KR20230053664A - 수신기 회로 - Google Patents

Abstract

수신기 회로는 무선 주파수 신호를 수신하기 위한 입력, 수신기 회로의 출력 신호를 제공하기 위한 출력, 수신기 회로의 입력과 출력 사이에 연결되는 수신 경로, 및 피드백 경로의 입력이 수신기 회로의 출력에 연결되는 피드백 경로를 포함한다. 수신기 회로는 또한 변압기를 포함하고, 여기서 피드백 경로의 출력 신호는 수신 경로에서 수신된 무선 주파수 신호와 결합되어 제1신호를 형성한다. 수신 경로는 국부 발진 주파수에 의해 제1신호를 하향 변환하기 위한 제1믹서 및 하향 변환된 제1신호를 증폭하기 위한 증폭기를 포함한다. 피드백 경로는 상기 국부 발진기 주파수에 의해 피드백 경로의 신호를 상향 변환하기 위한 제2믹서를 포함한다. 피드백 경로의 출력 신호와 수신된 무선 주파수 신호의 조합은 변압기를 통해 이루어진다.

Description

수신기 회로

수신기 회로에 관한 것으로, 특히 무선 주파수 무선 신호를 수신하기 위한 수신기 회로 및 수신기 회로를 포함하는 통신 장치에 관한 것이다.

무선 통신에서, 6GHz 미만의 주파수 스펙트럼은 점점 더 채워지고 있다. 주파수 대역의 수가 많고, 수가 증가하고 있으며, 이들은 아주 많이 사용된다. 이는 강한 간섭이 존재하는 상황에서 높은 성능을 제공해야 하는 수신기 선형성에 문제를 일으킨다. 더 많은 수의 주파수 대역을 제어하는 다중 대역 솔루션의 비용을 유지하기 위해, 휴대 전화와 같은 장치에서 필터 사양을 완화해야 할 필요성으로 인해 높은 수신기 선형성에 대한 요구가 더욱 증가된다. 높은 선형성을 제공하는 동시에, 수신기는 물론 저잡음 및 전력 소비에 대한 필수 조건을 충족해야 한다.

수신기에서 높은 선형성을 얻기 위한 다양한 기술이 존재한다. 여기서 중요한 개념은, 신호를 수신하고자 하는 협대역의 주파수에만 정합 임피던스를 제시하고, 다른 주파수에는 로우 임피던스(low impedance)를 제시하는 것이다. 이상적이게는 0인, 로우 임피던스는, 이러한 다른 주파수의 신호를 반사하므로, 이러한 주파수의 신호는 수신기에 입력되지 않는다. 따라서 로우 임피던스의 효과는 간섭 신호가 수신기 입력에서 전압을 유발하는 것을 방지하는 것이다.

도1은 하나의 수신기 아키텍처에 대한 일반적인 원리를 보여주는 블록 개략도이다.

도1에 도시된 수신기(10)는 직교 수신기이고, 따라서 동위상(I) 및 직교(Q) 신호에 대해 각각 별도의 경로(12, 14)를 갖는다. 동위상 경로(I-path)(12)만이 상세하게 도시되어 있다. 직교 경로(Q-path)(14)의 구조는 동상 경로(12)의 구조와 동일하다.

수신기의 무선 주파수 입력(RF in)(16)에서 수신된 신호는 믹서(18)에 인가되며, 믹서(18)에 인가된 국부 발진기 신호에 의해 기저대역으로 하향 변환된다.

믹서(18)의 출력은 증폭기(20)에 인가된 후, 저역 통과 필터(22)에 인가된다. 저역 통과 필터(22)의 출력은 수신기(10)의 동위상 경로(12)의 출력이다. 수신기(10)의 동위상 경로(12)의 출력과 수신기(10)의 직교 경로(14)의 출력은 함께 수신기의 직교 기저대역 출력을 형성한다.

따라서, 도1에 도시된 수신기(10)는, 수신된 신호가 무선 주파수 증폭기를 필요로 하지 않고 믹서(18)로 직접 전달되는 "믹서 우선" 아키텍처 수신기이다. 이는 가능한 RF 하향 변환 주파수 범위가 전적으로 믹서와 국부 발진기 신호에 의해 결정됨을 의미한다. 이 구조는 수신된 신호를 증폭하기 위해 무선 주파수 저잡음 증폭기를 포함하는 아키텍처보다 높은 선형성을 가질 수 있지만, 일반적으로 잡음 측면에서 높은 성능을 갖지는 못할 것이다. 수동 믹서와 같은 양방향 믹서를 사용하면, 입력 매칭은 주파수 상향 변환된 기저대역 임피던스에 따라 달라진다.

도2는 도1에 도시된 수신기 아키텍처의 개발을 보여주는 블록 개략도이다. 이 아키텍처에서는 기저대역 임피던스에서 입력 매칭을 디커플링(decouple)하고, 입력 임피던스의 위상과 크기를 모두 제어할 수 있는 유연성 제공을 위해, 임피던스, 주파수 변환 포지티브 피드백이 사용된다. 이에 대한 하나의 예가 문서 “A positive feedback passive mixer-first receiver front-end”, A. Nejdel, M. Abdulaziz, M. T

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nen, H. Sj

land, IEEE RFIC Symposium, 2015, pp. 79-82에 개시되어 있다.

도2에 도시된 수신기(30)는 직교 수신기이고, 따라서 동위상(I) 및 직교(Q) 신호에 대해 각각 별도의 경로(32, 34)를 갖는다. 동위상 경로(I-path)(32)만이 상세하게 도시되어 있다. 직교 경로(Q-path)(34)의 구조는 동상 경로(32)의 구조와 동일하다.

