JP2000068753A - 送信増幅器 - Google Patents
送信増幅器Info
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- JP2000068753A JP2000068753A JP10232893A JP23289398A JP2000068753A JP 2000068753 A JP2000068753 A JP 2000068753A JP 10232893 A JP10232893 A JP 10232893A JP 23289398 A JP23289398 A JP 23289398A JP 2000068753 A JP2000068753 A JP 2000068753A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 効率を高める。
【解決手段】 データをＩ、Ｑの直交成分と対応した波
形に生成し（１２）、これら波形で直交変調し（１
３）、その変調出力の利得を振幅変調回路１４で制御し
て、遅延回路４２を通じてＦＥＴ１９のゲートに供給す
る。遅延回路４２の入力（図１Ｂ）を分岐してバイアス
生成回路４１へ供給する。図１Ｃに示すバイアス制御信
号を得てＦＥＴのゲートバイアスを制御する。図１Ｂ、
１Ｃの位相を遅延回路４２で合わせる。
形に生成し（１２）、これら波形で直交変調し（１
３）、その変調出力の利得を振幅変調回路１４で制御し
て、遅延回路４２を通じてＦＥＴ１９のゲートに供給す
る。遅延回路４２の入力（図１Ｂ）を分岐してバイアス
生成回路４１へ供給する。図１Ｃに示すバイアス制御信
号を得てＦＥＴのゲートバイアスを制御する。図１Ｂ、
１Ｃの位相を遅延回路４２で合わせる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は例えば移動通信機
に適用され、線形動作をする送信増幅器に関する。
に適用され、線形動作をする送信増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３に従来の送信増幅器を示す。入力端
子１１からのデータ信号は波形生成回路１２において、
例えばＱＰＳＫ信号の同相成分信号と直交成分信号との
波形信号とされ、これら波形信号にて直交変調器１３で
搬送波が直交変調され、その直交変調出力信号は振幅変
調回路１４で必要に応じて利得（レベル）調整され、飽
和形増幅器、つまり送信増幅器１５で出力増幅され、出
力端子１６へ出力される。
子１１からのデータ信号は波形生成回路１２において、
例えばＱＰＳＫ信号の同相成分信号と直交成分信号との
波形信号とされ、これら波形信号にて直交変調器１３で
搬送波が直交変調され、その直交変調出力信号は振幅変
調回路１４で必要に応じて利得（レベル）調整され、飽
和形増幅器、つまり送信増幅器１５で出力増幅され、出
力端子１６へ出力される。
【０００３】出力増幅器１５は例えば図４Ａに示すよう
に、入力端子１７よりの信号はマッチング回路１８を通
じてＦＥＴ１９のゲートへ供給され、ＦＥＴ１９のソー
スは接地され、ドレインは負荷２１を通じて電源端子２
２に接続され、またマッチング回路２０を通じて出力端
子１６に接続される。ＦＥＴ１９のゲートはインピーダ
ンス素子２３を通じて端子２４に接続される。
に、入力端子１７よりの信号はマッチング回路１８を通
じてＦＥＴ１９のゲートへ供給され、ＦＥＴ１９のソー
スは接地され、ドレインは負荷２１を通じて電源端子２
２に接続され、またマッチング回路２０を通じて出力端
子１６に接続される。ＦＥＴ１９のゲートはインピーダ
ンス素子２３を通じて端子２４に接続される。
【０００４】この飽和形増幅器１５で効率的な線形動作
をさせるため、従来においては図３に示すように、波形
