JP2002519918A - 線形化および集積化された周波数復調器 - Google Patents
線形化および集積化された周波数復調器Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
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- Signal Processing (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高集積化が可能な線形的な周波数復調器を提供すること。
【解決手段】 周波数変調された信号を復調するアプローチは、移相器回路網を用いて周波数変調された信号を処理して該周波数変調された信号の中心周波数の近傍で比較的一定の振幅を有し、動作周波数範囲に亘って比較的直線的な位相変化を示す復調された信号を生成することに関する。本発明の実施の形態は、Ｎ個の全通過フィルタからなる移相器回路網とローパスベッセルフィルタを有する移相器回路網とを含む。
Description
【０００１】
本発明は、信号処理に関し、より具体的には、周波数変調された信号を復調す
る処理に関する。
る処理に関する。
【０００２】
周波数変調（ＦＭ）は、変調波に応じて電波の周波数を変更する変調方法であ
る。周波数が変更される電波を搬送波と称し、変調波を信号と呼ぶ。周波数変調
された電磁波は一定の振幅を有し、振幅変調された電磁波に比べて、自然および
人工の電磁放射源の双方からの影響を受けにくい。振幅変調された電磁波の場合
は、このような自然および人工の電磁放射源によって静電気が生ずることがある
。このような好ましい性能特性によって、ＦＭは、ラジオのような広い範囲の通
信システムに用いられ、また、最近では、無線コンピュータや無線電話のような
パーソナルコミュニケーションシステム（ＰＣＳ）に用いられている。
る。周波数が変更される電波を搬送波と称し、変調波を信号と呼ぶ。周波数変調
された電磁波は一定の振幅を有し、振幅変調された電磁波に比べて、自然および
人工の電磁放射源の双方からの影響を受けにくい。振幅変調された電磁波の場合
は、このような自然および人工の電磁放射源によって静電気が生ずることがある
。このような好ましい性能特性によって、ＦＭは、ラジオのような広い範囲の通
信システムに用いられ、また、最近では、無線コンピュータや無線電話のような
パーソナルコミュニケーションシステム（ＰＣＳ）に用いられている。
【０００３】 ＦＭに基づいたシステムにおける最も重要な特性は、周波数変調された情報か
らいかに正確に当初の情報に戻すことが可能であるかという点にある。周波数変
調された情報から当初の情報に戻す処理は、復調と呼ばれる。理想的なＦＭシス
テムにおいては、周波数変調された信号を復調することによって、当初変調され
た情報のみが得られる。例えば、１ＫＨｚの信号を変調し、その後、復調した場
合には、１ＫＨｚの信号のみが生成される。しかしながら、実際には、復調処理
においては当初の信号のみが復調されるだけではなく、他の調波についても復調
される。前述した例においては、変調された情報は、２ＫＨｚ、３ＫＨｚ、４Ｋ
Ｈｚのような部分信号を含む可能性がある。このような他の情報は、ＦＭシステ
ムの性能に悪い影響を及ぼすため望ましいものではない。従って、不所望の調波
による歪みの出力レベルを必要な情報の出力レベルよりも大幅に抑えることが理
想的である。
らいかに正確に当初の情報に戻すことが可能であるかという点にある。周波数変
調された情報から当初の情報に戻す処理は、復調と呼ばれる。理想的なＦＭシス
テムにおいては、周波数変調された信号を復調することによって、当初変調され
た情報のみが得られる。例えば、１ＫＨｚの信号を変調し、その後、復調した場
合には、１ＫＨｚの信号のみが生成される。しかしながら、実際には、復調処理
においては当初の信号のみが復調されるだけではなく、他の調波についても復調
される。前述した例においては、変調された情報は、２ＫＨｚ、３ＫＨｚ、４Ｋ
Ｈｚのような部分信号を含む可能性がある。このような他の情報は、ＦＭシステ
ムの性能に悪い影響を及ぼすため望ましいものではない。従って、不所望の調波
による歪みの出力レベルを必要な情報の出力レベルよりも大幅に抑えることが理
想的である。
【０００４】 図１に周波数変調された信号を復調するための従来のＦＭ遅延線路復調器１０
０を示す。復調器１００は、リミッタ１０２、移相器１０４、リミッタ１０６、
混合器１０８、およびフィルタ１１０を備える。s(t)で示され、中心周波数がｆ ＩＦ である周波数変調された入力信号は、リミッタ１０２に供給される。従来技
術において公知であるように、リミッタは入力信号を処理し、該入力信号に存在
する振幅がどのように変化した場合であっても、一定かつ所定の振幅を有する出
力信号を生成する。復調器内部の回路が振幅の変化に対して感度が高いときに、
ＦＭ復調器内でリミッタが用いられる。
０を示す。復調器１００は、リミッタ１０２、移相器１０４、リミッタ１０６、
混合器１０８、およびフィルタ１１０を備える。s(t)で示され、中心周波数がｆ ＩＦ である周波数変調された入力信号は、リミッタ１０２に供給される。従来技
術において公知であるように、リミッタは入力信号を処理し、該入力信号に存在
する振幅がどのように変化した場合であっても、一定かつ所定の振幅を有する出
力信号を生成する。復調器内部の回路が振幅の変化に対して感度が高いときに、
ＦＭ復調器内でリミッタが用いられる。
【０００５】 リミッタ１０２は、入力信号s(t)を処理し、移相器１０４および混合器１０８
の双方に対して一定かつ所定の振幅を有する制限された入力信号s(t)1を供給す
る。従来技術において公知であり、以下により詳細に説明するが、混合器１０８
は信号の振幅の変化に対して感度が高いため、混合器１０８に供給される信号は
すべて、比較的一定の振幅を有していなければならない。
の双方に対して一定かつ所定の振幅を有する制限された入力信号s(t)1を供給す
る。従来技術において公知であり、以下により詳細に説明するが、混合器１０８
は信号の振幅の変化に対して感度が高いため、混合器１０８に供給される信号は
すべて、比較的一定の振幅を有していなければならない。
【０００６】 移相器１０４は、周波数に依存したs(t)１の位相シフトを行い、位相シフトさ
れた信号s(t)２を生成する。位相シフトは、s(t)の中心周波数ｆＩＦで９０度に
なることが理想的である。以下により詳細に説明されるように、信号s(t)２は、
移相器１０４によって加えられた振幅および周波数の歪みを含むという特徴を有
する。リミッタ１０６は、信号s(t)２を処理して所定かつ一定の振幅を有する位
相シフトされた信号s(t)３を生成し、この信号s(t)３を混合器１０８に供給する
。混合器１０８は、信号s(t)３と信号s(t)１とを乗算し、変調信号ｍ（ｔ）と二
重の周波数期間２ｆＩＦとを含んだ信号s(t)４を生成する。信号s(t)４は、フィ
ルタ１１０によって処理され、信号ｍ（ｔ）が選択されて出力される。フィルタ
１１０は、通常は、ノイズを含む高周波数成分を除去するローパスフィルタであ
る。
れた信号s(t)２を生成する。位相シフトは、s(t)の中心周波数ｆＩＦで９０度に
なることが理想的である。以下により詳細に説明されるように、信号s(t)２は、
移相器１０４によって加えられた振幅および周波数の歪みを含むという特徴を有
する。リミッタ１０６は、信号s(t)２を処理して所定かつ一定の振幅を有する位
相シフトされた信号s(t)３を生成し、この信号s(t)３を混合器１０８に供給する
。混合器１０８は、信号s(t)３と信号s(t)１とを乗算し、変調信号ｍ（ｔ）と二
重の周波数期間２ｆＩＦとを含んだ信号s(t)４を生成する。信号s(t)４は、フィ
ルタ１１０によって処理され、信号ｍ（ｔ）が選択されて出力される。フィルタ
１１０は、通常は、ノイズを含む高周波数成分を除去するローパスフィルタであ
る。
【０００７】 従来より、移相器１０４は、抵抗器・コンデンサ・インダクタ（ＲＣＬ）回路
として構成されている。図２に、従来の移相器１０４のＲＣＬ構成を示す。移相
器１０４は、入力電圧（ＶＩＮ）と出力電圧（ＶＯＵＴ）との間に接続された抵
抗器２００とコンデンサ２０２とを備える。インダクタ２０４は、ＶＯＵＴとグ
ラウンド２０６との間に接続される。図４において示される移相器１０４の動作
は以下の等式を満たすような特徴を有する。
として構成されている。図２に、従来の移相器１０４のＲＣＬ構成を示す。移相
器１０４は、入力電圧（ＶＩＮ）と出力電圧（ＶＯＵＴ）との間に接続された抵
抗器２００とコンデンサ２０２とを備える。インダクタ２０４は、ＶＯＵＴとグ
ラウンド２０６との間に接続される。図４において示される移相器１０４の動作
は以下の等式を満たすような特徴を有する。
【０００８】
【数１】
【数２】 従来の移相器１０４のＲＣＬ構成は、理想的な移相器と比べると幾つかの短所
