CN116195197A - 接收机电路 - Google Patents

Abstract

公开了一种接收机电路的示例。该接收机电路包括：用于接收射频信号的输入端；用于提供接收机电路的输出信号的输出端；接收路径，其中接收路径连接在接收机电路的输入端和输出端之间；以及反馈路径，其中反馈路径的输入端连接到接收机电路的输出端。接收机电路还包括变压器，其中反馈路径的输出信号与接收路径中的所接收的射频信号组合以形成第一信号。接收路径包括用于通过本地振荡器频率对第一信号进行下变频的第一混频器、以及用于放大经下变频的第一信号的放大器。反馈路径包括用于通过所述本地振荡器频率对反馈路径中的信号进行上变频的第二混频器。反馈路径的输出信号与所接收的射频信号的组合通过变压器来实现。

Description

接收机电路

技术领域

本发明涉及一种接收机电路，并且具体地，涉及一种用于接收射频无线信号的接收机电路、以及包括该接收机电路的通信设备。

背景技术

在无线通信中，低于6GHz的频谱越来越被填满。频带的数量高且不断增加，并且它们被频繁使用。这引起了接收机线性度的问题，必须在存在强干扰的情况下提供高性能。在如蜂窝电话的设备中，由于需要放宽滤波器规格以保持具有更大数量频带的多频带解决方案的成本在控制之下，因此对高接收机线性度的需要进一步增加。在提供高线性度的同时，接收机当然仍应满足低噪声和功耗方面的要求。

存在不同的技术以获得接收机中的高线性度。重要的构思是仅对期望接收信号的窄带频率呈现匹配阻抗，而对其他频率呈现低阻抗。低阻抗(理想地为零)然后将反射这些其他频率的信号，因此这些频率的信号不进入接收机。因此，低阻抗的作用是防止干扰信号在接收机输入端产生电压。

图1是示出了一个接收机架构的一般原理的示意性框图。

图1所示的接收机10是正交接收机，因此具有分别用于同相(I)和正交(Q)信号的单独的路径12、14。仅详细地示出了同相路径(I路径)12。正交路径(Q路径)14的结构与同相路径12的结构相同。

在接收机的射频输入端(RF in)16处接收的信号被施加到混频器18，在混频器18中信号通过施加到混频器18的本地振荡器信号被下变频到基带。

混频器18的输出被施加到放大器20，然后被施加到低通滤波器22。低通滤波器22的输出是接收机10的同相路径12的输出。接收机10的同相路径12的输出和接收机10的正交路径14的输出一起形成接收机的正交基带输出。

因此，图1所示的接收机10是“混频器优先”架构接收机，其中所接收的信号被直接传递到混频器18，而不需要射频放大器。这意味着可能的RF下变频频率跨度完全由混频器和本地振荡器信号确定。该架构可以具有比包括用于放大所接收的信号的射频低噪声放大器的架构更高的线性度，但是在噪声方面它通常不具有同样高的性能。使用双向混频器(如无源混频器)，输入匹配取决于频率上变频的基带阻抗。

图2是示出了图1所示的接收机架构的发展的示意性框图。在该架构中，为了将输入匹配与基带阻抗解耦，并且为了在控制输入阻抗的相位和幅度二者中提供灵活性，使用了频率转换正反馈。在A.Nejdel,M.Abdulaziz,M.

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的文档“Apositive feedback passive mixer-first receiver front-end”(IEEE RFIC研讨会，2015，79-82页)中公开了这种情况的一个示例。

图2所示的接收机30是正交接收机，因此具有分别用于同相(I)和正交(Q)信号的单独的路径32、34。仅详细地示出了同相路径(I路径)32。正交路径(Q路径)34的结构与同相路径32的结构相同。

在接收机的射频输入端(RF in)36处接收的信号被施加到前向接收路径40中的混频器38，在混频器38中信号通过施加到混频器38的本地振荡器信号被下变频到基带。

混频器38的输出被施加到互阻抗放大器42，然后被施加到低通滤波器44。低通滤波器44的输出是接收机30的同相路径32的前向接收路径40的输出。接收机的同相路径32的输出和接收机30的正交路径34的输出一起形成接收机的正交基带输出。