生成回路１２の出力を包絡線生成回路２７へ供給して、
飽和形増幅器１５の入力信号の包絡線と対応した信号を
生成し、この包絡線信号で直流増幅器２８を制御し、端
子２９の直流入力が直流増幅器２８で制御され、飽和形
増幅器１５の電源端子、例えば図４Ａ中のドレイン電源
端子２２へ供給される。このようにして飽和形増幅器１
５のドレイン電圧が直流増幅器２８により制御されて、
飽和形増幅器１５の飽和レベルを入力信号包絡線にダイ
ナミックに追従させて、効率のよい線形動作を実現して
いた。
をさせるため、従来においては図３に示すように、波形
生成回路１２の出力を包絡線生成回路２７へ供給して、
飽和形増幅器１５の入力信号の包絡線と対応した信号を
生成し、この包絡線信号で直流増幅器２８を制御し、端
子２９の直流入力が直流増幅器２８で制御され、飽和形
増幅器１５の電源端子、例えば図４Ａ中のドレイン電源
端子２２へ供給される。このようにして飽和形増幅器１
５のドレイン電圧が直流増幅器２８により制御されて、
飽和形増幅器１５の飽和レベルを入力信号包絡線にダイ
ナミックに追従させて、効率のよい線形動作を実現して
いた。
【０００５】直流増幅器２８の代りにＤＣ−ＤＣコンバ
ータを用いることもある。このように従来においてはド
レイン電圧を制御しているため、つまり増幅器１５の出
力側の電圧を直接制御しているため、大きな電流が直流
増幅器（ＤＣ−ＤＣコンバータ）２８に流れ、しかも入
力信号（データ）が高速であるため、高速で大きな電流
を制御する必要があった。このため、直流増幅器を用い
た場合、直流増幅器の効率が劣化するため、送信増幅器
全体としてみた場合の効率が劣化する。またＤＣ−ＤＣ
コンバータを使用した場合は、効率は良好であるが、直
流増幅器に比べ回路規模が大きくなる欠点の他に、変調
帯域がメガヘルツを超える高速広帯域の無線変調方式で
使用された場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの追従速度が間
に合わず使用することが困難であった。
ータを用いることもある。このように従来においてはド
レイン電圧を制御しているため、つまり増幅器１５の出
力側の電圧を直接制御しているため、大きな電流が直流
増幅器（ＤＣ−ＤＣコンバータ）２８に流れ、しかも入
力信号（データ）が高速であるため、高速で大きな電流
を制御する必要があった。このため、直流増幅器を用い
た場合、直流増幅器の効率が劣化するため、送信増幅器
全体としてみた場合の効率が劣化する。またＤＣ−ＤＣ
コンバータを使用した場合は、効率は良好であるが、直
流増幅器に比べ回路規模が大きくなる欠点の他に、変調
帯域がメガヘルツを超える高速広帯域の無線変調方式で
使用された場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの追従速度が間
に合わず使用することが困難であった。
【０００６】このような点から図５Ａに図３、図４Ａと
対応する部分に同一符号を付けて示すように、包絡線生
成回路２７の出力をバイアス生成回路３１へ供給し、バ
イアス生成回路３１の出力を端子２４へ印加して、ＦＥ
Ｔ１９のゲートバイアスを制御する。つまり振幅変調回
路１４の出力信号が例えば図５Ｂに示すような場合、包
絡線生成回路２７から図５Ｂの信号の包絡線信号が得ら
れ、バイアス生成回路３１の出力バイアス制御信号は図
５Ｃに示すように、振幅変調回路１４の出力の包絡の上
側と対応したものとなり、振幅変調回路１４の出力、つ
まり飽和増幅器１５の入力信号の振幅が大きければ、ゲ
ートバイアスが大きくなり、振幅が小さければゲートバ
イアスが小さくなる。
対応する部分に同一符号を付けて示すように、包絡線生
成回路２７の出力をバイアス生成回路３１へ供給し、バ
イアス生成回路３１の出力を端子２４へ印加して、ＦＥ
