KR20010023488A - 위상 시프터 네트워크와 주파수 변조 복조기 - Google Patents

위상 시프터 네트워크와 주파수 변조 복조기 Download PDF

Info

Publication number
KR20010023488A
KR20010023488A KR1020007002133A KR20007002133A KR20010023488A KR 20010023488 A KR20010023488 A KR 20010023488A KR 1020007002133 A KR1020007002133 A KR 1020007002133A KR 20007002133 A KR20007002133 A KR 20007002133A KR 20010023488 A KR20010023488 A KR 20010023488A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
phase
full
phase shifter
limited amplitude
Prior art date
Application number
KR1020007002133A
Other languages
English (en)
Inventor
스트로이트피터
모힌드라리시
Original Assignee
롤페스 요하네스 게라투스 알베르투스
코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 롤페스 요하네스 게라투스 알베르투스, 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. filed Critical 롤페스 요하네스 게라투스 알베르투스
Publication of KR20010023488A publication Critical patent/KR20010023488A/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

주파수 변조 신호를 복조하기 위한 방법은 위상 시프터 네트워크를 사용하여 주파수 변조 신호를 처리함으로써 주파수 변조 신호의 중심 주파수 주위로 비교적 일정한 진폭을 가지며 동작 주파수 영역 상에서 비교적 선형의 위상 변화를 나타내는 복조 신호를 제공하는 단계를 포함한다. 본 발명의 일 실시예는 N개의 전대역 통과 필터를 포함하는 위상 시프터 네트워크와 로우패스 통과 필터를 포함하는 위상 시프터 네트워크를 포함하고 있다.

