JPH088775A

JPH088775A - 無線機

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Publication number: JPH088775A
Application number: JP13761494A
Authority: JP
Inventors: Satoshi Arai; 智荒井; Shuichi Obayashi; 秀一尾林; Hiroshi Tsurumi; 博史鶴見; Yoshihiro Nishikawa; 善博西川
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1994-06-20
Filing date: 1994-06-20
Publication date: 1996-01-12
Anticipated expiration: 2020-07-20
Also published as: JP3672590B2

Abstract

(57)【要約】【目的】ダイレクトコンバージョン方式において、２
次歪特性の影響を受けないようにする。【構成】試験信号を発生させる手段と、ミキサの歪出
力を検出する手段と、歪出力の値からミキサのバイアス
電圧やローカル発振器の位相・振幅成分を制御する制御
回路を備え、受信以外の時間に試験信号を発生させて、
無線回路で歪を生じさせ、この歪成分が最小になる様に
無線部のバイアス電圧やローカル発振器の位相・振幅成
分を制御調整することにより、最も低歪の状態で受信を
行うことを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、携帯電話・自動車電話
システム等の移動通信システムにおける移動局として用
いられる無線機に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年の移動通信端末の急速な普及に伴
い、端末に対して小形化、軽量化、低価格化が要求され
てきている。ダイレクトコンバージョン受信方式は、こ
の様な低価格、小形の携帯端末の受信部を構成すること
が可能な受信方式として近年になって注目を集めてい
る。

【０００３】以下にダイレクトコンバージョン受信機の
構成について説明する。ダイレクトコンバージョン受信
方式は受信した高周波（ＲＦ）信号を、これと同じ周波
数を持つローカル発振器信号によってミキシングし、直
接ベースバンドに周波数変換して元信号を復調する受信
方式である。図３１にダイレクトコンバージョン受信機
の構成例を示す。アンテナ２０１より受信されたＲＦ信
号はＲＦフィルタ２０２を通過後、ＲＦアンプ２０１で
増幅され、２チャネルに分けられ、ミキサ（周波数変換
器）２０４、２０７において、ローカル発振器２０６か
らの、ＲＦ信号と同じ周波数を持つ搬送波とミキシング
される。このローカル発振器は第１のミキサ２０４、及
び９０°移相器２０５を介して第２のミキサ２０７にそ
れぞれ接続されている。受信されたＲＦ信号は第１、第
２のミキサによって９０°の位相関係にあるベースバン
ド信号に変換され、ローパスフィルタ２１０、２１１を
通過後、ベースバンドアンプ２１２、２１３によって増
幅され、例えば、検波器２１４等によって検波される。
尚、ミキサの後段のＡＣカップリング２０８、２０９は
ミキサで生じた直流成分によってアンプ２１２、２１３
が飽和すること防ぐため、直流成分除去の目的で挿入し
てあるものである。また、移相器２０５は、ＲＦ信号パ
スに挿入しても同様の結果が得られることは良く知られ
ている。

【０００４】ダイレクトコンバージョン受信方式は、Ｒ
Ｆ信号を直接ベースバンドに周波数変換するため、中間
周波数を持たず、原理的にイメージ応答が存在しないこ
とにより、スーパーヘテロダイン方式のＲＦ段に通常使
用されているイメージ除去用の急峻なフィルタが不要で
あること、ベースバンドのチャネル選択用のフィルタが
ＬＳＩ化可能なこと、などの理由により近年のＬＳＩの
進歩とともに、受信器の小形化を実現できる受信方式と
して注目されている。

【０００５】さて、このダイレクトコンバージョン受信
機のスーパーヘテロダイン方式と比較した場合の欠点と
して、一般に受信ダイナミックレンジが狭く、受信機と
しての線形性（歪特性）が良好でないという問題があ
る。これについて以下に説明する。