Ｔ１９のゲートバイアスを制御する。つまり振幅変調回
路１４の出力信号が例えば図５Ｂに示すような場合、包
絡線生成回路２７から図５Ｂの信号の包絡線信号が得ら
れ、バイアス生成回路３１の出力バイアス制御信号は図
５Ｃに示すように、振幅変調回路１４の出力の包絡の上
側と対応したものとなり、振幅変調回路１４の出力、つ
まり飽和増幅器１５の入力信号の振幅が大きければ、ゲ
ートバイアスが大きくなり、振幅が小さければゲートバ
イアスが小さくなる。
【０００７】つまり、図４Ｂに示す飽和形増幅器１５
（図４Ａ）のドレイン電流−ドレイン・ソース内電圧特
性において、増幅器１５の入力信号振幅が大きい時の入
力３３に対してはゲートバイアスはａ点と大きくなり、
入力信号振幅が小さい時の入力３４に対してはゲートバ
イアスがｂ点と小さくなる。つまり従来では、大振幅で
飽和しないように、ゲートバイアス点ａと対応したドレ
イン電流Ｉａが流れるが、図５Ａに示した制御により、
小振幅入力時には、ドレイン電流はバイアス点ｂと対応
したＩｂと小さくなり、それだけ、消費電力が小さくな
る。つまり図５Ａに示した構成によれば、入力信号の振
幅に追従してゲートバイアスが制御され、つまり変調信
号の振幅値に合わせて一定のバックオフ値となり、高効
率が実現される。しかもバイアスの制御をドレイン側で
はなく、ゲート側で行うため、直流増幅器、又はＤＣ−
ＤＣコンバータを必要とせず、これらにもとづく効率の
劣化、追従速度の問題もなくなる。
（図４Ａ）のドレイン電流−ドレイン・ソース内電圧特
性において、増幅器１５の入力信号振幅が大きい時の入
力３３に対してはゲートバイアスはａ点と大きくなり、
入力信号振幅が小さい時の入力３４に対してはゲートバ
イアスがｂ点と小さくなる。つまり従来では、大振幅で
飽和しないように、ゲートバイアス点ａと対応したドレ
イン電流Ｉａが流れるが、図５Ａに示した制御により、
小振幅入力時には、ドレイン電流はバイアス点ｂと対応
したＩｂと小さくなり、それだけ、消費電力が小さくな
る。つまり図５Ａに示した構成によれば、入力信号の振
幅に追従してゲートバイアスが制御され、つまり変調信
号の振幅値に合わせて一定のバックオフ値となり、高効
率が実現される。しかもバイアスの制御をドレイン側で
はなく、ゲート側で行うため、直流増幅器、又はＤＣ−
ＤＣコンバータを必要とせず、これらにもとづく効率の
劣化、追従速度の問題もなくなる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】図５Ａに示した構成は
図３に示したものよりも効率がよいが、例えば図５Ｂに
示す信号中の大振幅状態３６ではゲートバイアスは図５
Ｃに示すようにＶｇａに保持されている。この大振幅状
態３６は瞬時的にみれば、そのピーク値Ｐｐより大部分
は低い値であり、ゲートバイアス値Ｖｇａはこのピーク
値Ｐｐと対応している。この点で無駄にドレイン電流を
流している部分があると言え、つまり、効率改善の余地
があると言える。
図３に示したものよりも効率がよいが、例えば図５Ｂに
示す信号中の大振幅状態３６ではゲートバイアスは図５
Ｃに示すようにＶｇａに保持されている。この大振幅状
態３６は瞬時的にみれば、そのピーク値Ｐｐより大部分
は低い値であり、ゲートバイアス値Ｖｇａはこのピーク
値Ｐｐと対応している。この点で無駄にドレイン電流を
流している部分があると言え、つまり、効率改善の余地
があると言える。
【０００９】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明によれば
送信増幅器の入力信号への瞬時振幅に追従したバイアス
制御信号がバイアス生成回路で生成され、そのバイアス
制御信号により、送信増幅器のバイアスが、送信信号と