Description

위상 시프터 네트워크와 주파수 변조 복조기{LINEARIZED INTEGRATED FREQUENCY DEMODULATOR}
주파수 변조(FM)는 파의 주파수가 변조파에 응답하여 변화되는 변조 방법이다. 주파수가 변화되는 파는 반송파로 지칭되며, 변조파는 신호로 지칭된다. 주파수 변조 전자기파는 일정한 진폭을 가지며, 자연적이고 인공적인 모든 전자기 방사원이 정적(static)의 원인으로 될 수 있는 진폭 변조 전자기파와 관련하여 이들 방사원으로부터의 간섭에 덜 민감하다. 주파수 변조 전자기파의 우수한 성능 특성의 결과, FM은 무선 등의 광역 통신 시스템과, 보다 최근의 무선 컴퓨터 및 무선 전화 등의 개인 휴대 통신(PCS)에 사용되고 있다.
FM 기반 시스템의 중요한 특성은 원래의 정보가 주파수 변조 정보로부터 매우 정교하게 복구될 수 있다는 것이다. 주파수 변조 정보로부터의 원래의 정보를 복구하는 처리는 통상적으로 복조로 지칭된다. 이상적인 FM 시스템에서, 주파수 변조 신호를 복조하게 되면, 최초 변조된 정보만이 제공된다. 가령, 1KHz 신호를 주파수 변조하고 후속하여 그 신호를 복조하면, 1KHz의 신호만이 생성된다. 그러나, 실제로는, 복조는 변조된 원래의 신호뿐만 아니라 다른 고조파 신호까지 발생시킨다. 종래의 예에서, 복조된 정보는 2KHz, 3KHz, 4KHz 등에서 불완전 신호를 포함할 수도 있다. 이러한 불완전 신호는 FM 시스템의 성능에 악영향을 끼치기 때문에 바람직스럽지 않다.
도 1은 주파수 변조 신호를 복조하기 위한 종래의 FM 지연선 복조기(100)를 도시하고 있다. 복조기(100)는 리미터(102), 위상 시프터(104), 리미터(106), 믹서(108) 및 필터(110)를 포함하고 있다. s(t)로 명시되며 fIF의 중심 주파수를 갖는 주파수 변조 입력 신호는 리미터(102)로 제공된다. 당해 기술 분야에서 널리 알려져 있는 바와 같이, 리미터는 입력 신호를 처리하여, 입력 신호에 존재할 수도 있는 어떠한 진폭 변화에도 무관하게 사전결정된 일정 진폭을 갖는 출력 신호를 제공한다. 리미터는 복조기내의 회로가 진폭 변화에 민감할 때 FM 복조기에 사용된다.
리미터(102)는 입력 신호(s(t))를 처리하여, 사전결정된 일정 진폭을 갖는 리미터된 입력 신호(s(t)1)를 위상 시프터(104) 및 믹서(108) 모두에 제공한다. 당해 기술 분야에서 잘 알려져 있으며 본 명세서에서 상세하게 기술되는 바와 같이, 믹서(108)는 신호 진폭의 변화에 민감하며, 따라서 믹서(108)로의 모든 입력 신호는 비교적 일정한 진폭을 가져야 한다.
위상 시프터(104)는 s(t)1의 주파수 독립 위상 시프트를 수행하여 위상 시프트된 신호 s(t)2를 제공한다. 위상 시프트는 s(t)의 중심 주파수 fIF에서 이상적으로는 90도가 된다. 보다 상세히 후술되는 바와 같이, 신호 s(t)2는 그 특성상 위상 시프터(104)에 의해 부가되는 진폭 및 주파수 왜곡을 포함하고 있다. 신호 s(t)2는 리미터(106)에 의해 처리되어 사전결정된 일정 진폭을 갖는 위상 시프트된 신호 s(t)3를 발생시키고, 이 신호는 믹서(108)에 제공된다. 믹서(108)는 신호 s(t)3와 신호 s(t)1를 승산하여 신호 s(t)4를 발생시키며, 이 신호는 2fIF에서의 이중 주파수 항과 함께 변조 신호 m(t)를 포함하고 있다. 신호 s(t)4는 필터(110)에 의해 처리되어 출력단자에서 신호 m(t)를 선택한다. 필터(110)는 통상적으로 노이즈를 포함하고 있는 고주파 성분을 제거하는 로우패스 필터이다.
위상 시프터(104)는 종래의 방식으로 저항-캐패시터-인덕터(RCL) 회로로서 구현된다. 도 2는 위상 시프터(104)의 종래의 RCL 구현예를 도시하고 있다. 위상 시프터(104)는 입력 전압(VIN)과 출력 전압(VOUT) 사이에 직렬로 연결된 저항(200)과 캐패시터(202)를 포함한다. 인덕터(204)는 출력 전압(VOUT)과 접지(206)사이에 연결되어 있다. 도 4에 도시된 바와 같은 위상 시프터(104)의 동작은 다음의 수학식과 같은 특징을 갖는다.
(수학식 1)
(수학식 2)
위상 시프터(104)의 종래의 RCL 구현예는 이상적인 위상 시프터와 비교할 때 수개의 단점을 갖는다. 먼저, 비교적 낮은 중심 주파수(fIF)를 갖는 변조된 신호를 처리하는데 사용될 경우, 계산기에 의해 표현되는 바와 같이 "L"에 대해 높은 리액턴스값을 갖는 것은 곤란하다. 가령, 0.1의 Q와 10K옴의 실제 저항값에 대해, 5mH의 인덕턴스값이 필요한데, 이는 집적이 곤란하며 일반적으로 집적된 애플리케이션에는 실용화되지 못하고 있다. "Q"의 항은 본 기술 분야에서 RCL 회로의 퀄리티 인자(quality factor)를 의미하는 것으로 잘 알려져 있다. 전술한 수학식 2의 계산기의 비교적 높은 리액턴스값을 얻기 위해, L 값은 비교적 높아야 하는데, 이 높은 값은 큰 이산 인덕터 요소를 형성하는데 필요한 넓은 공간으로 인해 집적 반도체 장치에서 구현하기가 곤란할 수도 있다.
둘째, 위상 시프터(104)의 RCL 구현예는 바람직하지 않은 크기의 진폭 및 위상 왜곡을 초래하며, 이는 리미터(106)의 사용을 필요로 하며 복조기(100)에 대한 유용한 애플리케이션을 제한하고 있다. 위상 시프터(104)에 의해 제공되는 비선형 특성의 위상 시프트로 인해, 복조된 신호 m(t)는 낮은 중심 주파수, 가령 대략 60KHz에서 비교적 낮은 SINAD를 갖는다. "SINAD" 항은 기준 고조파와 보다 높은 고조파의 통합(2f0, 3f0등, 여기서 f0은 m(t)의 주파수임) 간의 전력비를 표현하는 장점으로서 본 기술분야에서 잘 알려져 있다. 위상 시프터(104)의 진폭 및 주파수 왜곡은 도 3 및 도 4를 참조하여 보다 상세히 설명한다.
도 3은 위상 시프터(104)의 RCL 회로의 전달 함수(302)를 주파수의 함수로서 도시한 그래프(300)이다. 그래프(300)로 도시된 바와 같이, 중심 주파수(fIF)에 대해 주파수 범위(304)(2△f)상에서의 위상 시프터(104)의 동작은 위상 시프터(104)의 위상 시프트된 출력 신호 s(t)2의 진폭 변화(306)(△H)를 나타낸다. 따라서, s(t)2의 진폭은 fIF-△f 내지 fIF+△f의 주파수 범위 상에서 변화한다. 믹서(108)가 진폭의 변화에 매우 민감하기 때문에, 위상 시프터(104)의 위상 시프트된 출력 신호 s(t)2는 일정 진폭을 갖는 신호 s(t)3를 제공하도록 리미터(106)에 의해 처리되어야 한다.