を有している。第一に、比較的低い中心周波数（ｆＩＦ）を有する変調された信
号を処理するために用いられる場合には、上記計算式に示されるように、「Ｌ」
のために大きなリアクタンスを得ることが困難である。例えば、Ｑが０．１であ
り、実際の抵抗が10Ｋオームの場合には、５ｍＨのインダクタンスが必要となる
ため、集積化が困難となり、集積化される用途においては一般的に実用的ではな
い。用語「Ｑ」は、当業界において、ＲＣＬ回路の品質因子（Ｑ特性：Quality
Factor）を示すものとして良く理解されている。上記等式（２）の計算において
比較的に大きいリアクタンスを得るためには、Ｌの値は比較的大きいものでなけ
ればならない。このため、大きな個別インダクタ部品を形成させるための大きな
空間が必要となり、集積化された半導体装置において実施することは困難である
。
を有している。第一に、比較的低い中心周波数（ｆＩＦ）を有する変調された信
号を処理するために用いられる場合には、上記計算式に示されるように、「Ｌ」
のために大きなリアクタンスを得ることが困難である。例えば、Ｑが０．１であ
り、実際の抵抗が10Ｋオームの場合には、５ｍＨのインダクタンスが必要となる
ため、集積化が困難となり、集積化される用途においては一般的に実用的ではな
い。用語「Ｑ」は、当業界において、ＲＣＬ回路の品質因子（Ｑ特性：Quality
Factor）を示すものとして良く理解されている。上記等式（２）の計算において
比較的に大きいリアクタンスを得るためには、Ｌの値は比較的大きいものでなけ
ればならない。このため、大きな個別インダクタ部品を形成させるための大きな
空間が必要となり、集積化された半導体装置において実施することは困難である
。
【０００９】 第二に、移相器１０４のＲＣＬ構成においては、所望しない量の振幅および位
相（ＡＭ−ＰＭ）の歪みが生ずるためにリミッタ１０６を用いることが必要とな
り、復調器１００が有用となる用途が制限される。移相器１０４によって提供さ
れる非線形状の位相シフト特性により、復調された信号ｍ（ｔ）は、約６０ＫＨ
ｚのような低い中心周波数で比較的低いSINADを有することになる。この用語「S
INAD」は、当業界において良く理解されたものであり、グラウンドの調波と統合
された高調波（２ｆｏ、３ｆｏ等： ｆｏは、ｍ（ｔ）の周波数を示す）との出
力（ｄＢ）比率を示すのに有用な数値である。移相器１０４の振幅および周波数
の歪みについて、図３および図４のグラフを参照してより詳細に説明する。
相（ＡＭ−ＰＭ）の歪みが生ずるためにリミッタ１０６を用いることが必要とな
り、復調器１００が有用となる用途が制限される。移相器１０４によって提供さ
れる非線形状の位相シフト特性により、復調された信号ｍ（ｔ）は、約６０ＫＨ
ｚのような低い中心周波数で比較的低いSINADを有することになる。この用語「S
INAD」は、当業界において良く理解されたものであり、グラウンドの調波と統合
された高調波（２ｆｏ、３ｆｏ等： ｆｏは、ｍ（ｔ）の周波数を示す）との出
力（ｄＢ）比率を示すのに有用な数値である。移相器１０４の振幅および周波数
の歪みについて、図３および図４のグラフを参照してより詳細に説明する。
【００１０】 図３は移相器１０４のＲＣＬ回路の変換関数３０２を周波数の関数として示し
たものである。グラフ３００によって示されるように、周波数範囲３０４（２Δ
ｆ）での中心周波数（ｆＩＦ）に対する移相器１０４の動作により、移相器１０
４によって位相シフトされた出力信号s(t)２の振幅に変化３０６（ΔＨ）が生み
出される。従って、s(t)２の振幅はｆＩＦ−ΔｆからｆＩＦ＋Δｆの周波数範囲
に亘って変化する（歪められる）。混合器１０８は、振幅に対する感度が極めて
高いため、移相器１０４の位相シフトされた出力信号s(t)２はリミッタ１０６に
よって一定の振幅を有する信号s(t)３を生成するように処理されなければならな
い。
たものである。グラフ３００によって示されるように、周波数範囲３０４（２Δ
ｆ）での中心周波数（ｆＩＦ）に対する移相器１０４の動作により、移相器１０
４によって位相シフトされた出力信号s(t)２の振幅に変化３０６（ΔＨ）が生み
出される。従って、s(t)２の振幅はｆＩＦ−ΔｆからｆＩＦ＋Δｆの周波数範囲
に亘って変化する（歪められる）。混合器１０８は、振幅に対する感度が極めて
高いため、移相器１０４の位相シフトされた出力信号s(t)２はリミッタ１０６に
よって一定の振幅を有する信号s(t)３を生成するように処理されなければならな
い。
【００１１】 図４のグラフ４００は、移相器１０４によって位相シフトされた出力信号s(t) ２ の周波数（Ｈｚ）に対する位相変化（度）をライン４０２によって示している
。ライン４０２によって示されているような移相器１０４の非線形動作によって
、復調された信号ｍ（ｔ）（図１参照）は、比較的低いSINADを有することにな
るため、復調器１００は、高品質の無線通信のような高いSINADの用途には一般
的に適さないものとなる。比較のために、グラフ４００には、周波数に対する理
想的な線形的な位相シフトを示すライン４０４が含まれている。
。ライン４０２によって示されているような移相器１０４の非線形動作によって
、復調された信号ｍ（ｔ）（図１参照）は、比較的低いSINADを有することにな
るため、復調器１００は、高品質の無線通信のような高いSINADの用途には一般
的に適さないものとなる。比較のために、グラフ４００には、周波数に対する理
想的な線形的な位相シフトを示すライン４０４が含まれている。
【００１２】 ＦＭ信号を復調する必要性と従来のアプローチにおける制約とを踏まえて、イ
ンダクタを必要とせずに無線通信の用途のために十分に高いSINADを有する復調
された信号を生成するＦＭ信号を復調するアプローチを行うことが強く望まれて
いる。
ンダクタを必要とせずに無線通信の用途のために十分に高いSINADを有する復調
された信号を生成するＦＭ信号を復調するアプローチを行うことが強く望まれて
いる。
【００１３】
本発明の一つの側面は、周波数変調された入力信号を処理して出力信号を生成
るする復調器が、所定の振幅を有する制限された振幅の信号を生成するために、
周波数変調された入力信号に対して応答性を有するリミッタを備えることである
。移相器回路網は、リミッタに連結され、複数のフィルタを備える。移相器回路
網は、制限された振幅の信号に対して応答性を有し、位相シフトされた、制限さ
れた振幅の信号を生成する。信号混合器は、リミッタおよび移相器回路網の双方
に連結され、制限された振幅の信号と位相シフトされ制限された振幅の信号との
双方に対して応答性を有し、制限された振幅の信号成分と位相シフトされ制限さ
れた振幅の信号成分とを有する出力信号を生成する。
るする復調器が、所定の振幅を有する制限された振幅の信号を生成するために、
周波数変調された入力信号に対して応答性を有するリミッタを備えることである
。移相器回路網は、リミッタに連結され、複数のフィルタを備える。移相器回路
網は、制限された振幅の信号に対して応答性を有し、位相シフトされた、制限さ
れた振幅の信号を生成する。信号混合器は、リミッタおよび移相器回路網の双方
に連結され、制限された振幅の信号と位相シフトされ制限された振幅の信号との
双方に対して応答性を有し、制限された振幅の信号成分と位相シフトされ制限さ
れた振幅の信号成分とを有する出力信号を生成する。
【００１４】 本発明の別の側面によると、周波数変調された信号を処理して出力信号を生成
るする方法は、周波数変調された信号を処理することによって所定の振幅を有す
る制限された振幅の信号を生成するステップと、複数の全通過フィルタを用いて
制限された振幅の信号を処理することによって位相シフトされ制限された振幅の
信号を生成するステップと、制限された振幅の信号と位相シフトされ制限された
信号とを処理することによって制限された振幅の信号成分と位相シフトされ制限
された振幅の成分とを有する出力信号を生成するステップとを有する。
るする方法は、周波数変調された信号を処理することによって所定の振幅を有す
る制限された振幅の信号を生成するステップと、複数の全通過フィルタを用いて
制限された振幅の信号を処理することによって位相シフトされ制限された振幅の
信号を生成するステップと、制限された振幅の信号と位相シフトされ制限された
信号とを処理することによって制限された振幅の信号成分と位相シフトされ制限
された振幅の成分とを有する出力信号を生成するステップとを有する。
【００１５】 本発明の他の側面によると、周波数変調された入力信号を処理して出力信号を
生成する復調器は、所定の振幅を有する制限された振幅の信号を生成するために
周波数変調された入力信号に対して応答性を有する第一のリミッタを備える。リ
ミッタには、第一の位相シフトされ制限された振幅の信号を生成するために制限
された振幅信号に対して応答性を有するローパスベッセルフィルタが連結される
。ローパスベッセルフィルタには、第二の位相シフトされ制限された振幅の信号