瞬時振幅と同期して制御される。請求項２の発明によれ
ば、入力信号が逆歪特性増幅器へ供給されて逆歪特性が
与えられ、入力信号レベルが送信増幅器の出力−入力特
性の飽和レベルに近いしきい値以上か否か判定され、し
きい値以下と判定されると入力信号がそのまま送信増幅
器へ供給し、しきい値以上と判定される逆歪特性増幅器
を送信増幅器へ供給するように切替え手段により切替え
られる。
送信増幅器の入力信号への瞬時振幅に追従したバイアス
制御信号がバイアス生成回路で生成され、そのバイアス
制御信号により、送信増幅器のバイアスが、送信信号と
瞬時振幅と同期して制御される。請求項２の発明によれ
ば、入力信号が逆歪特性増幅器へ供給されて逆歪特性が
与えられ、入力信号レベルが送信増幅器の出力−入力特
性の飽和レベルに近いしきい値以上か否か判定され、し
きい値以下と判定されると入力信号がそのまま送信増幅
器へ供給し、しきい値以上と判定される逆歪特性増幅器
を送信増幅器へ供給するように切替え手段により切替え
られる。
【００１０】
【発明の実施の形態】図１Ａに請求項１の発明の実施例
を示し、図３、図４Ａと対応する部分に同一符号を付け
てある。この実施例においては振幅変調回路１４の出力
信号が分岐されてバイアス生成回路４１へ供給される。
バイアス生成回路４１はその入力信号の振幅の瞬時値と
対応したバイアス制御信号を生成する。つまり振幅変調
回路１４の出力信号が例えば図１Ｂに示すような場合
は、その周波数と、バイアス制御信号は図１Ｃに示すよ
うに同一であり、位相も同一であり、振幅も対応してい
る。ただバイアス制御信号の瞬時値の最低値はその振幅
が小さい時の値Ｑｂも、振幅が大きい時の値Ｑａもほぼ
同一値とされている。振幅値は、出力信号の振幅が小さ
いＰｓｂでは小さく、大きなＰｓａではこれに応じて大
きな振幅とされている。しかも、出力信号（図１Ｂ）と
バイアス制御信号（図１Ｃ）は同位相とされる。つまり
バイアス生成回路４１でバイアス制御信号の生成に遅れ
を伴う場合は、その遅れ分の遅延が遅延回路４２で振幅
変調回路１４の出力信号に対して与えられて飽和増幅器
１５、図１ＡではＦＥＴ１９のゲートへ供給される。バ
イアス制御信号はこの例ではＦＥＴ１９のゲートバイア
ス端子２４へ印加される。
を示し、図３、図４Ａと対応する部分に同一符号を付け
てある。この実施例においては振幅変調回路１４の出力
信号が分岐されてバイアス生成回路４１へ供給される。
バイアス生成回路４１はその入力信号の振幅の瞬時値と
対応したバイアス制御信号を生成する。つまり振幅変調
回路１４の出力信号が例えば図１Ｂに示すような場合
は、その周波数と、バイアス制御信号は図１Ｃに示すよ
うに同一であり、位相も同一であり、振幅も対応してい
る。ただバイアス制御信号の瞬時値の最低値はその振幅
が小さい時の値Ｑｂも、振幅が大きい時の値Ｑａもほぼ
同一値とされている。振幅値は、出力信号の振幅が小さ
いＰｓｂでは小さく、大きなＰｓａではこれに応じて大
きな振幅とされている。しかも、出力信号（図１Ｂ）と
バイアス制御信号（図１Ｃ）は同位相とされる。つまり
バイアス生成回路４１でバイアス制御信号の生成に遅れ
を伴う場合は、その遅れ分の遅延が遅延回路４２で振幅
変調回路１４の出力信号に対して与えられて飽和増幅器
１５、図１ＡではＦＥＴ１９のゲートへ供給される。バ
イアス制御信号はこの例ではＦＥＴ１９のゲートバイア
ス端子２４へ印加される。
【００１１】この構成によれば、飽和増幅器１５に入力
信号の瞬時レベルと、対応したゲートバイアスが飽和増
幅器１５に印加され、瞬時的に見ても、常に適切なゲー
トバイアスが与えられ、図５Ａに示したものよりも、更
に効率がよくなる。図２Ａに請求項３の発明の実施例を
示し、図３、図４Ａ、図５Ａと対応する部分に同一符号
を付けてある。この実施例では振幅変調回路１４の出力