도 4는 라인(402)에 의해 도시된 바와 같이, 위상 시프터(104)의 위상 시프트된 출력 신호 s(t)2의 주파수(Hz) 상에서의 위상 변화를 도시한 그래프(400)이다. 라인(402)에 의해 도시된 바와 같이, 위상 시프터(104)의 비선형 동작으로 인해, 복조된 신호 m(t)(도 1)는 비교적 낮은 SINAD를 가져, 복조기(100)는 고품질 무선 통신과 같은 높은 SINAD 애플리케이션용으로는 적절하지 못하다. 비교를 위해, 그래프(400)는 주파수 상에서 이상적인 선형 위상 시프트를 나타내는 라인(404)를 포함하고 있다.
종래의 접근법에서 FM 신호를 복조할 필요성과 제한성을 토대로, 인덕터를 사용할 필요가 없는 한편 무선 통신용의 충분히 높은 SINAD를 갖는 복조 신호를 제공하는 FM 신호 복조 접근법은 매우 바람직하다.
본 발명은 신호 처리에 관한 것으로 특히 주파수 변조 신호를 복조하는 것에 관한 것이다.
도 1은 주파수 변조 신호를 복조하기 위한 종래의 복조기를 도시한 블록도이며,
도 2는 도 1의 블록도에서 사용되는 위상 시프터의 종래의 저항-캐패시터-인덕터(RCL) 회로의 구현예를 도시한 블록도이며,
도 3은 도 2의 RCL 회로에 대한 전달 함수를 도시한 그래프이며,
도 4는 도 2의 RCL 회로의 위상 시프트된 출력 신호의 주파수 상에서의 위상 변화를 도시한 그래프이며,
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 변조 신호를 복조하기 위한 복조기를 도시한 블록도이며,
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 위상 시프터 네트워크를 도시한 블록도이며,
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 도 6의 위상 시프터 네트워크의 주파수 함수로서 위상 변화 선형성을 도시한 도면이며,
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 전대역 통과 필터의 구현예를 도시한 개략적인 회로도이며,
도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따른 위상 시프터 네트워크의 블록도이며,
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 로우패스 베슬 필터를 도시한 개략적인 회로도이며,
도 11a는 본 발명의 일 실시예에 따른 비반전 gm 셀의 블록도이며,
도 11b는 본 발명의 일 실시예에 따른 반전 gm 셀의 블록도이며,
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 gm 셀의 회로 구현예를 도시한 도면이다.
본 발명의 일 측면에 따르면, 주파수 변조 신호를 처리하고 출력 신호를 제공하는 복조기는 주파수 변조 신호 입력에 응답하여 사전결정된 진폭을 갖는 리미트된 진폭 신호를 제공하는 리미터를 포함한다. 위상 시프터 네트워크는 리미터에 연결되며, 다수의 필터를 포함하고 있다. 위상 시프터 네트워크는 리미트된 진폭 신호에 응답하여 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호를 제공한다. 신호 믹서는 리미터 및 위상 시프터 네트워크에 연결되며, 신호 믹서는 리미트된 진폭 신호 및 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호에 응답하여 리미트된 진폭 신호 성분과 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호 성분을 갖는 출력 신호를 발생시킨다.
본 발명의 다른 측면에 따르면, 주파수 변조 신호를 처리하고 출력 신호를 제공하는 방법은 주파수 변조 신호를 처리하여 사전결정된 진폭을 갖는 리미트된 진폭 신호를 발생시키는 단계와, 다수의 전대역 통과 필터를 사용하여 리미트된 진폭 신호를 처리하여 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호를 발생시키는 단계와, 리미트된 진폭 신호와 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호를 처리하여 리미트된 진폭 신호 성분과 위상 시프트되어 리미트된 진폭 성분을 갖는 출력 신호를 발생시키는 단계를 포함하고 있다.
본 발명의 또다른 측면에 따르면, 주파수 변조 입력 신호를 처리하여 출력 신호를 발생시키는 복조기는 주파수 변조 입력 신호에 응답하여 사전결정된 진폭을 갖는 리미트된 진폭 신호를 제공하는 제 1 리미터를 포함하고 있다. 로우패스 베슬 필터(low-pass bessel filter)는 상기 리미터에 연결되어 있으며, 로우패스 베슬 필터는 상기 리미트된 진폭 신호에 응답하여 제 1 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호를 발생시킨다. 제 2 리미터는 로우패스 베슬 필터에 연결되며, 제 1 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호에 응답하여 제 2 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호를 발생시킨다. 신호 믹서는 제 1 리미터 및 제 2 리미터에 연결되며, 리미트된 진폭 신호 및 제 2 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호에 응답하여 리미트된 진폭 신호 성분과 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호 성분을 갖는 출력 신호를 발생시킨다.
본 발명의 기타 측면 및 특징들은 후술하는 상세한 설명 및 첨부되는 특허청구범위로부터 명백하게 이해될 수 있을 것이다.
후술하는 설명은 본 발명의 보다 나은 이해를 위한 것이다. 그러나, 본 발명은 이러한 특정의 설명이 없이도 구현될 수 있다는 것은 명백한 것이다. 즉, 널리 알려진 구조 및 장치들은 본 발명에 대한 불필요한 혼란을 방지할 목적으로 블록도로 도시하고 있다.