수신기의 무선 주파수 입력(RF in)(36)에서 수신된 신호는 순방향 수신 경로(40)의 믹서(38)에 인가되며, 여기서 믹서(38)에 인가된 국부 발진기 신호에 의해 기저대역으로 하향 변환된다.

믹서(38)의 출력은 트랜스임피던스 증폭기(42)에 인가된 후, 저역 통과 필터(44)에 인가된다. 저역 통과 필터(44)의 출력은 수신기(30)의 동위상 경로(32)의 순방향 수신 경로(40)의 출력이다. 수신기의 동위상 경로(32)의 출력과 수신기(30)의 직교 경로(34)의 출력은 함께 수신기의 직교 기저대역 출력을 형성한다.

순방향 수신 경로(40)의 출력은, 직렬 연결된 가변 저항(48)과 제2믹서(50)를 포함하는 피드백 경로(46)에도 인가된다. 가변 저항(48)은 피드백 경로(46)에서 신호의 크기를 조정하는 역할을 한다.

제2믹서(50)는, 예를 들어, 전술한 바와 같이 믹서(38)에 인가되는 동일한 국부 발진기 신호를 사용하여, 수신 경로(40)의 기저대역 출력 신호를 수신된 신호의 주파수에 상향 변환하는 역할을 한다.

그 후, 제2믹서(50)에 의해 생성된 상향 변환된 피드백 신호는 현재 도메인에서 입력 수신 신호에 더해진다. 피드백 신호가 입력 신호에 동위상으로 추가되기 때문에, 이는 포지티브 피드백이다.

트랜스임피던스 증폭기(42)에 이어지는 수동 믹서(38)는 광대역 로우 입력 임피던스를 제공한다. 믹서가 수신기 입력에 직접 연결되는 믹서 우선 아키텍처는 로우 입력 임피던스가 입력에 나타남을 의미한다.

피드백 루프의 대역폭은, 주로 트랜스임피던스 증폭기(42)와 저역 통과 필터(44)(및 Q-경로의 해당 회로)의 조합에 의해 제한되며, 이들은 일부 채널 선택 필터링을 수행하고 간섭을 제거하기 위한 극점을 갖는다. 포지티브 션트(shunt) 피드백(캐리어 주파수에 비해 협대역이다)은 두 믹서(38, 50)의 국부 발진기 주파수 주변에서 수신 채널의 입력 임피던스를 부스트(boost)시킨다.

피드백 신호의 진폭을 조정하면, 로우 입력 임피던스를 주파수 선택적으로 부스트하여, 채널 대역폭의 안테나 포트 임피던스와 매칭시킬 수 있다.

효과적인 션트 피드백 저항이 크게 설계될 수 있으므로 피드백을 추가해도 노이즈 수치에 미치는 영향은 무시할 수 있다.

이 아키텍처는 성능이 우수하지만, 포지티브 피드백을 사용하면 일반적으로 네거티브 피드백만큼 선형성이 높지 않은데, 네거티브 피드백은 선형성을 개선하는 효과가 있지만 포지티브의 피드백은 그 반대이기 때문이다. 포지티브 피드백 아키텍처는 본질적으로 불안정성에 민감하다.

본 개시의 제1양태는 수신기 회로를 제공한다. 수신기 회로는 무선 주파수 신호를 수신하기 위한 입력, 수신기 회로의 출력 신호를 제공하기 위한 출력, 수신기 회로의 입력과 출력 간에 연결되는 수신 경로, 및 피드백 경로의 입력이 수신기 회로의 출력에 연결되는 피드백 경로를 포함한다. 수신기 회로는 또한 변압기를 포함하고, 여기서 피드백 경로의 출력 신호는 수신 경로에서 수신된 무선 주파수 신호와 결합되어 제1신호를 형성한다. 수신 경로는 국부 발진 주파수에 의해 제1신호를 하향 변환하기 위한 제1믹서 및 하향 변환된 제1신호를 증폭하기 위한 증폭기를 포함한다. 피드백 경로는 상기 국부 발진기 주파수에 의해 피드백 경로의 신호를 상향 변환하기 위한 제2믹서를 포함한다. 피드백 경로의 출력 신호와 수신된 무선 주파수 신호의 조합은 변압기를 통해 이루어진다.

본 개시의 또 다른 양태는 상기 양태에 따른 수신기 회로를 포함하는 통신 장치를 제공한다.

본 개시의 예는 수신기 회로가 비교적 간단한 구조를 사용하여 우수한 대역내 및 대역외 선형성을 달성한다는 이점을 가질 수 있다.

본 발명의 더 나은 이해를 위해 그리고 그것이 어떻게 실행될 수 있는지를 보여주기 위해, 이제 단지 예로서 첨부된 도면을 참조할 것이다.
도1은 제1수신기 아키텍처를 도시하는 개략적인 블록도이다.
도2는 제2수신기 아키텍처를 보여주는 개략적인 블록도이다.
도3은 본 발명에 따른 수신기 아키텍처를 도시하는 개략적인 블록도이다.
도4는 도3의 수신기 아키텍처에 따른 수신기를 보다 상세하게 보여주는 개략도이다.
도5는 도4의 수신기의 일부를 보다 상세하게 보여주는 개략도이다.
도6은 도3 또는 도4의 수신기를 포함하는 통신 장치를 도시하는 블록 개략도이다.