を生成するために、第一の位相シフトされ制限された振幅の信号に対して応答性
を有する第二のリミッタが連結される。第一のリミッタおよび第二のリミッタの
双方に対し、制限された振幅の信号成分と位相シフトされ制限された振幅の信号
成分とを有する出力信号を生成するために、制限された振幅の信号および第二の
位相シフトされ制限された振幅の信号に対して応答性を有する信号混合器が連結
される。
生成する復調器は、所定の振幅を有する制限された振幅の信号を生成するために
周波数変調された入力信号に対して応答性を有する第一のリミッタを備える。リ
ミッタには、第一の位相シフトされ制限された振幅の信号を生成するために制限
された振幅信号に対して応答性を有するローパスベッセルフィルタが連結される
。ローパスベッセルフィルタには、第二の位相シフトされ制限された振幅の信号
を生成するために、第一の位相シフトされ制限された振幅の信号に対して応答性
を有する第二のリミッタが連結される。第一のリミッタおよび第二のリミッタの
双方に対し、制限された振幅の信号成分と位相シフトされ制限された振幅の信号
成分とを有する出力信号を生成するために、制限された振幅の信号および第二の
位相シフトされ制限された振幅の信号に対して応答性を有する信号混合器が連結
される。
【００１６】 本発明の他の側面および特徴は、以下の説明および請求項から明らかになるで
あろう。
あろう。
【００１７】
本発明の実施の形態は例示的に示されるものであり、制限されるものではない
。添付図面において、同一の要素に対しては同一の参照符号が付されている。
。添付図面において、同一の要素に対しては同一の参照符号が付されている。
【００１８】 以下において、説明のために、本発明の完全な理解を可能とするために具体的
な詳細が記載される。しかしながら、これらの具体的な詳細によらずに本発明が
実施されることが理解されよう。不必要に本発明を曖昧にすることを回避するた
め、他の例においては、公知の構造および装置がブロック図によって描かれてい
る。
な詳細が記載される。しかしながら、これらの具体的な詳細によらずに本発明が
実施されることが理解されよう。不必要に本発明を曖昧にすることを回避するた
め、他の例においては、公知の構造および装置がブロック図によって描かれてい
る。
【００１９】 周波数変調された信号を復調するアプローチは、移相器回路網を用いて周波数
変調された信号を処理することによって、周波数変調された信号の中心周波数の
近傍で比較的に一定の振幅を有し、動作周波数範囲に亘って比較的に線形的に位
相変化する復調信号を生成することに関する。復調された信号は比較的に高いSI
NADを有することから、本アプローチは、電気通信や無線電話のような高いSINAD
を必要とする用途に適切なものとなる。さらに、本アプローチは、移相回路網に
インダクタを使用する必要がないため、復調器が小型となり、集積回路の用途に
非常に適したものとなる。本発明の実施の形態は、限定するものではないが、Ｎ
個の全通過フィルタを備える移相器回路網と、ローパスベッセルフィルタを備え
る移相器回路網とを含む。これらの移相器回路網の双方について、以下に詳細に
説明する。
変調された信号を処理することによって、周波数変調された信号の中心周波数の
近傍で比較的に一定の振幅を有し、動作周波数範囲に亘って比較的に線形的に位
相変化する復調信号を生成することに関する。復調された信号は比較的に高いSI
NADを有することから、本アプローチは、電気通信や無線電話のような高いSINAD
を必要とする用途に適切なものとなる。さらに、本アプローチは、移相回路網に
インダクタを使用する必要がないため、復調器が小型となり、集積回路の用途に
非常に適したものとなる。本発明の実施の形態は、限定するものではないが、Ｎ
個の全通過フィルタを備える移相器回路網と、ローパスベッセルフィルタを備え
る移相器回路網とを含む。これらの移相器回路網の双方について、以下に詳細に
説明する。
【００２０】 本発明の実施の形態に係わる周波数変調された信号を復調するための復調器５
００を図５に示す。復調器５００は、リミッタ５０２、移相器回路網５０４、混
合器５０６およびフィルタ５０８を備える。リミッタ５０２は、入力信号s(t)を
処理し、一定かつ所定の振幅を有する制限された入力信号s(t)１を生成し、移相
器回路網５０４および混合器５０６の双方に供給する。移相器回路網５０４は、
s(t)１の中心周波数ｆＩＦでs(t)１の周波数に依存した９０度の位相シフトを行
い、位相シフトされた信号s(t)２を生成する。混合器５０６は、s(t)１とs(t)２ とを結合し、信号ｍ（ｔ）と高周波数成分を含む信号、即ち、ｆＩＦ、２ｆＩＦ 、３ｆＩＦ等におけるs(t)１とを含む信号S(t)３を生成する。信号s(t)３は、フ
ィルタ５０８によって処理され、s(t)１の高次成分、即ち、ｆＩＦ、２ｆＩＦ、
３ｆＩＦ等におけるs(t)１を除去して出力信号ｍ（ｔ）を生成する。
００を図５に示す。復調器５００は、リミッタ５０２、移相器回路網５０４、混
合器５０６およびフィルタ５０８を備える。リミッタ５０２は、入力信号s(t)を
処理し、一定かつ所定の振幅を有する制限された入力信号s(t)１を生成し、移相
器回路網５０４および混合器５０６の双方に供給する。移相器回路網５０４は、
s(t)１の中心周波数ｆＩＦでs(t)１の周波数に依存した９０度の位相シフトを行
い、位相シフトされた信号s(t)２を生成する。混合器５０６は、s(t)１とs(t)２ とを結合し、信号ｍ（ｔ）と高周波数成分を含む信号、即ち、ｆＩＦ、２ｆＩＦ 、３ｆＩＦ等におけるs(t)１とを含む信号S(t)３を生成する。信号s(t)３は、フ
ィルタ５０８によって処理され、s(t)１の高次成分、即ち、ｆＩＦ、２ｆＩＦ、
３ｆＩＦ等におけるs(t)１を除去して出力信号ｍ（ｔ）を生成する。
【００２１】 好ましい実施の形態において、復調器５００は、図示されている接続線のそれ
ぞれが、供給除去比を高めるために互いに180度の逆位相になっている二つの接
続線を含む差動回路として構成されるものである。しかしながら、図５において
は、図面を簡略化するため、接続線は単一の線として描かれている。
ぞれが、供給除去比を高めるために互いに180度の逆位相になっている二つの接
続線を含む差動回路として構成されるものである。しかしながら、図５において
は、図面を簡略化するため、接続線は単一の線として描かれている。
【００２２】 図６は、本発明の実施の形態に係わる移相器回路網５０４の全通過フィルタ回
路網を示すブロック図である。本実施の形態によると、移相器回路網５０４は、
s(t)１の振幅または周波数の歪みが最小になるように周波数変調された信号s(t) １ の９０度の位相シフトを共に行うＮ個の全通過フィルタ６００を備える。以下
により詳細に説明されるように、好ましくは、全通過フィルタ６００は、同量の
位相シフト、即ち、９０／Ｎ度の位相シフトをそれぞれ行うが、それぞれが異な
る量の位相シフトを行うようにしてもよい。第一の全通過フィルタ６００は、入
力信号s(t)１を処理し、位相シフトされた信号s(t)１’を生成する。位相シフト
された信号s(t)１’は、位相シフトされた信号s(t)１”を生成する第二の全通過
フィルタ６００によって処理される。この処理は、最後の全通過フィルタが信号
s(t)２を生成するまで続けられる。このアプローチによって、少なくとも９０度
までは、s(t)１の中心周波数（ｆＩＦ）に至るまで比較的に線形状のs(t)１の位
相変化が生み出される。
路網を示すブロック図である。本実施の形態によると、移相器回路網５０４は、
s(t)１の振幅または周波数の歪みが最小になるように周波数変調された信号s(t) １ の９０度の位相シフトを共に行うＮ個の全通過フィルタ６００を備える。以下
により詳細に説明されるように、好ましくは、全通過フィルタ６００は、同量の
位相シフト、即ち、９０／Ｎ度の位相シフトをそれぞれ行うが、それぞれが異な
る量の位相シフトを行うようにしてもよい。第一の全通過フィルタ６００は、入
力信号s(t)１を処理し、位相シフトされた信号s(t)１’を生成する。位相シフト
された信号s(t)１’は、位相シフトされた信号s(t)１”を生成する第二の全通過
フィルタ６００によって処理される。この処理は、最後の全通過フィルタが信号
s(t)２を生成するまで続けられる。このアプローチによって、少なくとも９０度
までは、s(t)１の中心周波数（ｆＩＦ）に至るまで比較的に線形状のs(t)１の位
相変化が生み出される。
【００２３】 図７は本発明の実施の形態に係わる異なる個数の全通過フィルタ６００を用い
て構成された移相器回路網５０４における周波数（Ｈｚ）を関数とする位相変化
（度）の線形性を示すチャート７００である。チャート７００には、本発明に係
わる一個から五個の全通過フィルタ６００を用いて構成される移相器回路網の位
相変化の線形性を示す位相変化曲線７０２のセットが含まれている。位相変化曲
線７０２は、位相器回路網５０４の実際の正確な応答を必ずしも示すものではな