주파수 변조 신호를 복조하기 위한 방법은 위상 시프터 네트워크를 사용하여 주파수 변조 신호를 처리함으로써, 주파수 변조 신호의 중심 주파수를 중심으로 하여 비교적 일정한 진폭을 갖는 한편 동작 주파수 범위 상에서 비교적 선형의 위상 변화를 나타내는 복조 신호를 제공하는 단계를 포함한다. 복조 신호는 비교적 높은 SINAD를 가지며, 이를 통해 본 방법은 송수신 통신 및 무선 전화와 같은 높은 SINAD 애플리케이션에 적합하게 사용된다. 본 방법은 또한, 위상 시프터 네트워크의 인덕터를 사용할 필요가 없으며, 집적 회로 애플리케이션에 매우 적합한 소형의 복조기를 제공할 수가 있다. 본 발명의 실시예들은 N개의 전대역 통과 필터를 포함하는 위상 시프터 네트워크와, 로우패스 베슬 필터를 포함하는 위상 시프터 네트워크를 포함하고 있지만, 이에 국한되는 것은 아니며 아래에서 보다 상세히 설명된다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 변조 신호를 복조하기 위한 복조기(500)를 도시한 도면이다. 복조기(500)는 리미터(502), 위상 시프터 네트워크(504), 믹서(506) 및 필터(508)를 포함하고 있다. 리미터(502)는 입력 신호 s(t)를 처리하며, 일정한 사전결정된 진폭을 갖는 리미트된 입력 신호 s(t)를 위상 시프터 네트워크(504) 및 믹서(506)에 제공한다. 위상 시프터 네트워크(504)는 s(t)1의 중심 주파수 fIF에서 주파수 종속 위상 시프트가 90도가 되도록 수행하여 위상 시프트된 신호 s(t)2를 제공한다. 믹서(506)는 s(t)1와 s(t)2를 결합하여, 신호 m(t)와 보다 높은 주파수 성분, 즉 fIF, 2fIF, 3fIF, 등을 포함하는 신호 s(t)3을 제공한다. 신호 s(t)3은 s(t)의 고차 성분, 즉 fIF, 2fIF, 3fIF, 등을 제거하기 위해 필터(508)에 의해 처리되어 출력 신호 m(t)를 제공한다.
복조기(500)는 바람직한 실시예에서 차동 회로로서 구현되는데, 이 차동 회로에서, 도시된 각각의 접속 라인들은 서로에 대해 위상이 180도 차이가 나는 두 개의 접속 라인을 포함하여, 공급 거절비(supply rejection ratio)를 증가시킨다.그러나, 도시를 간단화하기 위해, 접속 라인들은 도 5에서 단일 라인으로 도시되어 있다.
도 6은 본 발명에 따른 위상 시프터 네트워크(504)의 전대역 통과 필터 네트워크 구현예를 도시한 블록도이다. 이 실시예에 따르면, 위상 시프터 네트워크(504)는 N개의 전대역 통과 필터(600)를 포함하는데, 이 필터들은 s(t)1의 진폭 혹은 주파수의 왜곡을 최소로 가지면서 주파수 변조 입력 신호 s(t)1의 위상을 90도 시프트시킨다. 보다 상세하게 후술되는 바와 같이, 전대역 통과 필터(600)는 바람직하게는 동일한 양의 위상 시프트, 즉 각각 90/N 도로 위상 시프트시키지만, 위상을 상이하게 시프트시킬 수 있다. 전대역 통과 필터(600)는 입력 신호 s(t)1을 처리하여, 위상 시프트된 신호 s(t)1'를 제공한다. 위상 시프트된 신호 s(t)1'는 위상 시프트된 신호 s(t)1"를 제공하는 제 2 전대역 통과 필터(600)에 의해 처리된다. 이러한 것은 최종 전대역 통과 필터가 s(t)2를 제공할 때까지 지속된다. 이러한 방법은 s(t)1의 비교적 선형인 위상을 s(t)1의 적어도 90도 내지 중심 주파수(fIF)에까지 변화시킨다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 전대역 통과 필터(600)의 가변 개수로 구현되는 위상 시프터 네트워크(504)의 주파수 함수로서 위상 변화의 선형성을 도시한 챠트(700)이다. 챠트(700)는 본 발명의 일 실시예에 따른 하나 내지 다섯 개의 전대역 통과 필터(600)를 가지면서 구현되는 위상 시프터 네트워크(504)의 위상 변화 선형성을 도시한 일련의 변화 곡선들(702)을 포함하고 있다. 위상 변화 곡선(702)은 위상 시프터 네트워크(504)의 실제의 정밀한 응답을 제공할 필요는 없지만 가변 개수의 전대역 통과 필터(600)로 구현될 경우 위상 시프터의 네트워크(504)의 비교적 선형성을 도시하도록 제공되며, 위상 시프터 네트워크(504)의 선형성은 위상 시프터 네트워크(504)의 전대역 통과 필터(600)의 개수가 증가함에 따라 향상된다. 이상적으로, 위상 시프터 네트워크(504)는 s(t)1의 중심 주파수에서 s(t)1의 위상을 90도로 변화시킨다.
곡선(704)은 일반적으로 s(t)1의 중심 주파수에서 s(t)1의 위상을 완전히 90도로 변화시키는 단일 전대역 통과 필터(600)로 구현되는 위상 시프터 네트워크(504)의 위상 변화 선형성을 도시하고 있다. 곡선(706)은 일반적으로 각각의 전대역 통과 필터(600)가 s(t)1의 중심 주파수에서 s(t)1의 위상을 45도로 변화시키는 두 개의 전대역 통과 필터(600)로 구현될 경우, 위상 시프터 네트워크(504)의 위상 변화 선형성을 도시하고 있다. 곡선(708)은 일반적으로 각각의 전대역 통과 필터(600)가 s(t)1의 중심 주파수에서 s(t)1의 위상을 30도로 변화시키는 세 개의 전대역 통과 필터(600)로 구현될 경우, 위상 시프터 네트워크(504)의 위상 변화 선형성을 도시하고 있다. 곡선(710)은 일반적으로 각각의 전대역 통과 필터(600)가 s(t)1의 중심 주파수에서 s(t)1의 위상을 22.5도로 변화시키는 네 개의 전대역 통과 필터(600)로 구현될 경우, 위상 시프터 네트워크(504)의 위상 변화 선형성을 도시하고 있다. 곡선(712)은 일반적으로 각각의 전대역 통과 필터(600)가 s(t)1의 중심 주파수에서 s(t)1의 위상을 18도로 변화시키는 다섯 개의 전대역 통과 필터(600)로 구현될 경우, 위상 시프터 네트워크(504)의 위상 변화 선형성을 도시하고 있다.
따라서, 위상 시프터 네트워크(504)의 선형성은 위상을 90도로 변화시키는데 보다 많은 개수의 전대역 통과 필터(600)가 사용됨에 따라 향상된다. 곡선(712)에 의해 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 다섯 개의 전대역 통과 필터(600)로 구현되는 위상 시프터 네트워크(504)는 비교적 선형의 위상 변화 응답, 즉 비교적 낮은 PM 왜곡을 제공한다. 다섯 개의 전대역 통과 필터(600)는 또한 복조기(500)가 위상 시프터 네트워크(504)와 믹서(506) 간의 리미터 스테이지를 필요로 하지 않도록 변조 신호의 중심 주파수 근처에서 매우 낮은 진폭 왜곡을 제공한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 위상 시프터 네트워크(504)의 다섯 개의 전대역 통과 필터(600)는 대략 60dB의 SINAD를 갖는 복조 신호를 발생시키며, 이 60dB는 무선 통신과 같은 여러 통신 애플리케이션에 적합하다. 다섯 개의 전대역 통과 필터(600)에 의해 제공되는 비교적 선형인 위상 변화 응답은 모든 전대역 통과 필터(600)의 각각을 제각기 선형 범위내에서 동작시킴으로써 달성되어, 위상 시프터 네트워크(504)의 전체 왜곡을 감소시킨다. 단일 전대역 통과 필터 구현예에서, 모서리 점(corner-point)은 비선형 동작 영역 내에 존재하여, 복조된 신호의 SINAD를 감소시킨다. 비교를 위해, 다섯 개의 전대역 통과 필터는 모서리 점을 전대역 통과 필터(600)의 선형 영역 내로 이동시킨다.