이제 첨부된 도면을 참조하여 실시예를 설명한다. 이들 실시예는 단지 예로서 제공되며, 청구범위에 의해 정의된 본 발명의 범위 내에서 변경 및 수정이 이루어질 수 있음을 이해될 것이다.

전술한 바처럼, 비선형성 증가 및 불안정성에 대한 고유한 민감성과 같은 포지티브 피드백 사용에는 단점이 있다.

따라서 도3은 네거티브 피드백이 사용되는 수신기 아키텍처를 도시한다. 아래에서 자세히 설명하는 바처럼, 피드백 경로는 감쇠된 기저대역 신호를 RF 주파수로 상향 변환한다. 변압기를 통해, 이 신호는 전압 도메인에서 RF 입력 신호와 효과적으로 결합(예를 들어, 감산)된다. 피드백 신호 레벨(및 위상)을 조정함으로써, 입력을 포트 임피던스에 매칭시키는 것이 가능하고, 피드백을 추가해도 잡음 지수에 미치는 영향은 미미할 것이다.

도3에 도시된 수신기(60)는 직교 수신기이고, 따라서 동위상(I) 및 직교(Q) 신호에 대해 각각 별도의 경로(62, 64)를 갖는다. 동위상 경로(I-path)(62)만이 상세하게 도시되어 있다. 직교 경로(Q-path)(64)의 구조는 동상 경로(62)의 구조와 동일하다.

도3은 각 신호에 대한 한 쌍의 라인을 보여주므로, 차동 신호의 사용을 도시한다. 그러나, 단일 종단 신호를 사용하는 아키텍처도 가능하다는 것이 이해될 것이다.

수신기의 무선 주파수 입력(RF in)(66)에서 수신된 신호는 순방향 수신 경로(70)의 믹서(68)에 인가되며, 여기서 믹서(68)에 인가된 국부 발진기 신호에 의해 기저대역으로 하향 변환된다. 다른 실시예에서, 신호는 대신에 중간 주파수로 하향 변환될 수 있다. 이들 실시예의 일부 예에서, 개별 I 및 Q 저역 통과 필터(74)는 복합 대역 통과 필터로 대체될 수 있다.

동위상 경로(I-path)(62)의 순방향 수신 경로(70)에 있는 믹서(68)와 직교 경로(Q-path)(64)의 순방향 수신 경로에 있는 믹서는 수동 믹서이며, 직교 신호로 동작한다. 즉, 동위상 경로(I-경로)(62)의 순방향 수신 경로(70)에 있는 믹서(68)와 직교 경로(Q-경로)(64)의 순방향 수신 경로에 있는 믹서에 동일한 국부 발진기 주파수가 인가되지만, 두 믹서의 국부 발진기 신호 간에 위상 천이가 부과된다.

믹서(68)의 출력은 트랜스임피던스 증폭기(72)에 인가된 후, 저역 통과 필터(74)에 인가된다. 저역 통과 필터(74)의 출력은 수신기(60)의 동위상 경로(62)의 순방향 수신 경로(70)의 출력이다. 수신기의 동위상 경로(62)의 출력과 수신기(60)의 직교 경로(64)의 출력은, 동위상(I) 및 직교(Q) 전압으로서, 함께 수신기(60)의 직교 기저대역 신호 전압 출력을 형성할 수 있다. 일부 예에서, 증폭기(72) 및 필터(74)는 단일 블록 또는 컴포넌트로서 결합될 수 있다.

순방향 수신 경로(70)의 출력은 분압기(78) 및 제2믹서(80)를 포함하는 피드백 경로(76)에도 인가된다. 분압기(78)는 피드백 경로에서 믹서(80) 앞 및/또는 뒤에 나타날 수 있는 수동 분압기이다.

분압기(78)는 피드백 경로(76)에서 신호의 크기를 조정하는 역할을 한다.

제2믹서(80)는 순방향 수신 경로에서 믹서(68)와 동일한 국부 발진기 주파수 신호를 수신하므로, 수신 경로(70)의 기저대역 출력 신호를 수신 신호의 주파수로 상향 변환하는 역할을 한다.

제2믹서(80)에 의해 생성된 상향 변환된 피드백 신호는 입력 수신 신호와 결합(예를 들어, 감산)된다. 일부 예에서 입력 신호에서 피드백 신호를 감산하면, 이는 네거티브 피드백이다.

결합은 변압기(82)에 의해 이루어진다.

구체적으로, 수신기(60)의 입력 라인(84, 86)은 각각의 권선(88, 90)을 포함한다. 두 섹션(92, 94)으로 이루어진 추가 권선이 피드백 경로(76)의 출력에서 라인을 가로질러 연결된다. 배열은 하나의 입력 라인 상의 권선(88)과 피드백 경로 권선의 제1섹션(92) 간에 상호 인덕턴스(inductance)가 있고, 다른 입력 라인 상의 권선(90)과 피드백 경로 권선의 제2섹션(94) 간에 상호 인덕턴스가 있도록 되어있다. 이에 더해, 배열은 피드백 경로(76) 상의 신호가 수신 신호와 결합(예를 들어, 감산)되도록 되어 있다.

일부 예에서, 직교 경로(64)는 동위상 경로(62)와 병렬로 변압기(82)에 연결될 수 있다. 수동 믹서(80)가 사용되는 경우, 일부 예에서, 믹서의 국부 발진기 신호는 동위상 경로와 직교 경로 간에 겹치지 않을 수 있다. 이러한 예에서, 두 경로의 피드백 신호는 간단히 함께 연결될 수 있다. 겹치지 않는 국부 발진기 신호로 인해, 한 믹서가 활성화되면, 다른 믹서는 높은 임피던스 상태가 되고, 그 반대도 마찬가지다.