いが、異なる個数の全通過フィルタ６００を用いて構成された移相器回路網５０
４の比較的な線形性を示しており、移相器回路網５０４における全通過フィルタ
６００の個数が増えるに従って移相器回路網５０４の線形性が一般的に向上する
ことを示している。理想的には、移相器回路網５０４は、s(t)１の中心周波数（
ｆＩＦ）において、s(t)１の９０度の位相シフトを行う。
て構成された移相器回路網５０４における周波数（Ｈｚ）を関数とする位相変化
（度）の線形性を示すチャート７００である。チャート７００には、本発明に係
わる一個から五個の全通過フィルタ６００を用いて構成される移相器回路網の位
相変化の線形性を示す位相変化曲線７０２のセットが含まれている。位相変化曲
線７０２は、位相器回路網５０４の実際の正確な応答を必ずしも示すものではな
いが、異なる個数の全通過フィルタ６００を用いて構成された移相器回路網５０
４の比較的な線形性を示しており、移相器回路網５０４における全通過フィルタ
６００の個数が増えるに従って移相器回路網５０４の線形性が一般的に向上する
ことを示している。理想的には、移相器回路網５０４は、s(t)１の中心周波数（
ｆＩＦ）において、s(t)１の９０度の位相シフトを行う。
【００２４】 曲線７０４は、s(t)１の中心周波数（ｆＩＦ）において、s(t)１の９０度の位
相シフトを完全に行う単一の全通過フィルタ６００を用いて構成された移相器回
路網５０４の位相変化の線形性を概ね示している。曲線７０６は、s(t)１の中心
周波数（ｆＩＦ）において、s(t)１の４５度の位相シフトをそれぞれ行う二個の
全通過フィルタ６００を用いて構成された移相器回路網５０４の位相変化の線形
性を概ね示している。曲線７０８は、s(t)１の中心周波数（ｆＩＦ）において、
s(t)１の３０度の位相シフトをそれぞれ行う三個の全通過フィルタ６００を用い
て構成された移相器回路網５０４の位相変化の線形性を概ね示している。曲線７
１０は、s(t)１の中心周波数（ｆＩＦ）において、s(t)１の２２．５度の位相シ
フトをそれぞれ行う四個の全通過フィルタ６００を用いて構成された移相器回路
網５０４の位相変化の線形性を概ね示している。曲線７１２は、s(t)１の中心周
波数（ｆＩＦ）において、s(t)１の１８度の位相シフトをそれぞれ行う五個の全
通過フィルタ６００を用いて構成された移相器回路網５０４の位相変化の線形性
を概ね示している。
相シフトを完全に行う単一の全通過フィルタ６００を用いて構成された移相器回
路網５０４の位相変化の線形性を概ね示している。曲線７０６は、s(t)１の中心
周波数（ｆＩＦ）において、s(t)１の４５度の位相シフトをそれぞれ行う二個の
全通過フィルタ６００を用いて構成された移相器回路網５０４の位相変化の線形
性を概ね示している。曲線７０８は、s(t)１の中心周波数（ｆＩＦ）において、
s(t)１の３０度の位相シフトをそれぞれ行う三個の全通過フィルタ６００を用い
て構成された移相器回路網５０４の位相変化の線形性を概ね示している。曲線７
１０は、s(t)１の中心周波数（ｆＩＦ）において、s(t)１の２２．５度の位相シ
フトをそれぞれ行う四個の全通過フィルタ６００を用いて構成された移相器回路
網５０４の位相変化の線形性を概ね示している。曲線７１２は、s(t)１の中心周
波数（ｆＩＦ）において、s(t)１の１８度の位相シフトをそれぞれ行う五個の全
通過フィルタ６００を用いて構成された移相器回路網５０４の位相変化の線形性
を概ね示している。
【００２５】 従って、９０度の位相シフトを達成するために使用される全通過フィルタの個
数が多い程、移相器回路網５０４の線形性が向上する。曲線７１２に示されるよ
うに、本発明の実施の形態に係わる五個の全通過フィルタ６００を用いて構成さ
れた移相器回路網５０４によって、比較的に線形的な位相変化の応答、即ち、比
較的に低いＰＭの歪みが達成される。さらに、五個の全通過フィルタ６００を用
いた構成によって、変調された信号の中心周波数（ｆＩＦ）近傍において振幅の
歪みが十分に小さくなるため、復調器５００は移相器回路網５０４と混合器５０
６との間のリミッタステージが不要となる。本発明の一つの実施の形態によると
、移相器回路網５０４に五個の全通過フィルタ６００を用いた構成では、無線通
信のような多くの通信に適切な約６０デシベル（ｄＢ）のSINADを有する復調さ
れた信号が生成される。五個の全通過フィルタ６００を用いた構成によって提供
される比較的に線形状の位相変化の応答は、各々の全通過フィルタ６００をそれ
ぞれの線形範囲で動作させることによって達成され、結果として、移相器回路網
５０４の全体の歪みが低減される。単一の全通過フィルタを用いた構成において
は、隅の部分は非線形動作領域に存在するため、復調された信号のSINADが低減
される。一方、五個の全通過フィルタを用いた構成においては、隅の部分が全通
過フィルタ６００の線形領域に移動する。
数が多い程、移相器回路網５０４の線形性が向上する。曲線７１２に示されるよ
うに、本発明の実施の形態に係わる五個の全通過フィルタ６００を用いて構成さ
れた移相器回路網５０４によって、比較的に線形的な位相変化の応答、即ち、比
較的に低いＰＭの歪みが達成される。さらに、五個の全通過フィルタ６００を用
いた構成によって、変調された信号の中心周波数（ｆＩＦ）近傍において振幅の
歪みが十分に小さくなるため、復調器５００は移相器回路網５０４と混合器５０
６との間のリミッタステージが不要となる。本発明の一つの実施の形態によると
、移相器回路網５０４に五個の全通過フィルタ６００を用いた構成では、無線通
信のような多くの通信に適切な約６０デシベル（ｄＢ）のSINADを有する復調さ
れた信号が生成される。五個の全通過フィルタ６００を用いた構成によって提供
される比較的に線形状の位相変化の応答は、各々の全通過フィルタ６００をそれ
ぞれの線形範囲で動作させることによって達成され、結果として、移相器回路網
５０４の全体の歪みが低減される。単一の全通過フィルタを用いた構成において
は、隅の部分は非線形動作領域に存在するため、復調された信号のSINADが低減
される。一方、五個の全通過フィルタを用いた構成においては、隅の部分が全通
過フィルタ６００の線形領域に移動する。
【００２６】 同一の回路要素を用いた単一の全通過フィルタ６００の設計が全ての全通過フ
ィルタ６００に使用することが可能であるため、同一量の位相シフトを行う全通
過フィルタ６００を用いることが都合が良い。しかしながら、特定の用途の条件
に従って、各々の全通過フィルタの行う位相シフトの量を異なるものしてもよい
。
ィルタ６００に使用することが可能であるため、同一量の位相シフトを行う全通
過フィルタ６００を用いることが都合が良い。しかしながら、特定の用途の条件
に従って、各々の全通過フィルタの行う位相シフトの量を異なるものしてもよい
。
【００２７】 本発明の一つの実施の形態によれば、移相器回路網５０４における全通過フィ
ルタ６００が異なる量の位相シフトを行い、全体の位相シフトの量（９０度）が
同一となる。例えば、特定の五個の全通過フィルタ６００を用いた構成において
は、五個の全通過フィルタ６００のうち四個が２０度の位相シフトを行い、五番
目の全通過フィルタ６００が１０度の位相シフトを行う。さらに他の位相シフト
の組み合わを用いることも可能である。
ルタ６００が異なる量の位相シフトを行い、全体の位相シフトの量（９０度）が
同一となる。例えば、特定の五個の全通過フィルタ６００を用いた構成において
は、五個の全通過フィルタ６００のうち四個が２０度の位相シフトを行い、五番
目の全通過フィルタ６００が１０度の位相シフトを行う。さらに他の位相シフト
の組み合わを用いることも可能である。
【００２８】 図８は、本発明の実施の形態に係わる全通過フィルタ６００の回路構成を示し
ている。全通過フィルタ６００は、第一の抵抗器とコンデンサ（ＲＣ）のペア６
０２と、第二のＲＣのペア６０４と、入力信号s(t)１と出力信号s(t)１’との間
に直列に接続された出力バッファ６０６とを含む。出力信号s(t)１’は、全通過
フィルタ６００によって処理された後のs(t)１を表している。第一のＲＣのペア
６０２は、s(t)１とグラウンド６１１との間の抵抗器６１０と直列に接続された
コンデンサ６０８を含む。第二のＲＣのペア６０４は、s(t)１とグラウンド６１
１との間のコンデンサ６１４に直列に接続された抵抗器６１２を含む。好ましく
は、出力バッファ６０６は、非反転入力（＋）と反転入力（−）を備え、ゲイン
が１である単一ゲイン増幅器である。出力バッファ６０６の非反転入力（＋）は
コンデンサ６０８と抵抗器６１０との間のノード６１６に接続されている。（−
）で示された出力バッファ６０６の反転入力は、抵抗器６１２とコンデンサ６１
４との間のノード６１８に接続されている。出力バッファ６０６は、出力におい
てs(t)１’を生成する。図８に示された全通過フィルタ６００の回路構成におけ
る動作は以下の等式を満たすような特徴を有する。