は逆歪特性増幅器５１へ供給される。逆歪特性増幅器の
出力−入力特性は図２Ｂに示すようなものである。つま
り飽和増幅器１５は曲線５２で示すように入力レベルが
大きくなると直線性から外れ徐々に飽和する。従って、
この徐々に飽和に近づき始める入力レベルＶｉ１以上で
はその非直線性を補償して直線性特性曲線５３に近づく
ような補正特性曲線５４を入力信号に与えるように、逆
歪増幅器５１の特性が選定される。つまり、増幅器１５
の特性曲線５２が非直線部分に入り、歪が生じるように
なるのを補償し、歪が生じないようにする逆歪特性曲線
５４とされる。
信号の瞬時レベルと、対応したゲートバイアスが飽和増
幅器１５に印加され、瞬時的に見ても、常に適切なゲー
トバイアスが与えられ、図５Ａに示したものよりも、更
に効率がよくなる。図２Ａに請求項３の発明の実施例を
示し、図３、図４Ａ、図５Ａと対応する部分に同一符号
を付けてある。この実施例では振幅変調回路１４の出力
は逆歪特性増幅器５１へ供給される。逆歪特性増幅器の
出力−入力特性は図２Ｂに示すようなものである。つま
り飽和増幅器１５は曲線５２で示すように入力レベルが
大きくなると直線性から外れ徐々に飽和する。従って、
この徐々に飽和に近づき始める入力レベルＶｉ１以上で
はその非直線性を補償して直線性特性曲線５３に近づく
ような補正特性曲線５４を入力信号に与えるように、逆
歪増幅器５１の特性が選定される。つまり、増幅器１５
の特性曲線５２が非直線部分に入り、歪が生じるように
なるのを補償し、歪が生じないようにする逆歪特性曲線
５４とされる。
【００１２】振幅変調回路１４の出力は分岐されて、判
定手段５６に供給される。判定手段５６では、飽和増幅
器１５が飽和になり始める入力レベル、図２Ｂ中のＶｉ
１をしきい値とし、これと振幅変調回路１４の出力信号
とを比較し、この出力信号がしきい値Ｖｉ１より大であ
れば逆歪特性増幅器５１の出力を選択し、Ｖｉ１より小
であれば、振幅変調回路１４の出力信号を選択するよう
に、判定手段５６の判定結果により切替え手段５７が制
御される。
定手段５６に供給される。判定手段５６では、飽和増幅
器１５が飽和になり始める入力レベル、図２Ｂ中のＶｉ
１をしきい値とし、これと振幅変調回路１４の出力信号
とを比較し、この出力信号がしきい値Ｖｉ１より大であ
れば逆歪特性増幅器５１の出力を選択し、Ｖｉ１より小
であれば、振幅変調回路１４の出力信号を選択するよう
に、判定手段５６の判定結果により切替え手段５７が制
御される。
【００１３】切替え手段５７で選択された信号は飽和増
幅器１５のＦＥＴ１９のゲートに供給されると共に分岐
されて包絡線検波器５８で包絡線検波され、その検波出
力はバイアス生成回路３１へ供給され、バイアス制御信
号が生成され、そのバイアス制御信号でＦＥＴ１９のゲ
ートバイアスが制御される。バイアス生成回路３１から
は図５Ｃに示したようなバイアス制御信号が得られる。
幅器１５のＦＥＴ１９のゲートに供給されると共に分岐
されて包絡線検波器５８で包絡線検波され、その検波出
力はバイアス生成回路３１へ供給され、バイアス制御信
号が生成され、そのバイアス制御信号でＦＥＴ１９のゲ
ートバイアスが制御される。バイアス生成回路３１から
は図５Ｃに示したようなバイアス制御信号が得られる。
【００１４】この構成によれば、振幅変調回路１４の出
力信号がしきい値Ｖｉ１以下であれば、そのまま飽和増
幅器１５へ供給され、図２Ｂに示すように線形増幅され
る。振幅変調回路１４の出力信号がしきい値Ｖｉ１以上
になると、この出力信号は逆歪特性増幅器５１で図２Ｂ
の曲線５４で示す補償が与えられ、入力が大きくなるに
従って、直線性以上に大きくなり、この逆歪特性増幅器
５１の出力信号が増幅器１５へ供給されるため、増幅器
１５の出力は図２Ｂ中の破線５３で示すようにほぼ線形