前向接收路径40的输出还被施加到反馈路径46，反馈路径46包括串联连接的可调电阻48和第二混频器50。可调电阻48用于调节反馈路径46中信号的幅度。

第二混频器50用于将接收路径40的基带输出信号上变频到接收信号的频率，例如使用如上所述的施加到混频器38的同一本地振荡器信号。

由第二混频器50生成的上变频反馈信号然后在电流域中被添加到输入接收信号。当反馈信号被同相地添加到输入信号时，这是正反馈。

后跟互阻抗放大器42的无源混频器38呈现宽带低输入阻抗。其中混频器直接连接到接收机输入端的混频器优先架构意味着低输入阻抗出现在输入端。

反馈环路的带宽主要受互阻抗放大器42和低通滤波器44(以及Q路径中的相应电路)的组合的限制，它们具有执行一些信道选择滤波和抑制干扰的极点。正分流反馈(其与载波频率相比是窄带)在两个混频器38、50的本地振荡器频率附近提升接收信道中的输入阻抗。

调整反馈信号的幅度，可以频率选择性地提升另外的低输入阻抗，以匹配信道带宽中的天线端口阻抗。

由于有效分流反馈电阻可以被设计得较大，因此反馈的添加对噪声系数的影响将可以忽略不计。

该架构具有良好的性能，但是使用正反馈通常不会提供与负反馈一样高的线性度，因为负反馈具有改进线性度的效果，而正反馈则相反。正反馈架构固有地对不稳定性敏感。

发明内容

本公开的第一方面提供了一种接收机电路。该接收机电路包括：用于接收射频信号的输入端；用于提供接收机电路的输出信号的输出端；接收路径，其中，接收路径连接在接收机电路的输入端和输出端之间；以及反馈路径，其中，反馈路径的输入端连接到接收机电路的输出端。接收机电路还包括变压器，其中反馈路径的输出信号与接收路径中的所接收的射频信号组合以形成第一信号。接收路径包括用于通过本地振荡器频率对第一信号进行下变频的第一混频器、以及用于放大经下变频的第一信号的放大器。反馈路径包括用于通过所述本地振荡器频率对反馈路径中的信号进行上变频的第二混频器。反馈路径的输出信号与所接收的射频信号的组合通过变压器来实现。

本公开的另一方面提供了一种包括根据上述方面的接收机电路的通信设备。

本公开的示例可以具有如下优点：接收机电路使用相对简单的结构实现优异的带内和带外线性度。

附图说明

为了更好地理解本发明，并且为了示出可以如何实现本发明，现在将仅通过示例的方式来参考附图，其中：

图1是示出了第一接收机架构的示意性框图；

图2是示出了第二接收机架构的示意性框图；

图3是示出了根据本公开的接收机架构的示意性框图；

图4是更详细地示出了根据图3的接收机架构的接收机的示意图；

图5是更详细地示出了图4的接收机的一部分的示意图；以及

图6是示出了结合图3或图4的接收机的通信装置的示意性框图。

具体实施方式

现在将参考附图描述实施例。应当理解，这些实施例仅通过示例的方式提供，并且在由权利要求限定的本发明的范围内可以进行变化和修改。

如上所述，使用正反馈存在缺点，例如增加了非线性度和对不稳定性的固有敏感性。

因此，图3示出了其中使用负反馈的接收机架构。如下面更详细地描述的，反馈路径将衰减的基带信号上变频到RF频率。通过变压器，该信号将在电压域中与RF输入信号有效地组合(例如，从中减去)。通过调节反馈信号电平(和相位)，可以使输入与端口阻抗相匹配，并且反馈的添加对噪声系数的影响将忽略不计。

图3所示的接收机60是正交接收机，因此具有分别用于同相(I)和正交(Q)信号的单独的路径62、64。仅详细地示出了同相路径(I路径)62。正交路径(Q路径)64的结构与同相路径62的结构相同。

图3示出了针对每个信号的一对线，因此示出了差分信号的使用。然而，应当理解，使用单端信号的架构也是可以的。

在接收机的射频输入端(RF in)66处接收的信号被施加到前向接收路径70中的混频器68，在混频器68中信号通过施加到混频器38的本地振荡器信号被下变频到基带。在其他实施例中，信号可以改为被下变频到中频。在这些实施例的一些示例中，单独的I和Q低通滤波器74可以用复合带通滤波器代替。