ている。全通過フィルタ６００は、第一の抵抗器とコンデンサ（ＲＣ）のペア６
０２と、第二のＲＣのペア６０４と、入力信号s(t)１と出力信号s(t)１’との間
に直列に接続された出力バッファ６０６とを含む。出力信号s(t)１’は、全通過
フィルタ６００によって処理された後のs(t)１を表している。第一のＲＣのペア
６０２は、s(t)１とグラウンド６１１との間の抵抗器６１０と直列に接続された
コンデンサ６０８を含む。第二のＲＣのペア６０４は、s(t)１とグラウンド６１
１との間のコンデンサ６１４に直列に接続された抵抗器６１２を含む。好ましく
は、出力バッファ６０６は、非反転入力（＋）と反転入力（−）を備え、ゲイン
が１である単一ゲイン増幅器である。出力バッファ６０６の非反転入力（＋）は
コンデンサ６０８と抵抗器６１０との間のノード６１６に接続されている。（−
）で示された出力バッファ６０６の反転入力は、抵抗器６１２とコンデンサ６１
４との間のノード６１８に接続されている。出力バッファ６０６は、出力におい
てs(t)１’を生成する。図８に示された全通過フィルタ６００の回路構成におけ
る動作は以下の等式を満たすような特徴を有する。
【００２９】
【数３】
【数４】
【数５】 Ｑ＝１ …（６） コンデンサ６０８、抵抗器６１０、抵抗器６１２、およびコンデンサ６１４の
成分の値は、アプリケーションの特定の用途に応じて選択される。このような用
途の一つにおいて、図８のように構成される全通過フィルタ６００は、s(t)１の
中心周波数ｆＩＦが約６０ＫＨｚであるとき、s(t)１’は３０ｄＢのSINADを生
み出す。この適用例において、コンデンサ６０８、抵抗器６１０、抵抗器６１２
、およびコンデンサ６１４の成分の値は次のようになる。コンデンサ６０８は５
ｐＦ、抵抗器６１０は１００Ｋｏｈｍ、抵抗器６１２は１００Ｋｏｈｍ、コンデ
ンサ６１４は５ｐＦである。
成分の値は、アプリケーションの特定の用途に応じて選択される。このような用
途の一つにおいて、図８のように構成される全通過フィルタ６００は、s(t)１の
中心周波数ｆＩＦが約６０ＫＨｚであるとき、s(t)１’は３０ｄＢのSINADを生
み出す。この適用例において、コンデンサ６０８、抵抗器６１０、抵抗器６１２
、およびコンデンサ６１４の成分の値は次のようになる。コンデンサ６０８は５
ｐＦ、抵抗器６１０は１００Ｋｏｈｍ、抵抗器６１２は１００Ｋｏｈｍ、コンデ
ンサ６１４は５ｐＦである。
【００３０】 本発明の実施の形態は、特に、使用される成分の値に応じて、約１０ＫＨｚか
ら約２００ＫＨｚの周波数を有する復調された信号に適用することが可能である
。しかしながら、本発明を異なる周波数を有する変調された信号に適用すること
も可能である。
ら約２００ＫＨｚの周波数を有する復調された信号に適用することが可能である
。しかしながら、本発明を異なる周波数を有する変調された信号に適用すること
も可能である。
【００３１】 例えば、移動電話のような幾つかの電気通信の用途においては、３０ｄＢのSI
NADでは、例えば、群遅延スプレッドのような適切な性能に要求される出力マー
ジンを十分に供給することが不可能である。そのため、図６に示された上述した
本発明の実施の形態に従って、s(t)２およびｍ（ｔ）における歪みを低減するた
めに、複数の全通過フィルタ６００が用いられる。
NADでは、例えば、群遅延スプレッドのような適切な性能に要求される出力マー
ジンを十分に供給することが不可能である。そのため、図６に示された上述した
本発明の実施の形態に従って、s(t)２およびｍ（ｔ）における歪みを低減するた
めに、複数の全通過フィルタ６００が用いられる。
【００３２】 五個の全通過フィルタ６００を含む移相器回路網５０４の動作は、以下の等式
を満たすような特徴を有する。
を満たすような特徴を有する。
【００３３】
【数６】
【数７】 図８に示されているような五個の全通過フィルタ６００を含む移相器回路網５
０４は、s(t)１の中心周波数ｆＩＦが約６０ＫＨｚであるとき、s(t)’について
約５５ｄＢのSINADを生成するため、復調器５００が無線電話のような多くの電
気通信に適したものとなる。図８に示されているような五個の全通過フィルタ６
００を含む移相器回路網５０４は、移相器回路網５０４と混合器５０６との間の
インダクタまたはリミッタの使用を必要としないという利点を有し、移相器回路
網５０４が、構成部品のために限られた空間しか利用できないという集積回路の
問題解決に特に有用となる。
０４は、s(t)１の中心周波数ｆＩＦが約６０ＫＨｚであるとき、s(t)’について
約５５ｄＢのSINADを生成するため、復調器５００が無線電話のような多くの電
気通信に適したものとなる。図８に示されているような五個の全通過フィルタ６
００を含む移相器回路網５０４は、移相器回路網５０４と混合器５０６との間の
インダクタまたはリミッタの使用を必要としないという利点を有し、移相器回路
網５０４が、構成部品のために限られた空間しか利用できないという集積回路の
問題解決に特に有用となる。
【００３４】 図９は、他の実施の形態に係わる移相器回路網５０４を示している。移相器回
路網５０４は、ローパスベッセルフィルタ９００とリミッタ９０２を有するよう
に構成される。ローパスベッセルフィルタ９００は、入力信号s(t)１を処理し、
比較的低い群遅延の歪みを有する位相シフトされた信号s(t)１’を生成する。リ
ミッタ９０２は、ローパスベッセルフィルタ９００によって供給された信号s(t) １ ’における振幅の変化を補償することによって信号s(t)１’を処理して出力信
号s(t)２を生成する。
路網５０４は、ローパスベッセルフィルタ９００とリミッタ９０２を有するよう
に構成される。ローパスベッセルフィルタ９００は、入力信号s(t)１を処理し、
比較的低い群遅延の歪みを有する位相シフトされた信号s(t)１’を生成する。リ
ミッタ９０２は、ローパスベッセルフィルタ９００によって供給された信号s(t) １ ’における振幅の変化を補償することによって信号s(t)１’を処理して出力信
号s(t)２を生成する。
【００３５】 図９のローパスベッセルフィルタ９００の構成によると、出力信号s(t)２の線
形性は、ローパスベッセルフィルタ９００の次数によって変化する。三次のロー
パスベッセルフィルタ９００により比較的歪みが小さい、信号s(t)１の中心周波
数（ｆＩＦ）まで、少なくとも９０度に亘る線形的な位相変化が生成されること
が判明している。ローパスベッセルフィルタ９００は、図８の全通過フィルタ６
００と同様の変換機能を有する。特定の用途の条件に応じて他の次数のベッセル
フィルタを用いることもできる。
形性は、ローパスベッセルフィルタ９００の次数によって変化する。三次のロー
パスベッセルフィルタ９００により比較的歪みが小さい、信号s(t)１の中心周波
数（ｆＩＦ）まで、少なくとも９０度に亘る線形的な位相変化が生成されること
が判明している。ローパスベッセルフィルタ９００は、図８の全通過フィルタ６
００と同様の変換機能を有する。特定の用途の条件に応じて他の次数のベッセル
フィルタを用いることもできる。
【００３６】 図１０は、本発明の実施の形態に係わるｇｍセルを使用した三次のローパスベ
ッセルフィルタ９００の回路構成を示している。相互コンダクタンスセルまたは
電圧から電流への変換器としても知られているｇｍセルは、当業界において公知
であり、入力電圧を出力電流に変換するために用いられる。簡略化のため、図１
０において、全てのｇｍセルは単一の信号入力と単一の信号出力を有するように
示されている。当業界においては公知であり、図１１（ａ）および図１１（ｂ）
に示されているようにｇｍセルは、実際には二つの入力と二つの出力を有する。
図１１（ａ）は、図１０のｇｍセル９０２、９０４、および９０６に用いられる
従来の非反転型ｇｍセル１１００を示している。図１１（ｂ）は、反転出力を有
する従来の反転型ｇｍセル１１０２を記号により示している。
ッセルフィルタ９００の回路構成を示している。相互コンダクタンスセルまたは
電圧から電流への変換器としても知られているｇｍセルは、当業界において公知
であり、入力電圧を出力電流に変換するために用いられる。簡略化のため、図１
０において、全てのｇｍセルは単一の信号入力と単一の信号出力を有するように
示されている。当業界においては公知であり、図１１（ａ）および図１１（ｂ）
に示されているようにｇｍセルは、実際には二つの入力と二つの出力を有する。
図１１（ａ）は、図１０のｇｍセル９０２、９０４、および９０６に用いられる
従来の非反転型ｇｍセル１１００を示している。図１１（ｂ）は、反転出力を有
する従来の反転型ｇｍセル１１０２を記号により示している。
【００３７】 ローパスベッセルフィルタ９００は、入力信号s(t)１と出力信号s(t)２との間
の出力バッファ９０８に直列に接続された非反転型ｇｍセル９０２、９０４およ
び９０６を含む。さらに、ローパスベッセルフィルタ９００は、反転型ｇｍセル
９１０、９１２、９１４および９１６を含む。反転型ｇｍセル９１０は、非反転