特性になる。
力信号がしきい値Ｖｉ１以下であれば、そのまま飽和増
幅器１５へ供給され、図２Ｂに示すように線形増幅され
る。振幅変調回路１４の出力信号がしきい値Ｖｉ１以上
になると、この出力信号は逆歪特性増幅器５１で図２Ｂ
の曲線５４で示す補償が与えられ、入力が大きくなるに
従って、直線性以上に大きくなり、この逆歪特性増幅器
５１の出力信号が増幅器１５へ供給されるため、増幅器
１５の出力は図２Ｂ中の破線５３で示すようにほぼ線形
特性になる。
【００１５】またこの実施例では、包絡線検波器５８と
バイアス生成回路３１とにより図５で説明したと同様な
ゲートバイアス制御が、増幅信号の振幅に応じて行わ
れ、効率がよいものとなる。更に図２Ａ中に破線で示す
ように、切替え手段５７の出力を分岐して直線バイアス
生成回路４１（図１Ａ中のものと同一）へ入力し、その
バイアス制御信号でＦＥＴ１９のゲートバイアスを制御
する。この場合、増幅信号と、バイアス制御信号とが位
相同期するために、破線で示す遅延回路５９で、その切
替え手段５７で何れの信号を選択しても位相が一致する
ようになし、またバイアス生成回路４１への分岐点と、
ＦＥＴ１９のゲートとの間に遅延回路４２を挿入する。
このようにすれば、図１について説明したように、効率
を一層高めることができる。
バイアス生成回路３１とにより図５で説明したと同様な
ゲートバイアス制御が、増幅信号の振幅に応じて行わ
れ、効率がよいものとなる。更に図２Ａ中に破線で示す
ように、切替え手段５７の出力を分岐して直線バイアス
生成回路４１（図１Ａ中のものと同一）へ入力し、その
バイアス制御信号でＦＥＴ１９のゲートバイアスを制御
する。この場合、増幅信号と、バイアス制御信号とが位
相同期するために、破線で示す遅延回路５９で、その切
替え手段５７で何れの信号を選択しても位相が一致する
ようになし、またバイアス生成回路４１への分岐点と、
ＦＥＴ１９のゲートとの間に遅延回路４２を挿入する。
このようにすれば、図１について説明したように、効率
を一層高めることができる。
【００１６】なお、図２Ａ中のバイアス生成回路３１又
は４１を省略しても、逆歪特性増幅器５１、判定手段５
６、切替え手段５７の使用により、歪の発生を抑圧する
ことができ、効率の低下を避けることができる。
は４１を省略しても、逆歪特性増幅器５１、判定手段５
６、切替え手段５７の使用により、歪の発生を抑圧する
ことができ、効率の低下を避けることができる。
【００１７】
【発明の効果】以上述べたように、請求項１の発明によ
れば、飽和増幅器のバイアスをその増幅信号の瞬時レベ
ルでこれと同位相で制御しているため、従来よりも効率
が高いものが得られる。請求項２の発明によれば、増幅
器の飽和に近い入力信号に対しては逆歪増幅により、非
直線性を補償するようにしているため、大きなレベルま
で直線的特性が得られ、それだけ歪の発生が少なく、効
率が高いものとなる。
れば、飽和増幅器のバイアスをその増幅信号の瞬時レベ
ルでこれと同位相で制御しているため、従来よりも効率
が高いものが得られる。請求項２の発明によれば、増幅
器の飽和に近い入力信号に対しては逆歪増幅により、非
直線性を補償するようにしているため、大きなレベルま
で直線的特性が得られ、それだけ歪の発生が少なく、効
率が高いものとなる。
【００１８】請求項１および２の何れの発明において
も、大電流を使う直流増幅器やＤＣ−ＤＣコンバータを
用いないため小形に構成することができる。請求項３、
４の発明によれば、請求項２の発明よりも効率を一層高
くすることができる。
も、大電流を使う直流増幅器やＤＣ−ＤＣコンバータを
用いないため小形に構成することができる。請求項３、
４の発明によれば、請求項２の発明よりも効率を一層高
くすることができる。