同相路径(I路径)62的前向接收路径70中的混频器68和正交路径(Q路径)64的前向接收路径中的混频器是无源混频器，并且它们以正交信号操作。即，同一本地振荡器频率被施加到同相路径(I路径)62的前向接收路径70中的混频器68和正交路径(Q路径)64的前向接收路径中的混频器，但是在这两个混频器的本地振荡器信号之间施加相移。

混频器68的输出被施加到互阻抗放大器72，然后被施加到低通滤波器74。低通滤波器74的输出是接收机60的同相路径62的前向接收路径70的输出。接收机的同相路径62的输出和接收机60的正交路径64的输出可以一起形成接收机60的正交基带信号电压输出，作为同相(I)和正交(Q)电压。在一些示例中，放大器72和滤波器74可以组合为单个块或组件。

前向接收路径70的输出还被施加到反馈路径76，反馈路径76包括分压器78和第二混频器80。分压器78是无源分压器，其可以出现在反馈路径中的混频器80之前和/或之后。

分压器78用于调节反馈路径76中的信号的幅度。

第二混频器80接收与前向接收路径中的混频器68相同的本地振荡器频率信号，因此用于将接收路径70的基带输出信号上变频到接收信号的频率。

由第二混频器80生成的上变频反馈信号然后与输入接收信号组合(例如，从输入接收信号中减去)。在一些示例中，由于反馈信号是从输入信号中减去的，这是负反馈。

该组合通过变压器82进行。

具体地，接收机60的输入线84、86包括相应的绕组88、90。由两个部分92、94构成的另一绕组跨线连接在反馈路径76的输出端处。该布置使得在一条输入线上的绕组88和反馈路径绕组的第一部分92之间存在互感，并且使得在另一条输入线上的绕组90和反馈路径绕组的第二部分94之间存在互感。该布置还使得反馈路径76上的信号与接收信号组合(例如，从接收信号中减去)。

在一些示例中，正交路径64可以与同相路径62并联地连接到变压器82。在使用无源混频器80的情况下，在一些示例中，混频器的本地振荡器信号可以在同相和正交路径之间不重叠。在这样的示例中，两个路径上的反馈信号可以简单地连接在一起。由于不重叠的本地振荡器信号，当一个混频器活动时，另一个处于高阻抗，反之亦然。

可控电容96也跨线连接在反馈路径76的输出端处。

因此，接收机60使用窄带频率转换负反馈，这在要接收的信号的频率处提供精确且可控的输入阻抗。在其他频率处，输入阻抗较低，使得由于失配而反射干扰。

接收机是混频器优先结构，具有正交无源混频器，后跟互阻抗放大器72。互阻抗放大器72的低输入阻抗使无源混频器68在电流模式下操作并且产生低输入阻抗。在低通滤波器74的输出端处，基带信号信息可用作同相(I)和正交(Q)电压。

这些电压被无源分压器78分压，并且被馈送到正交混频器80，生成高频反馈信号。使用变压器82将该反馈信号与接收机输入组合(例如，从接收机输入中减去)，然后变压器82精确地设置反馈环路的带宽中的接收机输入阻抗。带宽由低通滤波器74或由互阻抗放大器的极点来设置，该极点由互阻抗放大器的R-C分流反馈阻抗控制，如下面更详细地描述的。然后在一些示例中，互阻抗放大器72还可以包括低通滤波器74的功能。

接收机输入阻抗由来自变压器的反馈电压信号与混频器的输入电流的比率来设置。在总的接收机输入阻抗中，非零混频器输入阻抗被添加到该比率，但是它比良好设计的电路中的比率低得多。该比率的大小主要由确定正向增益的互阻抗放大器72(例如，与互阻抗放大器72相关联的反馈电阻器)以及反馈路径中的无源分压器78来控制。在一些示例中，输入阻抗可以是可编程的或动态调节的。例如，无源分压器78中的反馈电阻器(在同相路径和/或正交路径中)可以包括数字可编程电阻器，例如使用MOS晶体管开关控制的一组电阻器。在一些示例中，由于反馈导致的阻抗(等于或近似等于上述比率)可以大于或远大于前向路径的输入阻抗。如果情况并非如此，则在某些情况下可以限制通过使用反馈可实现的性能改进。在一些示例中，混频器68的输入阻抗(当连接到放大器72时)可以不超过总输入阻抗的10％至20％，例如，输入阻抗的至少80％至90％可以归因于良好设计的电路中的反馈。