型ｇｍセル９０４の入力と非反転型ｇｍセル９０２との間のノード９１７に並列
に接続されている。反転型ｇｍセル９１２は、非反転型ｇｍセル９０６の出力と
出力バッファ９０８の入力との間のノード９１８に並列に接続されている。反転
型ｇｍセル９１４は、ノード９１７とノード９１９との間の非反転型ｇｍセル９
０４に並列に接続されている。反転型ｇｍセル９１６は、ノード９１８とノード
９１９との間の非反転型ｇｍセル９０６に並列に接続されている。
の出力バッファ９０８に直列に接続された非反転型ｇｍセル９０２、９０４およ
び９０６を含む。さらに、ローパスベッセルフィルタ９００は、反転型ｇｍセル
９１０、９１２、９１４および９１６を含む。反転型ｇｍセル９１０は、非反転
型ｇｍセル９０４の入力と非反転型ｇｍセル９０２との間のノード９１７に並列
に接続されている。反転型ｇｍセル９１２は、非反転型ｇｍセル９０６の出力と
出力バッファ９０８の入力との間のノード９１８に並列に接続されている。反転
型ｇｍセル９１４は、ノード９１７とノード９１９との間の非反転型ｇｍセル９
０４に並列に接続されている。反転型ｇｍセル９１６は、ノード９１８とノード
９１９との間の非反転型ｇｍセル９０６に並列に接続されている。
【００３８】 さらに、ローパスベッセルフィルタ９００は、コンデンサ９２０、９２２およ
び９２４を含む。コンデンサ９２０は、ノード９１７とグラウンド９２５との間
に接続されている。コンデンサ９２２は、ノード９１９とグラウンド９２５との
間に接続されている。コンデンサ９２４は、ノード９１８とグラウンド９２５と
の間に接続されている。
び９２４を含む。コンデンサ９２０は、ノード９１７とグラウンド９２５との間
に接続されている。コンデンサ９２２は、ノード９１９とグラウンド９２５との
間に接続されている。コンデンサ９２４は、ノード９１８とグラウンド９２５と
の間に接続されている。
【００３９】 本発明の他の実施の形態によると、図１０、図１１（ａ）および図１１（ｂ）
に示されているように、調整入力９２６が各々のｇｍセル９０２、９０４、９０
６、９１０、９１２、９１４および９１６に接続されている。簡略かつ明瞭にす
るために、調整入力９２６は、ローパスベッセルフィルタ９００に接続された単
一の接続部として示されているが、実際には、図１１Ａおよび図１１Ｂに示され
ているように各々のｇｍセル９０２、９０４、９０６、９１０、９１２、９１４
および９１６に接続されている。調整入力９２６は、ローパスベッセルフィルタ
９００における成分の各値および／または寄生容量の変化を考慮するため、ｇｍ
セル９０２、９０４、９０６、９１０、９１２、９１４、および９１６の電圧か
ら電流への変換動作を調節する。調整入力９２６によって、ローパスベッセルフ
ィルタ９００の動作が「調整」されることによって、入力信号s(t)１の中心周波
数（ｆＩＦ）で該入力信号s(t)１の９０度の位相シフトが行われる。重要なこと
は、調整入力９２６によって、ｃ／ｇｍの時定数を基準クロックを用いて調整し
、調整入力９２６の電圧の位相が９０度変換された状態を維持するように調節す
る他の回路（図示せず）の動作の際にローパスベッセルフィルタ９００を動的に
調整することが可能となることである。
に示されているように、調整入力９２６が各々のｇｍセル９０２、９０４、９０
６、９１０、９１２、９１４および９１６に接続されている。簡略かつ明瞭にす
るために、調整入力９２６は、ローパスベッセルフィルタ９００に接続された単
一の接続部として示されているが、実際には、図１１Ａおよび図１１Ｂに示され
ているように各々のｇｍセル９０２、９０４、９０６、９１０、９１２、９１４
および９１６に接続されている。調整入力９２６は、ローパスベッセルフィルタ
９００における成分の各値および／または寄生容量の変化を考慮するため、ｇｍ
セル９０２、９０４、９０６、９１０、９１２、９１４、および９１６の電圧か
ら電流への変換動作を調節する。調整入力９２６によって、ローパスベッセルフ
ィルタ９００の動作が「調整」されることによって、入力信号s(t)１の中心周波
数（ｆＩＦ）で該入力信号s(t)１の９０度の位相シフトが行われる。重要なこと
は、調整入力９２６によって、ｃ／ｇｍの時定数を基準クロックを用いて調整し
、調整入力９２６の電圧の位相が９０度変換された状態を維持するように調節す
る他の回路（図示せず）の動作の際にローパスベッセルフィルタ９００を動的に
調整することが可能となることである。
【００４０】 図１０に示されたような基準化されたフォーパスベッセルフィルタ９００の動
作は、以下の式を満たすような特徴を有する。
作は、以下の式を満たすような特徴を有する。
【００４１】
【数８】 コンデンサ９２０、９２２および９２４の値は特定のアプリケーションの要求
に応じて選択される。このようなアプリケーションの一つによると、コンデンサ
９２０、９２２および９２４の値は集積化される用途に適切な約１〜約１５ピコ
ファラッド（ｐｆ）になる。
に応じて選択される。このようなアプリケーションの一つによると、コンデンサ
９２０、９２２および９２４の値は集積化される用途に適切な約１〜約１５ピコ
ファラッド（ｐｆ）になる。
【００４２】 図１２は、本発明の実施の形態に係わるｇｍセル１２００の回路構成を示して
いる。ｇｍセル１２００は、ノード１２０４とノード１２０６との間に接続され
た電流源１２０２を含む。ノード１２０４は、例えば、２．７ボルトの電圧源に
接続される。さらに、ｇｍセル１２００は、ノード１２０６とノード１２１０と
の間に接続されたＮＰＮ型のトランジスタ１２０８を含む。ノード１２１０とグ
ラウンド１２１４との間には、ＮＭＯＳＦＥＴトランジスタ１２１２が接続され
る。
いる。ｇｍセル１２００は、ノード１２０４とノード１２０６との間に接続され
た電流源１２０２を含む。ノード１２０４は、例えば、２．７ボルトの電圧源に
接続される。さらに、ｇｍセル１２００は、ノード１２０６とノード１２１０と
の間に接続されたＮＰＮ型のトランジスタ１２０８を含む。ノード１２１０とグ
ラウンド１２１４との間には、ＮＭＯＳＦＥＴトランジスタ１２１２が接続され
る。
【００４３】 ｇｍセル１２００は、ノード１２０４とノード１２１８との間に接続された電
流源１２１６を含む。ＮＰＮ型トランジスタ１２２０は、ノード１２１８および
ノード１２２２との間に接続される。ＮＭＯＳＦＥＴトランジスタ１２２４はノ
ード１２２２とグラウンド１２１４との間に接続される。電流源１２０２は、矢
印１２２６によって示される方向に流れるバイアス電流を生成する。電流源１２
１６は、矢印１２２８によって示される方向に流れるバイアス電流を生成する。
流源１２１６を含む。ＮＰＮ型トランジスタ１２２０は、ノード１２１８および
ノード１２２２との間に接続される。ＮＭＯＳＦＥＴトランジスタ１２２４はノ
ード１２２２とグラウンド１２１４との間に接続される。電流源１２０２は、矢
印１２２６によって示される方向に流れるバイアス電流を生成する。電流源１２
１６は、矢印１２２８によって示される方向に流れるバイアス電流を生成する。
【００４４】 ｇｍセル１２００は、ノード１２０６に負の出力電流（ＩOUT-）を供給し、ノ
ード１２１８に正の出力電流（ＩOUT+）を供給する。調整入力９２６は、ＮＰＮ
型トランジスタ１２０８および１２２０のゲート入力に接続されている。NMOSFE
Tトランジスタ１２１２のゲート入力１２３０は、ｇｍセル１２００の正の入力
電圧（ＶＩＮ＋）に接続されている。ＮＰＮ型トランジスタ１２２４のゲート入
力１２３２は、ｇｍセル１２００の負の入力電圧（ＶＩＮ−）に接続されている
。
ード１２１８に正の出力電流（ＩOUT+）を供給する。調整入力９２６は、ＮＰＮ
型トランジスタ１２０８および１２２０のゲート入力に接続されている。NMOSFE
Tトランジスタ１２１２のゲート入力１２３０は、ｇｍセル１２００の正の入力
電圧（ＶＩＮ＋）に接続されている。ＮＰＮ型トランジスタ１２２４のゲート入
力１２３２は、ｇｍセル１２００の負の入力電圧（ＶＩＮ−）に接続されている
。
【００４５】 ローパスベッセルフィルタ９００の実施の形態では三次のベッセルフィルタが
示され、説明されているが、特定の用途の条件に応じて他の次数のベッセルフィ
ルタを用いることも可能である。例えば、直線性の条件がそれほど厳しくない用
途においては、入力信号s(t)１の中心周波数までの周波数に渡って出力信号s(t) ２ のより直線的でない位相シフトを行ってしまう可能性があるが、二次ベッセル
フィルタのようなより低い次数のベッセルフィルタを用いることも可能である。
他の用途においては、異なる位相変化に亘ってより厳しい直線性が要求されるこ
ともあり、五次ベッセルフィルタのようなより高い次数のベッセルフィルタを用
いることも可能である。
示され、説明されているが、特定の用途の条件に応じて他の次数のベッセルフィ
ルタを用いることも可能である。例えば、直線性の条件がそれほど厳しくない用