제어 가능한 커패시턴스(96)도 피드백 경로(76)의 출력에서 라인을 가로질러 연결된다.

따라서, 수신기(60)는, 수신할 신호의 주파수에서 정확하고 제어 가능한 입력 임피던스를 제공하는 협대역 주파수 변환 네거티브 피드백을 사용한다. 다른 주파수에서는, 입력 임피던스가 낮기 때문에 미스매칭으로 인해 교란이 반사된다.

수신기는 트랜스임피던스 증폭기(72)가 이어지는 직교 수동 믹서를 갖는 믹서 우선 구조이다. 트랜스임피던스 증폭기(72)의 낮은 입력 임피던스는 수동 믹서(68)가 전류 모드에서 동작하게 하고 낮은 입력 임피던스를 발생시킨다. 저역 통과 필터(74)의 출력에서 기저대역 신호 정보는 동위상(I) 및 직교(Q) 전압으로 이용 가능하다.

이들 전압은 수동 분압기(78)에 의해 분할되고, 고주파 피드백 신호를 생성하는 직교 믹서(80)에 공급된다. 이 피드백 신호는 변압기(82)를 사용하여 수신기 입력과 결합(예를 들어 감산)되며, 그 다음 피드백 루프의 대역폭에서 수신기 입력 임피던스를 정확하게 설정한다. 대역폭은 저역 통과 필터(74)에 의해 또는 트랜스임피던스 증폭기의 극점에 의해 설정되며, 트랜스임피던스 증폭기의 R-C 션트 피드백 임피던스에 의해 제어되며, 이는 아래에서 더 자세히 설명된다. 트랜스임피던스 증폭기(72)는 또한 일부 예에서 저역 통과 필터(74)의 기능을 포함할 수 있다.

수신기 입력 임피던스는 변압기의 피드백 전압 신호와 믹서의 입력 전류의 비율로 설정된다. 전체 수신기 입력 임피던스에서, 0이 아닌 믹서 입력 임피던스가 이 비율에 추가되지만, 잘 설계된 회로의 비율보다 훨씬 낮다. 비율의 크기는 순방향 이득을 결정하는 트랜스임피던스 증폭기(72)(예를 들어, 트랜스임피던스 증폭기(72)와 연관된 피드백 저항기) 및 피드백 경로의 수동 분압기(78)에 의해 주로 제어된다. 일부 예에서, 입력 임피던스는 프로그래밍 가능하거나 동적으로 조정될 수 있다. 예를 들어, (동위상 경로 및/또는 직교 경로에서) 수동 분압기(78)의 피드백 저항기는 MOS-트랜지스터 스위치를 사용하여 제어되는 저항기 뱅크와 같은 디지털 프로그래밍 가능 저항기를 포함할 수 있다. 일부 예에서, 피드백으로 인한 임피던스(위에서 언급한 비율과 같거나 대략 같음)는 순방향 경로의 입력 임피던스보다 크거나 훨씬 클 수 있다. 그렇지 않은 경우, 피드백을 사용하여 달성할 수 있는 성능 향상이 경우에 따라 제한될 수 있다. (증폭기(72)에 연결될 때)믹서(68) 입력 임피던스는 일부 예에서 총 입력 임피던스의 10% 내지 20% 이하일 수 있는데, 예를 들어, 입력 임피던스의 최소 80 내지 90%는 잘 설계된 회로의 피드백 때문일 수 있다.

순방향 경로 믹서(68)와 피드백 믹서(80)에 인가되는 국부 발진기 신호 간에 위상 차를 적용하여, 비율의 위상이 제어될 수도 있다. 이는 다수의 적합한 방법 중 임의의 하나 이상으로 행해질 수 있다.예를 들어, 가변 지연 라인(delay lines)이 국부 발진기 신호에 적용될 수 있다. 대안적으로, I-경로에 대한 기여도는 Q-경로에 더해지거나 감산될 수 있으며, 그 반대의 경우도 마찬가지이고, 즉, 기저대역 좌표 회전(baseband coordinate rotation)이다. 이는, 예를 들어, 저항 분압기에 제어 가능한 저항을 추가하고, I에서 Q로 또는 그 반대로 교차 저항 세트와 교차되지 않은 저항 세트(포지티브 및 네거티브 회전을 모두 처리하기 위해)를 추가함으로써 실현될 수 있다. 이들은, 예를 들어, 아래에서 더 자세히 설명되는 도4의 기존 저항기(148a, 148b)에 추가될 수 있다.

네거티브 피드백을 사용하면 포지티브 피드백, 특히 상호 변조 성능에 비해, 회로의 선형성이 향상된다.

도4는, 하나의 예시적인 실시예에서, 도3의 수신기 회로(60)의 형태를 보다 상세히 보여준다.

전술한 바와 같이, 도3에 도시된 수신기(60)는 직교 수신기이고, 따라서 동위상(I) 및 직교(Q) 신호에 대해 각각 별도의 경로(62, 64)를 갖는다.

두 경로를 갖는 직교 수신기의 경우, 수신된 신호는, 순방향 경로와 피드백 경로에 각각 믹서를 포함하는 두 경로에 인가되며, 동위상 경로와 직교 경로에서 믹서에 인가되는 국부 발진기 신호 간에 위상차가 있다.

보다 일반적으로, 수신기는 복수의 경로를 갖는 임의의 다중 위상 수신기일 수 있다.