还可以通过在施加到前向路径混频器68和反馈混频器80的本地振荡器信号之间施加相位差来控制该比率的相位。这可以以多种适当方式中的任何一种或多种来完成。例如，可以对LO信号应用可变延迟线。备选地，可以将I路径的贡献添加到Q路径或从Q路径中减去，反之亦然，即基带坐标旋转。这可以例如通过向电阻分压器添加可控电阻器来实现，还具有从I到Q的一组交叉电阻器和一组非交叉电阻器(以处理正旋转和负旋转两者)，反之亦然。这些可以是例如除了下面将更全面地描述的图4中的现有电阻器148a和148b之外的电阻器。

使用负反馈意味着与正反馈相比，电路的线性度得到改进，尤其是互调性能。

图4在一个说明性实施例中更详细地示出了图3的接收机电路60的形式。

如上所述，图3所示的接收机60是正交接收机，因此具有分别用于同相(I)和正交(Q)信号的单独的路径62、64。

在具有两个路径的正交接收机的情况下，接收信号被施加到这两个路径，这两个路径中的每一个路径包括前向路径和反馈路径中的混频器，并且在被施加到同相路径和正交路径中的混频器的本地振荡器信号之间存在相位差。

更一般地，接收机可以是具有多个路径的任何多相接收机。

在图4中，为了避免使图过于复杂，仅示出了多个路径中的一个。

具体地，图4示出了在射频输入端(RF in)处具有用于接收差分信号的一对输入端子122、124的接收机120。然而，应当理解，以单端信号操作的接收机也是可以的。

在接收机的射频输入端(RF in)处接收的信号被施加到前向接收路径128中的无源混频器126。

在该所示示例中的混频器126是双平衡无源混频器，包括CMOS晶体管130a、130b、130c、130d，正和负本地振荡器信号(LO+和LO-)被施加到该双平衡无源混频器。在一个实施例中，CMOS晶体管130a、130b、130c、130d具有20nm的沟道长度，每个具有240μm的总沟道宽度。然而，这仅是一个具体示例，并且在其他示例中可以使用任何合适的值。

混频器126用于将接收信号下变频到基带，并且混频器126的基带输出被施加到互阻抗放大器132。

跨放大器132的输入端子设置一对旁路电容器134a、134b，以便将带外信号的电流分流到信号地，从而减少互阻抗放大器中的互调失真。在一个实施例中，电容器134a、134b各自具有32pF的电容值。然而，这仅是一个具体示例，并且在其他示例中可以使用任何合适的值。

下面更详细地描述互阻抗放大器132的结构，但是在该阶段足以说互阻抗放大器132将混频器126的电流输出转换为接收机电路的输出端子136、138上的基带电压输出BBout。

基带电压输出的低通滤波由一对反馈电阻器140a、140b来实现，每个反馈电阻器与相应的反馈电容器142a、142b并联。在一个实施例中，反馈电阻器140a、140b具有4kΩ的电阻值，并且反馈电容器142a、142b具有6pF的电容值。然而，这仅是一个具体示例，并且在其他示例中可以使用任何合适的值。

互阻抗放大器132中的反馈电阻器140a、140b可以例如被选择为产生从RF输入到输出的大约30dB的总增益。反馈电容器142a、142b可以例如被选择为给出大约10MHz的接收带宽。可以如下地确定电路的带内电压增益。例如，带内电压增益可以与反馈电阻器140a和140b的值成比例。因此，例如，如果需要增加6dB的增益，则电阻因此应该加倍。带宽与反馈电阻器140和反馈电容器142的RC乘积成反比例。当通过增加R来增加增益时，为了维持带宽，C可以减小相同的因子。另一方面，为了改变带宽而不是增益，可以改变电容器142的电容而不改变电阻器140的电阻。例如，通过使反馈电容器142a和142b的电容加倍并且保持电阻器不变，可以使带宽减半。