途においては、入力信号s(t)１の中心周波数までの周波数に渡って出力信号s(t) ２ のより直線的でない位相シフトを行ってしまう可能性があるが、二次ベッセル
フィルタのようなより低い次数のベッセルフィルタを用いることも可能である。
他の用途においては、異なる位相変化に亘ってより厳しい直線性が要求されるこ
ともあり、五次ベッセルフィルタのようなより高い次数のベッセルフィルタを用
いることも可能である。
【００４６】 本明細書において記載された技術によって周波数変調された信号を復調する上
で、従来のアプローチに優位する幾つかの利点が提供される。最も重要な点は、
本明細書に記載された実施の形態により、比較的最小の振幅または周波数の歪み
しか含まない入力信号の中心周波数（ｆＩＦ）に至って９０度となる直線的な位
相変化になることである。インダクタを使用する必要がなくなるため、より集積
回路の用途に特に有用な縮小された寸法で構成することが可能となる。全通過フ
ィルタの実施の形態では、移相器回路網５０４の後段に追加のリミッタを使用す
る必要がないため、必要な構成部品の数がさらに少なくなる。最後に、調整入力
９２６によってローパスベッセルフィルタ９００の動作が動的に調整されること
から、入力信号s(t)１の中心周波数（ｆＩＦ）で該入力信号s(t)１の９０度の位
相シフトを行うことが可能となる。
で、従来のアプローチに優位する幾つかの利点が提供される。最も重要な点は、
本明細書に記載された実施の形態により、比較的最小の振幅または周波数の歪み
しか含まない入力信号の中心周波数（ｆＩＦ）に至って９０度となる直線的な位
相変化になることである。インダクタを使用する必要がなくなるため、より集積
回路の用途に特に有用な縮小された寸法で構成することが可能となる。全通過フ
ィルタの実施の形態では、移相器回路網５０４の後段に追加のリミッタを使用す
る必要がないため、必要な構成部品の数がさらに少なくなる。最後に、調整入力
９２６によってローパスベッセルフィルタ９００の動作が動的に調整されること
から、入力信号s(t)１の中心周波数（ｆＩＦ）で該入力信号s(t)１の９０度の位
相シフトを行うことが可能となる。
【００４７】 上記の明細書において、本発明は特定の実施の形態を参照して説明された。し
かしながら、本発明の広い精神と範囲とから逸脱することなく、種々の変形およ
び改変を施すことが可能であることは明らかである。従って、本明細書および図
面は、限定するものというよりは、例示的なものとみなされよう。
かしながら、本発明の広い精神と範囲とから逸脱することなく、種々の変形およ
び改変を施すことが可能であることは明らかである。従って、本明細書および図
面は、限定するものというよりは、例示的なものとみなされよう。
【図１】 周波数変調された信号を復調するための従来の復調器を示すブロック図である
。
。
【図２】 図１のブロック図において使用される従来の移相器の抵抗器・コンデンサ・イ
ンダクタ（ＲＣＬ）回路の構成を示すブロック図である。
ンダクタ（ＲＣＬ）回路の構成を示すブロック図である。
【図３】 図２のＲＣＬ回路における変換関数を示す図である。
【図４】 図２のＲＣＬ回路の位相シフトされた出力信号の周波数に対する位相変化を示
す図である。
す図である。
【図５】 本発明の実施の形態に係わる周波数変調された信号を復調するための復調器を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図６】 本発明の一つの実施の形態に係わる移相器回路網を示すブロック図である。
【図７】 本発明の実施の形態に係わる図６の移相器回路網の周波数（Ｈｚ）を関数とす
る位相変化（の度）の線形性を示すチャート図である。
る位相変化（の度）の線形性を示すチャート図である。
【図８】 本発明の実施の形態に係わる全通過フィルタの構成を概略的に示した回路図で
ある。
ある。
【図９】 本発明の別の実施の形態に係わる移相器回路網を示すブロック図である。
【図１０】 本発明の実施の形態に係わる全通過ベッセルフィルタを概略的に示した回路図
である。
である。
【図１１】 （ａ）は本発明の実施の形態に係わる非反転型ｇｍセルのブロック図、（ｂ）
は本発明の実施の形態に係わる反転型ｇｍセルのブロック図である。
は本発明の実施の形態に係わる反転型ｇｍセルのブロック図である。
【図１２】 本発明の実施の形態に係わるｇｍセルの回路構成を概略的に示す回路図である
。
。
５００ 復調器 ５０２ リミッタ ５０４ 移相器回路網 ５０６ 混合器 ５０８ フィルタ ６００ 全通過フィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １， 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ Ｆターム(参考） 5J098 AA01 AA11 AA14 AB02 AB32 AD03 AD26 DA01 DA09
Claims (13)
- 【請求項１】 集積回路における使用に適した低歪移相器回路網において、 カスケード接続された複数の全通過フィルタを備え、前記全通過フィルタの各
々が中心周波数で９０度より小さい位相シフトを行い、前記カスケード接続され
た複数の全通過フィルタが中心周波数で全体として９０度の位相シフトを行うこ
とを特徴とする低歪移相器回路網。 - 【請求項２】 Ｎ個の全通過フィルタを備え、前記全通過フィルタの各々が９０／Ｎ度の位相
シフトを行うことを特徴とする請求項１に記載の記載の低歪移相器回路網。 - 【請求項３】 カスケード接続された複数の全通過フィルタを備え、前記全通過フィルタの各
々が中心周波数で９０度より小さい位相シフトを行い、前記カスケード接続され
た複数の全通過フィルタが中心周波数で全体として９０度の位相シフトを行う低
歪移相器回路網を含むことを特徴とするＦＭ復調器。 - 【請求項４】 周波数変調された入力信号に対して応答性を有し、制限された振幅の信号を生
成するリミッタを含み、 前記低歪移相器回路網が前記リミッタから前記制限された振幅の信号を受け取
って位相シフトされた、制限された振幅の信号を生成し、 前記リミッタに連結された第一の入力と前記移相器回路網に連結された第二の
入力とを有し、前記制限された振幅の信号と前記位相シフトされ制限された振幅
の信号との双方に対して応答性を有して復調された出力信号を生成する混合器を
含むことを特徴とする請求項３に記載のＦＭ復調器。 - 【請求項５】 前記移相器回路網がＮ個の全通過フィルタを備え、前記全通過フィルタの各々
が９０／Ｎ度の位相シフトを行うことを特徴とする請求項４に記載のＦＭ復調器
。 - 【請求項６】 前記移相器回路網がＮ個の全通過フィルタを備え、前記全通過フィルタの各々
が９０／Ｎ度の位相シフトを行うことを特徴とする請求項３に記載のＦＭ復調器
。 - 【請求項７】 周波数変調された入力信号を処理して復調された出力信号を生成する復調器に
おいて、 周波数変調された入力信号に対して応答性を有して所定の振幅を有する制限さ
れた振幅の信号を生成するリミッタと、 前記リミッタに連結され、各々が中心周波数で所定の位相シフトを行って線形
領域で動作する複数のカスケード接続されたフィルタを備え、制限された振幅の
信号に対して応答性を有し、前記複数のフィルタの位相シフトの合計に等しい位
相シフトを中心周波数において有する位相シフトされ制限された振幅の信号を生
成する移相器回路網と、 前記リミッタと前記移相器回路網との双方に連結され、前記制限された振幅の
信号と前記位相シフトされ制限された振幅の信号との双方に対して応答性を有し
、制限された振幅の信号成分と位相シフトされ制限された振幅の信号成分とを有
する復調された出力信号を生成する信号混合器と、を備えることを特徴とする復
調器。 - 【請求項８】 混合器に連結され、前記出力信号に対して応答性を有してフィルタされた出力
信号を生成するフィルタを備えることを特徴とする請求項７に記載の復調器。 - 【請求項９】 前記複数のフィルタが、前記制限された振幅の信号に対して合計で９０度の位
相シフトを行うように構成された複数の全通過フィルタからなることを特徴とす
る請求項７に記載の復調器。 - 【請求項１０】 前記複数の全通過フィルタが、前記制限された振幅の信号に対して各々が１８
度の位相シフトを行うように構成された五個の全通過フィルタからなることを特
徴とする請求項９に記載の復調器。 - 【請求項１１】 周波数変調された入力信号を処理して出力信号を生成する復調器において、 周波数変調された入力信号に対して応答性を有して所定の振幅を有する制限さ
れた振幅の信号を生成するリミッタと、 前記リミッタに連結され、前記制限された振幅の信号に対して応答性を有して
第一の位相シフトされた、制限された振幅の信号を生成するローパスベッセルフ
ィルタと、 前記ローパスベッセルフィルタに連結され、前記第一の位相シフトされた、制
限された振幅の信号に対して応答性を有して第二の位相シフトされた、制限され
た振幅の信号を生成する第二のリミッタと、 前記第一のリミッタと前記第二のリミッタに接続され、前記制限された振幅の