도4에서는, 도면을 복잡하게 하지 않기 위해, 복수의 경로 중 하나만을 나타내었다.

구체적으로, 도4는 차동 신호를 수신하기 위한 무선 주파수 입력(RF in)에서 한 쌍의 입력 단자(122, 124)를 갖는 수신기(120)를 도시한다. 그러나 단일 종단 신호로 동작하는 수신기도 가능하다는 것을 알 수 있을 것이다.

수신기의 무선 주파수 입력(RF in)에서 수신된 신호는 순방향 수신 경로(128)에서 수동 믹서(126)에 인가된다.

이 도시된 예에서 믹서(126)는 CMOS 트랜지스터(130a, 130b, 130c, 130d)를 포함하는 이중 평형 수동 믹서이며, 여기에 포지티브 및 네거티브 국부 발진기 신호(LO+ 및 LO-)가 인가된다. 일 실시예에서, CMOS 트랜지스터(130a, 130b, 130c, 130d)는 각각 240㎛의 총 채널 폭을 갖는 20nm의 채널 길이를 갖는다. 그러나 이는 하나의 구체적인 예에 불과하며 다른 예에서는 임의의 적절한 값이 사용될 수 있다.

믹서(126)는 수신된 신호를 기저대역으로 주파수 하향 변환하는 역할을 하고, 믹서(126)의 기저대역 출력은 트랜스임피던스 증폭기(132)에 인가된다.

대역 외 신호의 전류를 신호 접지로 션트하기 위해, 한 쌍의 바이패스 캐패시터(134a, 134b)는 증폭기(132)의 입력 단자들에 제공되어, 트랜스임피던스 증폭기의 상호변조 왜곡을 줄인다. 일 실시예에서, 커패시터(134a, 134b)는 각각 32pF의 커패시턴스 값을 갖는다. 그러나 이는 하나의 구체적인 예에 불과하며 다른 예에서는 임의의 적절한 값이 사용될 수 있다.

트랜스임피던스 증폭기(132)의 구조는 아래에서 더 자세히 설명되지만, 이 단계에서는, 트랜스임피던스 증폭기(132)는 믹서(126)의 전류 출력을 수신기 회로의 출력 단자(136, 138) 상의 기저대역 전압 출력(BBout)으로 변환한다.

기저대역 전압 출력의 저역 통과 필터링은, 각각의 피드백 캐패시터(142a, 142b)와 병렬인, 한 쌍의 피드백 저항기(140a, 140b)에 의해 달성된다. 일 실시예에서, 피드백 저항기(140a, 140b)는 4kΩ의 저항 값을 갖고, 피드백 커패시터(142a, 142b)는 6pF의 커패시턴스 값을 갖는다. 그러나 이는 하나의 구체적인 예에 불과하며 다른 예에서는 임의의 적절한 값이 사용될 수 있다.

트랜스임피던스 증폭기(132)의 피드백 저항기(140a, 140b)은 예를 들어 RF 입력에서 출력으로 약 30dB의 총 이득을 산출하도록 선택될 수 있다. 피드백 캐패시터(142a, 142b)는 예를 들어 약 10MHz의 수신 대역폭을 제공하도록 선택될 수 있다. 회로의 대역 내 전압 이득은 다음과 같이 결정될 수 있다. 예를 들어, 대역 내 전압 이득은 피드백 저항기(140a, 140b)의 값에 비례할 수 있다. 따라서, 예를 들어 6dB의 이득이 더 필요한 경우, 저항이 두 배가 되어야 한다. 대역폭은 피드백 저항기(140)와 피드백 커패시터(142)의 RC 곱(RC product)에 반비례한다. R을 증가시켜 이득을 증가시킬 때, 대역폭을 유지하기 위해, C는 동일한 계수로 감소될 수 있다. 반면에, 대역폭을 변경하고 이득을 얻지 않으려면, 저항기(140)의 저항을 변경하지 않고 커패시터(142)의 커패시턴스를 변경할 수 있다. 예를 들어, 피드백 캐패시터(142a, 142b)의 커패시턴스를 두 배로 하고 저항기를 변경하지 않음으로써 대역폭을 절반으로 줄일 수 있다.

전술한 바와 같이, 수신기 회로의 출력 단자(136, 138) 상의 기저대역 전압 출력 (BBout) 및 대응하는 회로의 출력은 함께 수신기의 출력으로서 복소 기저대역 신호 전압을 형성할 수 있다.

순방향 수신 경로(128)의 출력은 수동 분압기(146)를 포함하는 피드백 경로(144)에도 인가된다. 분압기(146)는 각각의 신호 라인에 각각의 저항기(148a, 148b)를 포함하고, 연관된 저항기(150a, 150b)는 신호 접지에 연결된다.

일 실시예에서, 각 저항기 쌍의 저항의 합, 즉, 저항기(148a, 150a)와 저항기(148b, 150b)의 저항의 합은 100Ω이다. 이 합계는 저항값이 96.25Ω인 각 신호 라인의 저항기(148a, 148b)와 저항값이 3.75Ω인 접지에 연결된 저항기(150a, 150b)로 나뉜다. 그러나 이는 하나의 구체적인 예에 불과하며 다른 예에서는 임의의 적절한 값이 사용될 수 있다.

분압기(146)는 따라서 피드백 경로(144)에서 신호의 크기를 조정하는 역할을 한다.

그 다음, 피드백 경로의 신호는 순방향 수신 경로에서 믹서(126)와 동일한 국부 발진기 주파수 신호를 수신하는 제2믹서(152)에 인가되어, 수신 경로(144)의 기저대역 출력 신호를 수신 신호의 주파수로 상향 변환하는 역할을 한다.