동일한 양의 위상 시프트를 제공하는 전대역 통과 필터(600)를 사용하게 되면 이로운 점이 있는데, 그 이유는 모든 전대역 통과 필터(600)용으로 동일한 회로 구성요소를 갖는 단일의 전대역 통과 필터(600) 설계가 사용될 수 있기 때문이다. 그러나, 각각의 전대역 통과 필터에 의해 제공되는 위상 시프트의 양은 특정의 애플리케이션의 요건에 따라 달라질 수 있다.
본 발명의 일실시예에 따르면, 위상 시프터 네트워크(504)의 전대역 통과 필터(600)는 상이한 양의 위상 시프트를 제공하지만, 전체 위상 시프트의 양은 동일하게 유지된다. 가령, 특정의 다섯 개 전대역 통과 필터(600)에 대해, 다섯 개의 전대역 통과 필터(600) 중의 네 개의 전대역 통과 필터는 위상을 20도 시프트시키며, 다섯 번째 전대역 통과 필터(600)는 위상을 10도 시프트시킨다. 위상 시프트의 다른 조합이 사용될 수도 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 전대역 통과 필터(600)의 회로 구성을 도시하고 있다. 전대역 통과 필터(600)는 제 1 저항-캐패시터(RC) 쌍(602)과, 입력 신호 s(t)1과 출력 신호 s(t)1' 사이에서 직렬로 연결된 제 2 RC 쌍(604) 및 출력 버퍼(606)를 포함하고 있다. 출력 신호 s(t)1'는 전대역 통과 필터(600)에 의해 처리된 이후의 s(t)1을 나타낸다. 제 1 RC 쌍(602)은 S(T)1와 접지(611) 간의 저항(610)과 직렬로 연결된 캐패시터(608)를 포함하고 있다. 제 2 RC 쌍(604)은 S(T)1와 접지(611) 간의 캐패시터(614)와 직렬로 연결된 저항(612)을 포함하고 있다. 출력 버퍼(606)는 바람직하게는 비반전(+) 및 반전(-) 입력과 1의 이득을 갖는 단위 이득 증폭기이다. 출력 버퍼(606)의 비반전 입력(+)은 캐패시터(608)와 저항(610) 사이의 노드(616)에 연결되어 있다. 출력 버퍼(606)의 반전 입력은 저항(612)과 캐패시터(614) 사이의 노드(618)에 연결되어 있다. 출력 버퍼(606)는 그 출력에서 s(t)1'을 제공한다. 도 8에 도시된 바와 같은 전대역 통과 필터(600)의 회로 구현예의 동작은 다음의 수학식으로 특징지어 진다.
(수학식 3)
(수학식 4)
(수학식 5)
(수학식 6)
캐패시터(608), 저항(610), 저항(612) 및 캐패시터(614)에 대한 성분값은 애플리케이션의 특정 요건에 따라 선택된다. 그러한 하나의 애플리케이션에서, 도 8에 도시된 바와 같은 전대역 통과 필터(600)는 s(t)1의 중심 주파수가 대략 60KHz일 때 s(t)1'에 대해 30dB의 SINAD를 발생시킨다. 이 애플리케이션에서, 캐패시터(608), 저항(610), 저항(612) 및 캐패시터(614)용으로 선택된 성분값의 범위는 다음과 같다. 즉, 캐패시터(608)는 5pF, 저항(610)은 100K옴, 저항(612)은 100K옴, 캐패시터(614)는 5pF이다. 본 발명의 실시예들은 상이한 주파수를 갖는 변조된 신호에 적용될 수도 있지만, 사용된 성분값에 따라, 특히 대략 10KHz 내지 200KHz의 주파수를 갖는 변조된 신호에 적용될 수 있다.
일부의 송수신 애플리케이션, 가령 셀룰러 전화에 대해, 30dB의 SINAD는 적절한 성능, 가령 그룹 지연 확산용으로 필요한 충분한 전력 여유를 제공하지는 못한다. 따라서, 도 6에 도시된 바와 같은 본 발명의 일 실시예에 따라, 다수의 전대역 통과 필터(600)는 s(t)2와 m(t)에서의 왜곡을 감소시키기 위해 사용된다.
다섯 개의 전대역 통과 필터(600)를 포함하고 있는 위상 시프터 네트워크(504)의 동작은 다음의 수학식으로 특징지어 진다.
(수학식 7)
(수학식 8)
도 8에 도시된 것이 s(t)1의 중심 주파수가 대략 60KHz일 경우 s(t)1'에 대해 대략 55dB의 SINAD를 발생시키도록, 다섯 개의 전대역 통과 필터(600)를 포함하고 있는 위상 시프터 네트워크(504)는 수많은 송수신 애플리케이션, 가령 무선 전화용으로 적합한 복조기(500)를 제공한다. 바람직하게도, 도 8에 도시된 바와 같은 다섯 개의 전대역 통과 필터(600)를 포함하고 있는 위상 시프터 네트워크(504)는 위상 시프터 네트워크(504)와 믹서(506) 사이에 인덕터 혹은 리미터의 사용을 요구하지 않아, 리미트된 구성요소의 공간이 이용될 수 있는 집적 회로 솔루션용으로 특히 적합하게 사용될 수 있다.
도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따른 위상 시프터 네트워크(504)를 도시하고 있다. 위상 시프터 네트워크(504)는 로우패스 베슬 필터(900) 및 리미터(902)로 구현된다. 로우패스 베슬 필터(900)는 입력 신호를 처리하며 비교적 낮은 그룹 지연 왜곡을 갖는 위상 시프트된 신호 s(t)1'을 제공한다. 리미터(902)는 로우패스 베슬 필터(900)에 의해 제공되는 신호 s(t)1'의 어떠한 진폭 변화를 보상함으로써 신호 s(t)1'를 처리하여 출력 신호 s(t)2를 제공한다.
도 9의 로우패스 베슬 필터(900)에 따르면, 출력 신호 s(t)2의 선형성은 선택된 로우패스 베슬 필터(900)의 차수에 의해 변화된다. 3차 로우패스 베슬 필터(900)는 비교적 낮은 왜곡을 갖는 신호 s(t)1의 중심 주파수에 이르기까지 적어도 90도 상에서 선형 위상 변화를 제공한다는 것이 알려졌다. 로우패스 베슬 필터(900)는 도 8의 전대역 통과 필터(600)와 유사한 전달 함수를 갖는다. 다른 차수의 베슬 필터는 특정 애플리케이션의 요건에 따라 사용될 수 있다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 gm 셀을 사용하여 3차 로우패스 베슬 필터(900)의 회로 구현예를 도시하고 있다. 또한 트랜스컨덕턴스 셀 혹은 전압 전류 변환기로 알려진 Gm 셀은 본 기술 분야에서 잘 알려져 있으며, 입력 전압을 출력 전류로 변환시키는데 사용된다. 도 10의 모든 gm 셀은 간략화하기 위해 단일 신호 입력과 단일 신호 출력으로 도시된다. 본 기술 분야에서 잘 알려져 있고 도 11a 및 도 11b에 도시된 바와 같이, gm 셀은 실제로 두 개의 입력과 두 개의 출력을 갖는다. 도 11a는 도 10의 gm 셀(902, 904, 906)용으로 사용되는 종래의 비반전 gm 셀(1100)을 도시하고 있다. 도 11b는 반전 출력을 갖는 종래의 gm 셀(1102)의 심볼 표시를 나타내고 있다.