如先前所讨论的，接收机电路的输出端子136、138上的基带电压输出BBout和对应电路的输出可以一起形成复合基带信号电压作为接收机的输出。

前向接收路径128的输出还被施加到反馈路径144，反馈路径144包括无源分压器146。分压器146包括每条信号线中的相应的电阻器148a、148b，其具有相关联的连接到信号地的电阻器150a、150b。

在一个实施例中，每对电阻器的电阻之和(即，电阻器148a和150a以及电阻器148b、150b的电阻之和)是100Ω。该和被拆分为电阻值为96.25Ω的每条信号线中的电阻器148a、148b和电阻值为3.75Ω的连接到地的电阻器150a、150b。然而，这仅是一个具体示例，并且在其他示例中可以使用任何合适的值。

分压器146因此用于调节反馈路径144中的信号的幅度。

反馈路径中的信号然后被施加到第二混频器152，第二混频器152接收与前向接收路径中的混频器126相同的本地振荡器频率信号，因此用于将接收路径144的基带输出信号上变频到接收信号的频率。

在该所示示例中的第二混频器152是双平衡无源混频器，包括CMOS晶体管154a、154b、154c、154d，正和负本地振荡器信号(LO+和LO-)被施加到该双平衡无源混频器。在一个实施例中，CMOS晶体管154a、154b、154c、154d具有20nm的沟道长度，每个具有60μm的总沟道宽度。

如前所述，分压器146可以出现在反馈路径中的第二混频器152之前和/或之后。

电容156连接在反馈路径的两条信号线之间，并且由两个分段158a、158b组成，在一个实施例中，每个分段具有14pF的电容值。然而，这仅是一个具体示例，并且在其他示例中可以使用任何合适的值。

所得信号然后通过变压器160与输入信号组合(例如，从输入信号中减去)。

变压器160包括接收机120的输入线166、168中的相应绕组162、164。有由两个部分170、172构成的另一绕组连接在反馈路径144的输出端处的两条信号线之间。两个绕组部分170、172的连接点可以连接到两个电容器分段158a、158b的连接点。

绕组的布置使得在一条输入线上的绕组162和反馈路径绕组的第一部分170之间存在互感，并且使得在另一条输入线上的绕组164和反馈路径绕组的第二部分172之间存在互感。该布置还使得反馈路径144上的信号在被输入到混频器126之前与接收信号组合(例如，从接收信号中减去)。

在一个实施例中，接收机120的输入线166、168中的绕组162、164中的每一个和反馈路径144中的绕组部分170、172中的每一个具有300pH的电感和0.19Ω的寄生串联电阻。然而，这仅是一个具体示例，并且在其他示例中可以使用任何合适的值。

在一些示例中，在绕组162和绕组部分170之间以及在绕组164和绕组部分172之间存在0.8的互耦合系数。

因此，接收机120使用窄带频率转换负反馈，这在期望接收信号的频率处提供精确且可控的输入阻抗。在其他频率处，输入阻抗较低，使得由于失配而反射干扰。

在一些示例中，输入阻抗被调谐到期望值的频率可以跟踪本地振荡器频率。然而，在一些示例中，范围受调谐变压器的限制。因此，如果需要较宽的操作频率范围，则可能需要对电容器158施加一些(粗略)调谐。

接收机输入阻抗由来自变压器的反馈电压信号与混频器的输入电流的比率来设置。在总的接收机输入阻抗中，非零混频器输入阻抗被添加到该比率，但是它比良好设计的电路中的比率低得多。该比率的大小主要由确定正向增益的互阻抗放大器中的反馈电阻器140a和140b以及反馈路径中的无源分压器146来控制。

通过调整反馈，可以优化接收机120的输入阻抗以进行匹配，而同时混频器126的输入阻抗可以是低的，这可以实现高线性度。

因此，概括地说，图4所示的接收机120在输入端处具有变压器160，其将反馈电压与输入信号组合，其中反馈电压来自具有基带频率输入的频率上变频混频器152。反馈是负的，即用于降低接收机的输出信号电平。接收机的前向路径具有低输入阻抗，并且执行到基带频率的频率下变频，其中频率下变频由后跟互阻抗放大器132的无源混频器126执行。