이 도시된 예에서 제2믹서(152)는 CMOS 트랜지스터(154a, 154b, 154c, 154d)를 포함하는 이중 평형 수동 믹서이며, 여기에 포지티브 및 네거티브 국부 발진기 신호(LO+ 및 LO-)가 인가된다. 일 실시예에서, CMOS 트랜지스터(154a, 154b, 154c, 154d)는 각각 60㎛의 총 채널 폭을 갖는 20nm의 채널 길이를 갖는다.

전술한 바와 같이, 분압기(146)는 피드백 경로에서 제2믹서(152) 앞 및/또는 뒤에 나타날 수 있다.

커패시턴스(156)는, 피드백 경로의 두 개의 신호 라인 사이에 연결되어, 두 개의 세그먼트(158a, 158b)로 구성되고, 일 실시예에서, 두 개의 세그먼트(158a, 158b)는 각각 14pF의 커패시턴스 값을 갖는다. 그러나 이는 하나의 구체적인 예에 불과하며 다른 예에서는 임의의 적절한 값이 사용될 수 있다.

그 다음, 이러한 결과 신호는 변압기(160)에 의해 입력 신호와 결합(예를 들어, 감산)된다.

변압기(160)는 수신기(120)의 입력 라인(166, 168)에 각각의 권선(162, 164)을 포함한다. 두 개의 섹션(170, 172)으로 이루어진 추가 권선이 피드백 경로(144)의 출력에서 두 개의 신호 라인 사이에 연결된다. 두 개의 권선 섹션(170, 172)의 연결 지점은 2개의 커패시터 세그먼트(158a, 158b)의 연결 지점에 연결될 수 있다.

권선의 배열은 하나의 입력 라인 상의 권선(162)과 피드백 경로 권선의 제1섹션(170) 간에 상호 인덕턴스(inductance)가 있고, 다른 입력 라인 상의 권선(164)과 피드백 경로 권선의 제2섹션(172) 간에 상호 인덕턴스가 있도록 되어있다. 이에 더해, 배열은 피드백 경로(144) 상의 신호가 믹서(126)에 입력되기 전에 수신된 신호와 결합(예를 들어 감산)되도록 한다.

일 실시예에서, 수신기(120)의 입력 라인(166, 168)에 있는 각각의 권선(162, 164)과 피드백 경로(144)에 있는 각각의 권선 섹션(170, 172)은 300pH의 인덕턴스와 0.19Ω의 기생 직렬 저항을 갖는다. 그러나 이는 하나의 구체적인 예에 불과하며 다른 예에서는 임의의 적절한 값이 사용될 수 있다.

일부 예에서, 권선(162)과 권선 섹션(170) 사이 및 권선(164)과 권선 섹션(172) 사이에 0.8의 상호 결합(coupling) 계수가 있다.

따라서, 수신기(120)는 신호를 수신하고자 하는 주파수에서 정확하고 제어 가능한 입력 임피던스를 제공하는 협대역 주파수 변환 네거티브 피드백을 사용한다. 다른 주파수에서는, 입력 임피던스가 낮기 때문에 미스매칭으로 인해 교란이 반사된다.

입력 임피던스가 원하는 값으로 조정되는 주파수는, 일부 예에서, 국부 발진기 주파수를 추적할 수 있다. 그러나, 일부 예에서는, 조정된 변압기에 의해 범위가 제한된다. 따라서, 더 넓은 동작 주파수 범위가 필요한 경우, 커패시터(158)에 일부 (대략적인) 조정이 필요할 수 있다.

수신기 입력 임피던스는 변압기의 피드백 전압 신호와 믹서의 입력 전류의 비율로 설정된다. 전체 수신기 입력 임피던스에서, 0이 아닌 믹서 입력 임피던스가 이 비율에 추가되지만, 잘 설계된 회로의 비율보다 훨씬 낮다. 비율의 크기는, 순방향 이득을 결정하는, 트랜스임피던스 증폭기(72)의 피드백 저항기(140a,140b) 및 피드백 경로의 수동 분압기(146)에 의해 주로 제어된다.

피드백의 조정에 의해, 수신기(120)의 입력 임피던스는 매칭을 위해 최적화될 수 있는 반면, 동시에 믹서(126)의 입력 임피던스는 낮을 수 있어 높은 선형성을 가능하게 할 수 있다.

따라서, 요약하면, 도4에 도시된 수신기(120)는, 기저대역 주파수 입력을 갖는 주파수 상향 변환 믹서(152)로부터 오는 피드백 전압과, 입력에서 피드백 전압을 입력 신호와 결합하는 변압기(160)를 갖는다. 피드백은 네거티브로써, 수신기의 출력 신호 레벨을 줄이는 역할을 한다. 수신기의 순방향 경로는 로우 입력 임피던스를 가지며, 기저대역 주파수로 주파수 하향 변환을 수행하며, 주파수 하향 변환은 트랜스임피던스 증폭기(132)가 이어지는 수동 믹서(126)에 의해 수행된다.

도4에 도시된 트랜스임피던스 증폭기(132)는 많은 방식으로 구현될 수 있다.

도5는 적합한 트랜스임피던스 증폭기(132)의 하나의 예시적인 형태를 도시하며, 이 경우에는 공통 모드 제어 루프를 갖는 단순한 클래스 A 완전 차동 2단 연산 증폭기이다.

