフィルタ、３ Ｄ／Ａ変換器（信号変換手段）、４ 直交変調回路（直交変調手段）、５ 送信増幅器、６ 送信アンテナ、１１ スケーリング回路（スケーリング制御手段）、１２ 可変減衰回路（信号補正手段）、１３ 実効値演算回路（スケーリング演算手段）、１４ スケーリング値演算回路（スケーリング演算手段）、１５ 減衰制御信号生成回路（制御信号生成手段）、１６ Ｄ／Ａ変換器、２１〜２３ レジスタ、２４ ＲＡＭＰ信号生成回路。
Claims (3)
- 複数のチャネルの符号化された送信データからデジタル変調手段により同相成分および直交成分のデジタル多重信号を生成し、そのデジタル多重信号を信号変換手段によりアナログベースバンド信号に変換し、そのアナログベースバンド信号を直交変調手段によりＲＦ信号に変換する多重通信システムにおいて、上記デジタル変調手段により生成されたデジタル多重信号の同相成分および直交成分の振幅の実効値と上記直交変調手段の信号処理に適合する振幅範囲のデジタル換算値とに基づいてそのデジタル多重信号に対する振幅調整処理のスケーリング値を演算するスケーリング演算手段と、上記スケーリング演算手段により演算されたスケーリング値に応じて上記デジタル多重信号に振幅調整処理を施して上記信号変換手段に入力するスケーリング制御手段と、上記スケーリング演算手段により演算されたスケーリング値に応じて補正制御信号を生成する制御信号生成手段と、その補正制御信号に基づいて上記直交変調手段により変換されたＲＦ信号に対して上記スケーリング制御手段による振幅調整処理の影響を打ち消す補正処理を施す信号補正手段とを備え、
上記スケーリング演算手段は、スケーリング値を、
Ｓ＝ＩＮＴ｛ｌｏｇ２（Ｄ／Ｚ）｝
但し、Ｓ ：スケーリング値
ＩＮＴ：整数値をとる関数
Ｚ ：デジタル多重信号の実効値
Ｄ ：デジタル換算値
により演算し、そのスケーリング値をスケーリング制御信号として上記スケーリング制御手段に供給し、そのスケーリング制御手段は、スケーリング制御信号が正の場合に上記デジタル変調手段により生成された同相成分および直交成分のデジタル多重信号をそれぞれＳビット分ビットシフトアップし、スケーリング制御信号が負の場合にそのデジタル変調手段により生成された同相成分および直交成分のデジタル多重信号をそれぞれＳビット分ビットシフトダウンすることを特徴とする多重通信システム。 - スケーリング演算手段は、デジタル換算値Ｄにヒステリシス特性を持たせて、デジタル変調手段により生成された同相成分および直交成分のデジタル多重信号をそれぞれＳビット分ビットシフトアップまたはＳビット分ビットシフトダウンすることを特徴とする請求項１記載の多重通信システム。
- 複数のチャネルの符号化された送信データからデジタル変調手段により同相成分および直交成分のデジタル多重信号を生成し、そのデジタル多重信号を信号変換手段によりアナログベースバンド信号に変換し、そのアナログベースバンド信号を直交変調手段によりＲＦ信号に変換する多重通信システムにおいて、上記デジタル変調手段により生成されたデジタル多重信号の同相成分および直交成分の振幅の実効値と上記直交変調手段の信号処理に適合する振幅範囲のデジタル換算値とに基づいてそのデジタル多重信号に対する振幅調整処理のスケーリング値を演算するスケーリング演算手段と、上記スケーリング演算手段により演算されたスケーリング値に応じて上記デジタル多重信号に振幅調整処理を施して上記信号変換手段に入力するスケーリング制御手段と、上記スケーリング演算手段により演算されたスケーリング値に応じて補正制御信号を生成する制御信号生成手段と、その補正制御信号に基づいて上記直交変調手段により変換されたＲＦ信号に対して上記スケーリング制御手段による振幅調整処理の影響を打ち消す補正処理を施す信号補正手段とを備え、
上記制御信号生成手段は、所定時間前に生成された補正制御信号と現在生成された補正制御信号とに応じてＲＡＭＰ処理を施した補正制御信号を上記信号補正手段に供給することを特徴とする多重通信システム。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000105004A JP3585808B2 (ja) | 2000-04-06 | 2000-04-06 | 多重通信システム |
| US09/926,705 US20020136178A1 (en) | 2000-04-06 | 2001-04-05 | Multiplex communication system and method of signal processing |
| EP01919791A EP1185016A4 (en) | 2000-04-06 | 2001-04-05 | MULTIPLEX POST-TRANSMISSION SYSTEM AND METHOD FOR SIGNAL PROCESSING |
| CNA2004100798431A CN1592180A (zh) | 2000-04-06 | 2001-04-05 | 多路复用通信系统及其信号处理方法 |
| PCT/JP2001/002953 WO2001078280A1 (fr) | 2000-04-06 | 2001-04-05 | Systeme de communication multiplex et procede de traitement de signaux |
| CNB018008518A CN1177427C (zh) | 2000-04-06 | 2001-04-05 | 多路复用通信系统及其信号处理方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000105004A JP3585808B2 (ja) | 2000-04-06 | 2000-04-06 | 多重通信システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001292079A JP2001292079A (ja) | 2001-10-19 |
| JP3585808B2 true JP3585808B2 (ja) | 2004-11-04 |
Family
ID=18618455
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000105004A Expired - Fee Related JP3585808B2 (ja) | 2000-04-06 | 2000-04-06 | 多重通信システム |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20020136178A1 (ja) |
| EP (1) | EP1185016A4 (ja) |
| JP (1) | JP3585808B2 (ja) |
| CN (2) | CN1592180A (ja) |