로우패스 베슬 필터(900)는 입력 신호 s(t)1와 출력 신호 s(t)2사이의 출력 버퍼(908)와 직렬로 연결되어 있는 비반전 gm 셀(902, 904, 906)을 포함하고 있다. 로우패스 베슬 필터(900)는 또한 반전 gm 셀(910, 912, 914, 916)을 포함하고 있다. 반전 gm 셀(910)은 노드(917)에서 비반전 gm 셀(904)의 입력과 비반전 gm 셀(902)의 출력 사이에 병렬로 연결되어 있다. 반전 gm 셀(912)은 노드(918)에서 비반전 gm 셀(906)의 출력과 출력 버퍼(908)의 입력 사이에 병렬로 연결되어 있다. 반전 gm 셀(914)은 노드(917)와 노드(919) 사이의 비반전 gm 셀(904)과 병렬로 연결되어 있다. 반전 gm 셀(916)은 노드(918)와 노드(919) 사이의 비반전 gm 셀(906)과 병렬로 연결되어 있다.
로우패스 베슬 필터(900)는 또한 캐패시터(920, 922, 924)를 포함하고 있다. 캐패시터(920)는 노드(917)와 접지(925) 사이에 접속된다. 캐패시터(922)는 노드(919)와 접지(925) 사이에 접속된다. 캐패시터(924)는 노드(918)와 접지(925) 사이에 접속된다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 동조 입력(926)은 도 10, 11a, 11b에 도시된 바와 같이 각각의 gm 셀(902, 904, 906, 910, 912, 914, 916)에 접속된다. 간략화를 위해, 동조 입력(926)은 로우패스 베슬 필터(900)에 접속된 단일 커넥션으로서 도시되지만, 실제로는 도 11a, 11b에 도시된 바와 같이 각각의 gm 셀(902, 904, 906, 910, 912, 914, 916)에 접속되어 있다. 동조 입력(926)은 로우패스 베슬 필터(900)에서의 성분값과 기생 캐패시턴스의 변화를 설명하기 위해 gm 셀(902, 904, 906, 910, 912, 914, 916)의 전압 전류 변환 동작을 조정한다. 동조 입력(926)으로 인해, 로우패스 필터(900)의 동작은 동조되어, 입력 신호 s(t)1는 입력 신호 s(t)1의 중심 주파수에서 90도 만큼 위상 시프트된다. 중요하게도, 동조 입력(926)은 기준 클럭을 사용함으로써 c/gm 시정수를 조정하는 다른 회로(도시안됨)에 의한 동작 동안 로우패스 베슬 필터(900)가 다이나믹하게 동조되도록 하며, 동조 입력(926)상의 전압을 조정하여 위상 시프트가 90도가 되도록 한다.
도 10에 도시된 바와 같은 정규화된 로우패스 베슬 필터(900)의 동작은 다음의 수학식으로 특징지어 진다.
(수학식 9)
캐패시터(920, 922, 924)의 값은 특정 애플리케이션의 요건에 따라 선택된다. 그러한 하나의 애플리케이션에 따르면, 캐패시터(920, 922, 924)의 값은 집적 애플리케이션용을 적합한 대략 1 내지 15pf의 범위 내에 존재한다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 gm 셀(1200)의 회로 구성을 도시하고 있다. gm 셀(1200)은 노드(1204)와 노드(1206) 사이에 접속되어 있다. 노드(1204)는 2.7볼트의 전압원에 접속되어 있다. gm 셀(1200)은 또한 노드(1206)와 노드(1210) 사이에 접속된 NPN형 트랜지스터(1208)을 포함하고 있다. NMOSFET 트랜지스터(1212)는 노드(1210)와 접지(1214) 사이에 접속되어 있다.
gm 셀(1200)은 노드(1204)와 노드(1218) 사이에 접속된 전류원(1216)을 포함하고 있다. NPN 트랜지스터(1220)는 노드(1218)와 노드(1222) 사이에 접속된다. NMOSFET 트랜지스터(1224)는 노드(1222)와 접지(1214) 사이에 접속된다. 전류원(1202)은 화살표 1226으로 도시된 바와 같은 방향으로 흐르는 바이어스 전류를 발생시킨다. 전류원(1216)은 화살표 1228로 도시된 방향으로 흐르는 바이어스 전류를 발생시킨다.
gm 셀(1200)은 노드(1206)에서 네가티브 출력 전류(IOUT-)를 발생시키며, 노드(1218)에서 포지티브 출력 전류(IOUT+)를 발생시킨다. 동조 입력(926)은 NPN 트랜지스터(1208, 1220)의 게이트 입력들에 접속된다. NMOSFET 트랜지스터(1212)의 게이트 입력(1230)은 gm 셀(1200)의 포지티브 입력 전압(VIN+)에 접속된다. NPN 트랜지스터(1224)의 게이트 입력(1232)은 gm 셀(1200)의 네가티브 입력 전압(VIN-)에 접속된다.
로우패스 베슬 필터(900)의 실시예가 3차 베슬 필터를 중심으로 하여 기술되고 도시되고 있지만, 다른 차수의 베슬 필터들이 특정의 애플리케이션의 요건에 따라 사용될 수도 있다. 가령, 선형 요건이 절박한 것이 아닌 애플리케이션의 경우, 입력 신호 s(t)1의 중심 주파수에까지의 주파수들 상에서 출력 신호 s(t)2의 위상 변화의 선형성이 부족하다고 하더라고 저차수의 베슬 필터, 가령 2차 베슬 필터가 사용될 수 있다. 다른 애플리케이션은 상이한 위상 변화 상에서 보다 엄격한 선형성을 필요로 할 수 있으므로 5차 베슬 필터와 같은 고차수 베슬 필터가 사용될 수도 있다.
본 명세서에서 기술되는 기법은 주파수 변조 신호를 복조하는 종래의 방법에 비해 여러 장점을 갖는다. 가장 중요한 것은, 비교적 최소의 진폭 혹은 주파수 왜곡을 가지면서 입력 신호의 중심 주파수에까지 90도의 위상 변화의 선형성이 제공된다는 것이다. 인덕터의 사용이 제거되어, 집적 회로 애플리케이션에 매우 중요한 구현 사이즈를 감소시킬 수 있다. 전대력 통과 필터는 위상 시프터 네트워크(504) 다음에 추가의 리미터 스테이지의 사용을 필요로 하지 않아, 필요한 구성요소의 수를 감소시킬 수 있다. 최종적으로, 동조 입력(926)으로 인해, 로우패스 베슬 필터(900)의 동작은 다이나믹하게 조정될 수 있으며, 이에 따라 입력 신호 s(t)1는 입력 신호 s(t)1의 중심 주파수에서 90도만큼 위상 시프트된다.
전술한 바와 같이, 본 발명은 특정의 실시예를 참조하여 기술되었다. 그러나, 본 발명의 사상 및 범주 내에서 다양한 변화 및 변경이 가능함은 명백하다. 따라서, 본 명세서의 기술내용 및 첨부 도면은 제한적인 의미보다는 예시적인 것으로 간주되어야 한다.