图4所示的互阻抗放大器132可以以多种方式来实现。

图5示出了合适的互阻抗放大器132的一个说明性示例的形式，其在这种情况下是具有共模控制环路的简单的A类全差分两级运算放大器。

共模控制190将输出级192、194的DC共模电压调节为电源电压的一半，例如对于800mV的电源为400mV。通过连接到放大器132的输入端In+、In-的两个电流源196、198，输入DC电压被降低到大约250mV。可以使用NMOS晶体管来实现电流源。电流源196、198被选择为使得它们的DC电流将在图4所示的反馈电阻器140a、140b上产生150mV的DC压降。即，由电流源196、198中的每一个提供的电流值是150mV除以每个反馈电阻器140a、140b的电阻。这有助于偏置PMOS输入对200，使得PMOS电流镜202有足够的净空来控制尾电流。

在一个实施例中，其中所有晶体管具有10um的单位宽度，输入对200的晶体管具有200nm的沟道长度和750的倍增器；电流镜202的晶体管具有200nm的沟道长度以及400的用于输出晶体管的倍增器和20的用于输入晶体管的倍增器，使得电流按比例增加20；由电流源216提供的电流镜202的参考电流为700μA；输出级192、194的晶体管204、206分别具有20nm的沟道长度和20的倍增器；以及密勒电容208、210和密勒电阻212、214的值分别为230fF和10Ω。

因此，由于使电路线性化的负反馈，图3所示的并且参考图4和图5更详细地描述的架构在带内和带外都具有高度的线性度。

由互阻抗放大器132周围的反馈电阻器140a、140b和反馈电容器142a、142b引起的互阻抗低通滤波的效果是，当接收到的RF输入信号远离本地振荡器频率时，对接收机输入的反馈下降，因此输入阻抗变为低欧姆。在甚至更高的频率偏移处，放大器132的输入端处的旁路电容器134a、134b将通过将它们的电流分流到信号地来帮助衰减阻断信号(blockers)，从而防止它们在放大器中产生互调。根据需要，旁路电容器134a、134b有助于进一步减小输入阻抗和增加失配。

图3所示的并且参考图4和图5更详细地描述的架构还具有可编程输入阻抗，并且例如可以仅使用单个变压器，而没有附加的电感器。

图6是示出了结合图3或图4的接收机的通信装置的示意性框图。

具体地，图6示出了通信设备230，其例如可以是移动电话、膝上型或平板计算机、无线传感器等，通常被称为“用户设备”设备。此外，该通信设备可以是通信网络的节点，例如无线电接入网的节点(例如，基站、中继或远程无线电单元)。应当理解，除了这里描述和示出的特征和功能之外，通信设备230还将具有其他特征和功能，但是这些对于理解本公开不是必需的。

图6示出了具有天线232的通信设备230，其适于发射和接收无线信号。

图6示出了具有用于生成适于发射的信号的发射电路234的设备，但是应当理解，本公开还涉及仅适于接收信号的设备。

图6示出了接收机电路236，其可以是如图3或图4所示的并且如参考图3或图4所描述的接收机电路。

在该示例中，接收机电路236将其输出信号提供给处理器238，处理器238对信号进行解调和解码，并且执行任何必要的信号处理任务。处理器238与存储器240通信。

图6还示出了本地振荡器信号发生器242，用于向接收机电路236提供适当的本地振荡器信号，以供在如参考图3和图4所描述的接收机电路236中使用。

应当注意，上述实施例说明而非限制本发明，并且本领域技术人员将能够设计很多备选实施例而不脱离所附权利要求的范围。词语“包括”不排除存在除了权利要求中所列出的元素或步骤之外的元素或步骤，“一”或“一个”不排除多个，并且单个特征或其它单元可以完成权利要求中记载的若干单元的功能。权利要求中的任何附图标记不应理解为对其范围的限制。

Claims (18)