공통 모드 제어부(190)는 출력 스테이지(output stages)(192, 194)의 DC 공통 모드 전압을 공급 전압의 절반, 예를 들어 800mV의 공급을 위해 400mV로, 조절한다. 입력 DC 전압은 증폭기(132)의 입력(In+, In-)에 연결된 두 개의 전류 소스(196, 198)에 의해 약 250mV로 더 낮아진다. 전류 소스는 NMOS 트랜지스터를 사용하여 구현할 수 있다. 전류 소스(196, 198)는 그들의 DC 전류가 도4에 도시된 피드백 저항기(140a, 140b)에 대해 150mV DC 강하를 생성하도록 선택된다. 즉, 각각의 전류 소스(196, 198)에 의해 공급되는 전류의 값은, 각각의 피드백 저항기(140a, 140b)의 저항으로 나눈, 150mV이다. 이는 후미 전류를 제어하는 PMOS 전류 미러(202)를 위한 충분한 헤드룸이 있도록 PMOS 입력 쌍(200)을 바이어스(bias)하는 데 도움이 된다.

일 실시예에서, 모든 트랜지스터가 10um의 단위를 갖는 경우, 입력 쌍(200)의 트랜지스터는 200nm의 채널 길이 및 750의 승수를 갖고; 전류 거울(202)의 트랜지스터는 200nm의 채널 길이를 가지며, 400의 출력 트랜지스터 및 20의 입력 트랜지스터에 대한 승수는 전류 스케일을 20만큼 증가시키고; 전류 소스(216)에 의해 공급되는 전류 거울(202)에 대한 기준 전류는 700μA이고; 출력 스테이지(192, 194)의 트랜지스터(204, 206)는 각각 20nm의 채널 길이와 20의 승수를 갖고; 밀러 커패시턴스(208, 210) 및 밀러 저항(212, 214)의 값은 각각 230fF 및 10Ω이다.

따라서 도3에 도시되고, 도4 및 도5를 참조하여 자세히 설명된 아키텍처는, 회로를 선형화하는 네거티브 피드백으로 인해, 대역 내 및 대역 외 모두에서, 높은 수준의 선형성을 갖는다.

트랜스임피던스 증폭기(132) 주변의 피드백 저항기(140a, 140b) 및 피드백 캐패시터(142a, 142b)에 의해 야기되는 트랜스임피던스 저역 통과 필터링의 효과는 수신기 입력에 대한 피드백이 떨어지므로 수신된 RF 입력 신호가 국부 발진기 주파수에서 멀어짐에 따라 저항이 낮아지는 것이다(low-ohmic). 더 높은 주파수 오프셋에서, 증폭기(132)의 입력에 있는 바이패스 캐패시터(134a, 134b)는 차단기의 전류를 신호 접지로 션트함으로써 차단기를 감쇠시키는 것을 도와, 증폭기에서 상호 변조를 생성하는 것을 방지한다. 바이패스 캐패시터(134a, 134b)는, 필요에 따라, 입력 임피던스의 추가적인 감소 및 미스매칭의 증가에 기여한다.

도3에 도시되고, 도4 및 도5를 참조하여 자세히 설명된 아키텍처는, 프로그래밍 가능한 입력 임피던스를 갖고, 예를 들어, 추가 인덕터 없이, 단일 변압기만 사용할 수 있다.

도6은 도3 또는 도4의 수신기를 포함하는 통신 장치를 도시하는 블록 개략도이다.

구체적으로, 도6은, 예를 들어, 일반적으로 UE 장치로 지칭되는, 이동 전화, 랩탑 또는 태블릿 컴퓨터, 무선 센서 등일 수 있는, 통신 장치(230)를 도시한다. 또한, 통신 장치는 통신 네트워크의 노드, 예를 들어 기지국, 릴레이 또는 원격 무선 장치와 같은 무선 액세스 네트워크의 노드일 수 있다. 통신 장치(230)는본 명세서에 기술되고 도시된 것 외에 다른 특징 및 기능을 가질 것이지만, 이들은 본 개시 내용을 이해하는 데 필요하지 않다는 것이 이해될 것이다.

도6은 무선 신호를 송신 및 수신하기에 적합한 안테나(232)를 갖는 통신 장치(230)를 도시한다.

도6은, 전송에 적합한 신호를 생성하기 위한 전송 회로(234)를 갖는 장치를 도시하지만, 본 발명은 또한 신호 수신에만 적합한 장치에도 관한 것임이 이해될 것이다.

도6은 수신기 회로(236)를 도시하며, 이는 도3 또는 도4에 도시되고 이를 참조하여 설명된 바와 같은 수신기 회로일 수 있다.

이 예에서, 수신기 회로(236)는 신호를 복조 및 디코딩하고 임의의 필요한 신호 처리 작업을 수행하는 프로세서(238)에 출력 신호를 공급한다. 프로세서(238)는 메모리(240)와 통신한다.

또한 도6은, 도3 및 도4를 참조하여 설명된 바와 같이, 수신기 회로(236)에서 사용하기 위해 수신기 회로(236)에 적절한 국부 발진기 신호를 공급하기 위한 국부 발진기 신호 발생기(242)를 도시한다.

위에 언급된 실시예는 본 발명을 제한하는 것이 아니라 예시하고, 당업자는 첨부된 청구범위의 범위를 벗어나지 않고 많은 대체 실시예를 설계할 수 있다는 점에 유의해야 한다. "포함하는(comprising)"이라는 단어는 청구범위에 열거된 것 이외의 요소 또는 단계의 존재를 배제하지 않으며, "a" 또는 "an"은 복수를 배제하지 않으며, 단일 특징 또는 기타 단위는 인용된 여러 단위의 기능을 수행할 수 있다. 청구범위의 참조 기호는 그 범위를 제한하는 것으로 해석되어서는 안 된다.