| WO (1) | WO2001078280A1 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20030069022A1 (en) * | 2001-10-04 | 2003-04-10 | Mark Kintis | Amplitude cancellation topology for multichannel applications |
| GB2394372B (en) * | 2002-10-19 | 2004-08-25 | Motorola Inc | Frequency generation in a wireless communication unit |
| US7430403B2 (en) | 2005-03-01 | 2008-09-30 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Method and apparatus for hysteresis control |
| CN101115287A (zh) * | 2006-07-26 | 2008-01-30 | 华为技术有限公司 | 通信方法及系统、数据传输方法及系统、以及通信方式结合方法及系统 |
| JP5146300B2 (ja) * | 2008-12-22 | 2013-02-20 | 富士通株式会社 | 無線送信機、キャリアリーク制御方法 |
Family Cites Families (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3335777B2 (ja) * | 1994-09-05 | 2002-10-21 | 松下通信工業株式会社 | スペクトル拡散方式通信装置 |
| JP3376827B2 (ja) * | 1996-08-23 | 2003-02-10 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 多重変調装置 |
| JP3548657B2 (ja) * | 1996-10-17 | 2004-07-28 | 株式会社日立製作所 | 多重信号の送信装置 |
| JP3311950B2 (ja) * | 1996-12-19 | 2002-08-05 | 富士通株式会社 | 符号多重無線装置 |
| JP2852292B2 (ja) * | 1997-05-06 | 1999-01-27 | 埼玉日本電気株式会社 | 搬送波リーク補償回路 |
| US6006079A (en) * | 1997-06-13 | 1999-12-21 | Motorola, Inc. | Radio having a fast adapting direct conversion receiver |
| JP2944606B2 (ja) * | 1998-02-10 | 1999-09-06 | 埼玉日本電気株式会社 | ピーククリッピング装置 |
| EP0940925A1 (en) * | 1998-03-05 | 1999-09-08 | Lucent Technologies Inc. | System and method to reduce the peak-to-average power ratio in a DS-CMDA transmitter |
| US6266320B1 (en) * | 1998-04-08 | 2001-07-24 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Amplitude limitation in CDMA system |
| JP3570898B2 (ja) * | 1998-08-24 | 2004-09-29 | 日本電気株式会社 | プレディストーション回路 |
| JP4185601B2 (ja) * | 1998-10-30 | 2008-11-26 | 株式会社日立国際電気 | 送信電力制御方法及び送信電力制御装置及びそれを備えた基地局 |
| US6236864B1 (en) * | 1998-11-27 | 2001-05-22 | Nortel Networks Limited | CDMA transmit peak power reduction |
| JP3317259B2 (ja) * | 1998-12-17 | 2002-08-26 | 日本電気株式会社 | ベースバンド信号多重回路とその送信レベル制御方法 |
| JP3898370B2 (ja) * | 1999-02-24 | 2007-03-28 | 株式会社日立国際電気 | 送信装置 |
| JP3322307B2 (ja) * | 1999-08-04 | 2002-09-09 | 日本電気株式会社 | 送信機 |
-
2000
- 2000-04-06 JP JP2000105004A patent/JP3585808B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-04-05 EP EP01919791A patent/EP1185016A4/en not_active Withdrawn
- 2001-04-05 US US09/926,705 patent/US20020136178A1/en not_active Abandoned
- 2001-04-05 CN CNA2004100798431A patent/CN1592180A/zh active Pending
- 2001-04-05 CN CNB018008518A patent/CN1177427C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2001-04-05 WO PCT/JP2001/002953 patent/WO2001078280A1/ja not_active Application Discontinuation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1592180A (zh) | 2005-03-09 |
| EP1185016A1 (en) | 2002-03-06 |
| JP2001292079A (ja) | 2001-10-19 |
| US20020136178A1 (en) | 2002-09-26 |
| CN1177427C (zh) | 2004-11-24 |
| EP1185016A4 (en) | 2005-04-13 |
| WO2001078280A1 (fr) | 2001-10-18 |
| CN1366749A (zh) | 2002-08-28 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040706 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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