【図１】Ａは請求項１の発明の実施例を示す図、Ｂ、Ｃ
はその動作説明に用いる波形図である。
はその動作説明に用いる波形図である。
【図２】Ａは請求項３の発明の実施例を示す図、Ｂは飽
和増幅器１５、逆歪増幅器５１の入出力特性を示す図で
ある。
和増幅器１５、逆歪増幅器５１の入出力特性を示す図で
ある。
【図３】従来の送信増幅器を示すブロック図である。
【図４】Ａは飽和増幅器１５の具体例を示す図、Ｂはそ
の動作特性を示す図である。
の動作特性を示す図である。
【図５】Ａは提案されている送信増幅器を示す図、Ｂ、
Ｃはその動作の説明に供する波形図である。
Ｃはその動作の説明に供する波形図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鷹見 忠雄 東京都港区虎ノ門二丁目10番１号 エヌ・ ティ・ティ移動通信網株式会社内 Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA21 CA36 CA92 FA10 FA18 GN02 HA09 HA33 KA00 KA12 KA15 KA29 KA53 KA55 SA14 TA01 TA02 TA06 5J092 AA01 AA41 CA21 CA36 CA92 FA10 FA18 GR09 HA09 HA33 KA00 KA12 KA15 KA29 KA53 KA55 SA14 TA01 TA02 TA06 5K060 BB07 CC04 DD04 FF06 HH01 HH06 HH34 JJ23 KK04 KK06 LL11
Claims (4)
- 【請求項１】 無線通信機の送信増幅器において、 送信されるべき信号の瞬時振幅に追従したバイアス制御
信号を生成して、上記送信増幅器のバイアスを、上記送
信信号と同期して制御するバイアス生成回路を含むこと
を特徴とする送信増幅器。 - 【請求項２】 無線通信機の送信増幅器において、 上記送信増幅器の入力信号レベルが上記送信増幅器の出
力−入力特性の飽和レベルに近いしきい値以上か否か判
定する判定手段と、 上記入力信号に逆歪特性を与える逆歪特性増幅器と、 上記判定手段がしきい値以下と判定すると、上記入力信
号を上記送信増幅器へ直接供給し、上記判定手段がしき
い値以上と判定すると、上記逆歪特性増幅器の出力を上
記送信増幅器へ供給する切替え手段とを具備することを
特徴とする送信増幅器。 - 【請求項３】 上記切替え手段の出力信号の瞬時振幅に
追従したバイアス制御信号を生成して上記送信増幅器の
バイアスを制御するバイアス生成回路と、 上記バイアス制御信号の制御と、上記送信増幅器の入力
信号とを同期させる手段とを備えることを特徴とする請
求項２記載の送信増幅器。 - 【請求項４】 上記切替え手段の出力信号の包絡信号を
生成する手段と、上記包絡信号で上記送信増幅器のバイ
アスを制御するバイアス制御信号を生成するバイアス生
成回路とを備えることを特徴とする請求項２記載の送信
増幅器。
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|---|---|---|---|
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ID=16946503
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|---|---|---|---|
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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1998
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