Claims (13)

  1. 집적 회로에 사용되기에 적합한 낮은 왜곡의 위상 시프터 네트워크(504)에 있어서,
    캐스케이드형으로 연결된 다수의 전대역 통과 필터(600)를 포함하며,
    상기 전대역 통과 필터(600)의 각각은 중심 주파수에서 90도 미만의 위상 시프트를 제공하며 상기 캐스케이드형 다수의 전대역 필터(600)는 중심 주파수에서 전체 90도의 위상 시프트를 제공하는
    저왜곡 위상 시프터 네트워크.
  2. 제 1 항에 있어서,
    각각의 전대역 통과 필터가 90/N의 각도의 위상 시프트를 제공하는 N개의 전대역 통과 필터(600)를 포함하는 저왜곡 위상 시프터 네트워크.
  3. FM 복조기(500)에 있어서,
    캐스케이드형으로 연결된 다수의 전대역 통과 필터(600)를 포함하는 저왜곡 위상 시프터 네트워크를 포함하며,
    상기 전대역 통과 필터(600)의 각각은 중심 주파수에서 90도 미만의 위상 시프트를 제공하며 상기 캐스케이드형 다수의 전대역 필터(600)는 중심 주파수에서 전체 90도의 위상 시프트를 제공하는
    FM 복조기.
  4. 제 3 항에 있어서,
    주파수 변조 입력 신호에 응답하여 리미트된 진폭 신호를 제공하는 리미터(502)와,
    상기 리미터(502)에 접속된 제 1 입력과 상기 위상 시프터 네트워크(504)에 접속된 제 2 입력을 갖는 믹서(506)를 더 포함하며,
    상기 저왜곡 위상 시프터 네트워크(504)는 상기 리미터(502)로부터 상기 리미트된 진폭 신호를 수신하여 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호를 제공하며,
    상기 믹서(506)는 상기 리미트된 진폭 신호 및 상기 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호에 응답하여 복조된 출력 신호를 발생시키는 FM 복조기.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 위상 시프터 네트워크(504)는 각각의 전대역 통과 필터(600)가 90/N의 각도의 위상 시프트를 제공하는 N개의 전대역 통과 필터(600)를 포함하는 FM 복조기.
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 위상 시프터 네트워크(504)는 각각의 전대역 통과 필터(600)가 90/N의 각도의 위상 시프트를 제공하는 N개의 전대역 통과 필터(600)를 포함하는 FM 복조기.
  7. 주파수 변조 입력 신호를 처리하여 복조된 출력 신호를 제공하는 복조기(500)에 있어서,
    주파수 변조 입력 신호에 응답하여 사전결정된 진폭을 갖는 리미트된 진폭 신호를 제공하는 리미터(502)와,
    상기 리미터(502)에 연결되며 다수의 캐스케이드형 필터를 포함하는 위상 시프터 네트워크(504)― 상기 각각의 필터는 중심 주파수에서 사전결정된 위상 시프트를 제공하는 한편 선형 영역 내에서 동작하며, 상기 위상 시프터 네트워크(504)는 상기 리미트된 진폭 신호에 응답하여 다수의 필터들의 위상 시프트의 합이 동일하도록 중심 주파수에서 소정의 위상 시프트를 갖는 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호를 제공함― 와,
    상기 리미터(502) 및 상기 위상 시프터 네트워크(504)에 연결되며, 상기 리미트된 진폭 신호 및 상기 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호에 응답하여 리미트된 진폭 신호 성분과 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호 성분을 갖는 복조된 출력 신호를 발생시키는 신호 믹서(506)를 포함하는
    복조기.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 믹서(506)에 접속되며 상기 출력 신호에 응답하여 필터링된 출력 신호를 제공하는 필터(508)를 더 포함하는 복조기.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 다수의 필터는 전체 90도의 리미트된 진폭 신호의 위상 시프트를 제공하도록 구성된 다수의 전대역 통과 필터(600)를 포함하는 복조기.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 다수의 전대역 통과 필터(600)는, 각각이 18도의 리미트된 진폭 신호의 위상 시프트를 제공하도록 구성된 다섯 개의 전대역 통과 필터를 포함하는 복조기.
  11. 주파수 변조 입력 신호를 처리하여 출력 신호를 제공하는 복조기(500)에 있어서,
    주파수 변조 입력 신호에 응답하여 사전결정된 진폭을 갖는 리미트된 진폭 신호를 제공하는 제 1 리미터(502)와,
    상기 리미터(502)에 연결되며, 상기 리미트된 진폭 신호에 응답하여 제 1 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호를 발생시키는 로우패스 베슬 필터(900)와,
    상기 로우패스 베슬 필터(900)에 연결되며, 상기 제 1 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호에 응답하여 제 2 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호를 발생시키는 제 2 리미터(902)와,
    상기 제 1 리미터(502) 및 상기 제 2 리미터(902)에 연결되며, 상기 리미트된 진폭 신호 및 상기 제 2 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호에 응답하여 리미트된 진폭 신호 성분 및 위상 시프트되어 리미트된 진폭 신호 성분을 갖는 출력 신호를 발생시키는 신호 믹서(506)를 포함하는
    복조기.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 믹서(506)에 연결되며, 상기 출력 신호에 응답하여 필터링된 출력 신호를 제공하는 필터(508)를 더 포함하는 복조기.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 로우패스 베슬 필터(900)는 3차 로우패스 베슬 필터(900)인 복조기.
KR1020007002133A 1998-06-29 1999-06-14 위상 시프터 네트워크와 주파수 변조 복조기 KR20010023488A (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/107,184 1998-06-29
US09/107,184 US6137353A (en) 1998-06-29 1998-06-29 Linearized integrated FM demodulator using a plurality of cascaded all-pass filters or a bessel filter
PCT/IB1999/001096 WO2000001061A2 (en) 1998-06-29 1999-06-14 Linearized integrated frequency demodulator