통신 장치(230)

Claims (18)

1. 수신기 회로(60, 120)로서:
   무선 주파수 신호를 수신하기 위한 입력(66, 84, 86, 122, 124);
   수신기 회로의 출력 신호를 제공하기 위한 출력(136, 138);
   수신 회로의 입력과 출력 사이에 연결된 수신 경로(70, 128);
   피드백 경로의 입력은 수신기 회로의 출력에 연결된 피드백 경로(76, 144);
   변압기(82, 160)를 포함하고;
   피드백 경로의 출력 신호는 수신 경로에서 수신된 무선 주파수 신호와 결합되어 제1신호를 형성하고;
   수신 경로는:
   국부 발진기 주파수에 의해 제1신호를 하향 변환하기 위한 제1믹서(68, 126);
   하향 변환된 제1신호를 증폭하기 위한 증폭기(72, 132);
   피드백 경로는:
   상기 국부 발진기 주파수에 의해 피드백 경로의 신호를 상향 변환하기 위한 제2믹서(80, 152)를 포함하고,
   피드백 경로의 출력 신호와 수신된 무선 주파수 신호의 조합은 변압기에 의해 달성되는, 수신기 회로.
2. 제1항에 있어서,
   입력(66, 84, 86, 122, 124), 출력(136, 138), 수신 경로(70, 128) 및 피드백 경로(76, 144)는 각각 제1신호 라인 및 제2신호 라인을 포함하여, 수신기 회로가 차동 신호를 처리하도록 구성되는, 수신기 회로.
3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
   변압기(82, 160)는 무선 주파수 신호를 수신하기 위해 입력(66, 84, 86, 122, 124)에 연결된 제1권선 및 피드백 경로(76, 144)에 연결된 제2권선을 포함하고,
   제1권선과 제2권선 사이에 상호 인덕턴스가 존재하여 피드백 경로의 출력 신호가 수신된 무선 주파수 신호와 결합되는, 수신기 회로.
4. 제3항에 있어서, 제2항에 종속할 때,
   변압기(82, 160)의 제1권선은 입력(66, 84, 86, 122, 124)의 제1신호 라인에 있는 제1권선 섹션과 입력의 제2신호 라인에 있는 제2권선 섹션을 포함하고,
   변압기의 제2권선은 피드백 경로(76, 144)의 제1신호 라인과 제2신호 라인 사이에 연결된 제1세그먼트 및 제2세그먼트를 포함하고,
   제1권선의 제1권선 섹션과 제2권선의 제1세그먼트 사이에 상호 인덕턴스가 존재하고,
   제1권선의 제2권선 섹션과 제2권선의 제2세그먼트 사이에 상호 인덕턴스가 존재하는, 수신기 회로.
5. 이전 항 중 어느 한 항에 있어서,
   제1믹서(68, 126) 및 제2믹서(80, 152)는 수동 믹서인, 수신기 회로.
6. 이전 항 중 어느 한 항에 있어서,
   증폭기(72, 132)는 트랜스임피던스 증폭기인, 수신기 회로.
7. 이전 항 중 어느 한 항에 있어서,
   피드백 경로(76, 144)는 분압기(78, 146)를 포함하는, 수신기 회로.
8. 제7항에 있어서,
   분압기(78, 146)는 수동 분압기인, 수신기 회로.
9. 제7항 또는 제8항에 있어서,
   분압기(78, 146)는 피드백 경로에서 제2믹서(80, 152) 앞에 위치하는, 수신기 회로.
10. 이전 항 중 어느 한 항에 있어서,
    수신기는 다중 위상 수신기인, 수신기 회로.
11. 제10항에 있어서,
    복수의 수신 경로(70, 128), 복수의 피드백 경로(76, 144), 및 수신 경로에서 수신된 무선 주파수 신호가 있는 피드백 경로의 각 출력 신호의 조합에 대한 적어도 하나의 변압기(82, 160)를 포함하고,
    각각의 수신 경로(70, 128)의 각각의 제1믹서(68, 126)에 공급되는 국부 발진기 신호들 간에 위상 차를 갖는, 수신기 회로.
12. 제10항 또는 제11항에 있어서,
    수신기 회로는 적어도 3상(three-phase) 수신기인, 수신기 회로.
13. 제11항에 있어서,
    수신기 회로는 다중 위상 수신기이고,
    다중 위상 수신기는 직교 수신기이고,
    동위상 및 직교 신호에 대한 각각의 수신 경로(70, 128) 및 피드백 경로(76, 144)를 포함하는, 수신기 회로.
14. 이전 항 중 어느 한 항에 있어서,
    피드백 경로의 출력 신호와 수신된 무선 주파수 신호의 조합의 효과가 수신기의 입력 임피던스를 변경하는 것인, 수신기 회로.
15. 이전 항 중 어느 한 항에 있어서,
    대역 외 신호 감쇠를 위해, 피드백 경로(76, 144)와 수신 경로(70, 128) 중 적어도 하나에서 필터(74, 140, 142)를 포함하는, 수신기 회로.
16. 이전 항 중 어느 한 항에 따른 수신기 회로(60, 120)를 포함하는, 통신 장치.
17. 제16항에 있어서,
    통신 장치는 사용자 장비(User Equipment) 장치인, 통신 장치.
18. 제16항에 있어서,
    통신 장치는 무선 통신 네트워크의 네트워크 노드인, 통신 장치.
    

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