1.一种接收机电路(60、120)，包括：

输入端(66、84、86、122、124)，用于接收射频信号；

输出端(136、138)，用于提供所述接收机电路的输出信号；

接收路径(70、128)，其中，所述接收路径连接在所述接收机电路的所述输入端和所述输出端之间；

反馈路径(76、144)，其中，所述反馈路径的输入端连接到所述接收机电路的所述输出端；以及

变压器(82、160)；

其中，所述反馈路径的输出信号与所述接收路径中的所接收的射频信号组合以形成第一信号；

其中，所述接收路径包括：

第一混频器(68、126)，用于通过本地振荡器频率对所述第一信号进行下变频；以及

放大器(72、132)，用于放大经下变频的第一信号；

并且其中，所述反馈路径包括：

第二混频器(80、152)，用于通过所述本地振荡器频率对所述反馈路径中的信号进行上变频，

其中，所述反馈路径的输出信号与所接收的射频信号的组合是通过所述变压器实现的。

2.根据权利要求1所述的接收机电路，其中，所述输入端(66、84、86、122、124)、所述输出端(136、138)、所述接收路径(70、128)和所述反馈路径(76、144)包括相应的第一信号线和第二信号线，使得所述接收机电路被配置为处理差分信号。

3.根据权利要求1或2所述的接收机电路，其中，所述变压器(82、160)包括连接到所述输入端(66、84、86、122、124)用于接收所述射频信号的第一绕组和连接到所述反馈路径(76、144)的第二绕组，并且其中，在所述第一绕组和所述第二绕组之间存在互感，使得所述反馈路径的输出信号与所接收的射频信号组合。

4.根据当从属于权利要求2时的权利要求3所述的接收机电路，

其中，所述变压器(82、160)的所述第一绕组包括所述输入端(66、84、86、122、124)的第一信号线中的第一绕组部分和所述输入端的第二信号线中的第二绕组部分，

其中，所述变压器的所述第二绕组包括连接在所述反馈路径(76、144)的第一信号线和第二信号线之间的第一分段和第二分段，

其中，在所述第一绕组的所述第一绕组部分与所述第二绕组的所述第一分段之间存在互感，以及

其中，在所述第一绕组的所述第二绕组部分与所述第二绕组的所述第二分段之间存在互感。

5.根据任一前述权利要求所述的接收机电路，其中，所述第一混频器(68、126)和所述第二混频器(80、152)是无源混频器。

6.根据任一前述权利要求所述的接收机电路，其中，所述放大器(72、132)是互阻抗放大器。

7.根据任一前述权利要求所述的接收机电路，其中，所述反馈路径(76、144)包括分压器(78、146)。

8.根据权利要求7所述的接收机电路，其中，所述分压器(78、146)是无源分压器。

9.根据权利要求7或8所述的接收机电路，其中，所述分压器(78、146)在所述反馈路径中位于所述第二混频器(80、152)之前。

10.根据任一前述权利要求所述的接收机电路，其中，所述接收机是多相接收机。

11.根据权利要求10所述的接收机电路，包括：多个接收路径(70、128)；多个反馈路径(76、144)；以及至少一个变压器(82、160)，用于将所述反馈路径的相应输出信号与所述接收路径中的所接收的射频信号进行组合，

其中，提供给相应接收路径(70、128)中的相应第一混频器(68、126)的本地振荡器信号之间具有相位差。

12.根据权利要求10或11所述的接收机电路，其中，所述接收机电路至少是三相接收机。

13.根据权利要求11所述的接收机电路，其中，所述接收机电路是多相接收机，并且其中，所述多相接收机是正交接收机，包括用于同相信号和正交信号的相应接收路径(70、128)和反馈路径(76、144)。

14.根据任一前述权利要求所述的接收机电路，其中，所述反馈路径的输出信号与所接收的射频信号的组合的效果是改变所述接收机的输入阻抗。

15.根据任一前述权利要求所述的接收机电路，包括在所述接收路径(70、128)和所述反馈路径(76、144)中的至少一个中的滤波器(74、140、142)，用于衰减带外信号。

16.一种通信设备，包括根据任一前述权利要求所述的接收机电路(60、120)。

17.根据权利要求16所述的通信设备，其中，所述通信设备是“用户设备”设备。

18.根据权利要求16所述的通信设备，其中，所述通信设备是无线通信网络的网络节点。

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