信号と前記第二の位相シフトされ制限された振幅の信号とに対して応答性を有し
、制限された振幅の信号成分と位相シフトされ制限された振幅の信号成分とを有
する出力信号を生成する信号混合器と、を備えることを特徴とする復調器。 - 【請求項１２】 混合器に連結され、前記出力信号に対して応答性を有してフィルタされた出力
信号を生成するフィルタを備えることを特徴とする請求項１１に記載の復調器。 - 【請求項１３】 前記ローパスベッセルフィルタが三次のローパスベッセルフィルタであること
を特徴とする請求項１１に記載の復調器。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/107,184 | 1998-06-29 | ||
| US09/107,184 US6137353A (en) | 1998-06-29 | 1998-06-29 | Linearized integrated FM demodulator using a plurality of cascaded all-pass filters or a bessel filter |
| PCT/IB1999/001096 WO2000001061A2 (en) | 1998-06-29 | 1999-06-14 | Linearized integrated frequency demodulator |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002519918A true JP2002519918A (ja) | 2002-07-02 |
Family
ID=22315278
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000557539A Pending JP2002519918A (ja) | 1998-06-29 | 1999-06-14 | 線形化および集積化された周波数復調器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6137353A (ja) |
| EP (1) | EP1040565A2 (ja) |
| JP (1) | JP2002519918A (ja) |
| KR (1) | KR20010023488A (ja) |
| CN (1) | CN1277773A (ja) |
| TW (1) | TW488128B (ja) |
| WO (1) | WO2000001061A2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017532841A (ja) * | 2014-09-18 | 2017-11-02 | ノースロップ グラマン システムズ コーポレイションＮｏｒｔｈｒｏｐ Ｇｒｕｍｍａｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ | 超伝導位相シフトシステム |
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| WO2001029981A1 (en) * | 1999-10-20 | 2001-04-26 | Maxim Integrated Products, Inc. | Wireless transceivers using two integrated filters to enhanc e dynamic range |
| US6766148B1 (en) * | 2000-03-21 | 2004-07-20 | Koninklijke Phillips Electronics N.V. | Switched sideband frequency low-IF transmitter |
| US7003028B1 (en) * | 2000-08-29 | 2006-02-21 | Maxtor Corporation | Mixed signal adaptive boost equalization apparatus and method |
| CN102611469B (zh) * | 2012-02-21 | 2016-06-08 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种移相滤波方法 |
| US9338041B1 (en) * | 2015-07-24 | 2016-05-10 | Tm Ip Holdings, Llc | Extracting carrier signals from modulated signals |
| JP6741946B2 (ja) * | 2016-09-27 | 2020-08-19 | アイコム株式会社 | 偏移制御回路および無線機 |
| CN107959906B (zh) * | 2017-11-20 | 2020-05-05 | 英业达科技有限公司 | 音效增强方法及音效增强系统 |
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| JPS62278813A (ja) * | 1986-05-27 | 1987-12-03 | Clarion Co Ltd | 移相器 |
| US4835792A (en) * | 1988-01-25 | 1989-05-30 | California Institute Of Technology | Universal FM receiver for mobile communications |
| FR2647984B1 (fr) * | 1989-06-06 | 1991-09-13 | Labo Electronique Physique | Circuit dephaseur ameliore |
| US5122879A (en) * | 1990-06-01 | 1992-06-16 | Citizen Watch Co., Ltd. | Television synchronous receiver with phase shifter for reducing interference from a lower adjacent channel |
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1998
- 1998-06-29 US US09/107,184 patent/US6137353A/en not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-06-14 WO PCT/IB1999/001096 patent/WO2000001061A2/en not_active Application Discontinuation
- 1999-06-14 KR KR1020007002133A patent/KR20010023488A/ko not_active Application Discontinuation
- 1999-06-14 CN CN99801509A patent/CN1277773A/zh active Pending
- 1999-06-14 EP EP99923797A patent/EP1040565A2/en not_active Withdrawn
- 1999-06-14 JP JP2000557539A patent/JP2002519918A/ja active Pending
- 1999-12-15 TW TW088122004A patent/TW488128B/zh not_active IP Right Cessation
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017532841A (ja) * | 2014-09-18 | 2017-11-02 | ノースロップ グラマン システムズ コーポレイションＮｏｒｔｈｒｏｐ Ｇｒｕｍｍａｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ | 超伝導位相シフトシステム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| EP1040565A2 (en) | 2000-10-04 |
| TW488128B (en) | 2002-05-21 |
| WO2000001061A2 (en) | 2000-01-06 |
| US6137353A (en) | 2000-10-24 |
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| CN1277773A (zh) | 2000-12-20 |
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