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20010023488A true KR20010023488A (ko) 2001-03-26

Family

ID=22315278

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020007002133A KR20010023488A (ko) 1998-06-29 1999-06-14 위상 시프터 네트워크와 주파수 변조 복조기

Country Status (7)

Country Link
US (1) US6137353A (ko)
EP (1) EP1040565A2 (ko)
JP (1) JP2002519918A (ko)
KR (1) KR20010023488A (ko)
CN (1) CN1277773A (ko)
TW (1) TW488128B (ko)
WO (1) WO2000001061A2 (ko)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2001029981A1 (en) * 1999-10-20 2001-04-26 Maxim Integrated Products, Inc. Wireless transceivers using two integrated filters to enhanc e dynamic range
US6766148B1 (en) * 2000-03-21 2004-07-20 Koninklijke Phillips Electronics N.V. Switched sideband frequency low-IF transmitter
US7003028B1 (en) * 2000-08-29 2006-02-21 Maxtor Corporation Mixed signal adaptive boost equalization apparatus and method
CN102611469B (zh) * 2012-02-21 2016-06-08 中兴通讯股份有限公司 一种移相滤波方法
US9509274B2 (en) * 2014-09-18 2016-11-29 Northrop Grumman Systems Corporation Superconducting phase-shift system
US9338041B1 (en) * 2015-07-24 2016-05-10 Tm Ip Holdings, Llc Extracting carrier signals from modulated signals
JP6741946B2 (ja) * 2016-09-27 2020-08-19 アイコム株式会社 偏移制御回路および無線機
CN107959906B (zh) * 2017-11-20 2020-05-05 英业达科技有限公司 音效增强方法及音效增强系统

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4064361A (en) * 1975-12-31 1977-12-20 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Correlative timing recovery in digital data transmission systems
JPS5943643A (ja) * 1982-09-04 1984-03-10 Pioneer Electronic Corp Ｆｍ受信機
JPS62278813A (ja) * 1986-05-27 1987-12-03 Clarion Co Ltd 移相器
US4835792A (en) * 1988-01-25 1989-05-30 California Institute Of Technology Universal FM receiver for mobile communications
FR2647984B1 (fr) * 1989-06-06 1991-09-13 Labo Electronique Physique Circuit dephaseur ameliore
US5122879A (en) * 1990-06-01 1992-06-16 Citizen Watch Co., Ltd. Television synchronous receiver with phase shifter for reducing interference from a lower adjacent channel
GB2279526A (en) * 1993-06-02 1995-01-04 Vtech Communications Ltd Quadrature FM detector
US5414385A (en) * 1994-02-22 1995-05-09 Matsushita Communication Industrial Corporation Of America Dual mode FM quadrature detector
US5781418A (en) * 1996-12-23 1998-07-14 Philips Electronics North America Corporation Switching scheme for power supply having a voltage-fed inverter

Also Published As

Publication number Publication date
JP2002519918A (ja) 2002-07-02
TW488128B (en) 2002-05-21
WO2000001061A3 (en) 2000-03-23
EP1040565A2 (en) 2000-10-04
CN1277773A (zh) 2000-12-20
WO2000001061A2 (en) 2000-01-06
US6137353A (en) 2000-10-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100466471B1 (ko) 집적수신기
US7880546B2 (en) Amplifier and the method thereof
KR920007089B1 (ko) 무선 송.수신기
CA2242413C (en) A cmos microwave multiphase voltage controlled oscillator
US7088980B2 (en) Frequency converter with nonlinear distortion cancellation
KR20030054757A (ko) 저역통과필터 및 고역통과필터 특성의 로드를 이용한 능동직교위상신호 발생기
JP3164008B2 (ja) 無線受信機
US6114921A (en) Double-balanced modulator and quadri-phase shift keying device
KR20010023488A (ko) 위상 시프터 네트워크와 주파수 변조 복조기
WO1996013095A1 (en) A second generation low noise microwave voltage controlled oscillator
KR100373939B1 (ko) 균형잡힌위상분할회로
JP3504179B2 (ja) 周波数変換回路
CN116938270A (zh) 接收机电路
US8217715B2 (en) Active polyphase filter producing two difference outputs having phase difference of π/2 radians
CA2210547C (en) A microwave vco having reduced supply voltage
US4455539A (en) Switched capacitor all pass filter
EP1510001B1 (en) An amplifier circuit, gyrator circuit, filter device and method for amplifying a signal
US5751188A (en) FM demodulator using a switched capacitor phase shifter
JP3171247B2 (ja) 多機能演算回路
Sowlati et al. Linearized high efficiency Class E power amplifier for wireless communications
JPH09275321A (ja) 直交変調器
Hintea et al. On the design of a reconfigurable OTA-C filter for software radio
JP5032626B2 (ja) 増幅回路、ジャイレータ回路、信号を増幅するためのフィルタ・デバイス及び方法
JPH11154847A (ja) ９０度移相器
Goodge et al. Analog Signal Generation and Processing

Legal Events

Date Code Title Description
WITN Application deemed withdrawn, e.g. because no request for examination was filed or no examination fee was paid