【０００６】一般に、受信機では、無線部の利得を上げ
ると線形性（ダイナミックレンジ）が劣化し、耐干渉波
特性や強入力信号（所望波）に対する受信特性が劣化す
る。ところが、ダイレクトコンバージョン受信機におい
ては、無線回路の利得をスーパーヘテロダイン受信方式
よりも高く採る必要がある。すなわち、ダイレクトコン
バージョン受信機ではチャネル選択フィルタとなるべー
スバンドフィルタ２１０、２１１は、スイッチドキャパ
シタフィルタ（ＳＣＦ）、もしくはジャイレータフィル
タ（ＧＦ）などによって構成されるが、これらの能動フ
ィルタは、小形化という点では優れているものの、スー
パーヘテロダイン受信方式で通常使用されるセラミック
フィルタや水晶フィルタ等の受動フィルタと比較して、
雑音レベルが高いという問題がある。これらＳＣＦ、Ｇ
Ｆの雑音レベルによって受信部全体のＮＦ（雑音指数）
が劣化しないようにするためには、これらフィルタより
も前段の高周波回路、すなわちＲＦアンプ、ミキサなど
で充分な利得を得る必要がある。従ってＲＦアンプ、ミ
キサ等の利得ブロックに要求される利得は、スーパーヘ
テロダイン受信機におけるＲＦアンプ、ミキサなどより
も、通常１０〜２０ｄＢ程度も大きくなる。さらに、ダ
イレクトコンバージョン受信機では、例えばダブルスー
パーヘテロダイン方式のように、第１・第２ＩＦ周波数
に相当する利得ブロック（ＩＦアンプ等）が存在しない
ため、ＲＦアンプ、ミキサの利得ブロックとして必要な
り得が大きくなり、ＲＦアンプ、ミキサの負担は余計に
大きいものとなる。

【０００７】さて、以上に述べた様に、ダイレクトコン
バージョン受信機においては、広範囲な受信ダイナミッ
クレンジを実現することが難しく、特に強電界の入力信
号、干渉波に対する充分な体制を備えさせることがダイ
レクトコンバージョン受信機実用化への重要な課題と言
える。

【０００８】一般に受信機のダイナミックレンジ、線形
性を評価する指標・仕様としては、相互変調特性（隣接
チャネル、次隣接チャネルへ干渉信号を入力した場合の
受信性能を規定）、隣接チャネル感度抑圧特性（隣接チ
ャネルへ干渉信号を入力した場合の受信性能を規定）な
どがある。

【０００９】非線形歪の次数という観点からは、一般に
受信機回路で使用されるトランジスタやＦＥＴ等の能動
回路素子で生じる非線形歪のうち、３次の歪が問題にな
る。この３次歪は通常、相互変調特性として評価され
る。図３２は相互変調特性を示す図である。強電界の干
渉波２波（通常は所望波（１８０５）の隣接チャネルと
次隣接チャネル）が入力された場合、この２干渉波の差
周波数（１８０６）と同じ周波数離れた周波数に３次歪
出力（１８０３、１８０４）が現れ、所望波１８０５に
重畳し受信が不可能になる。

【００１０】次に、隣接チャネル感度抑圧特性につい
て、図３３を用いて説明する。図３３で４０１は所望波
信号、４０２が隣接チャネル信号である。隣接チャネル
感度抑圧による受信感度劣化とは、隣接チャネル（４０
３）に強電界の信号（干渉波：４０２）が入力された
時、この信号により、高周波アンプ、ミキサ、ベーズバ
ンドフィルタ・アンプ回路などの回路が飽和し、受信信
号（４０１）帯域内に非線形歪みを生じて（混変調）、
所望波対干渉波比（Ｄ／Ｉ）が劣化することや、隣接チ
ゃネル信号（４０２）が、所望波（４０１）に重なって
（４０４）、感度が劣化することを指す。通常、隣接チ
ャネル感度抑圧特性は、隣接チャネル周波数にシステム
で使用されている変調波を入力した場合に、どの程度ま
で強入力の干渉波まで受信特性が保たれるかを示すもの
であり、通常、受信機では、隣接チャネル感度抑圧特性
（４０５：所望波と干渉波とのレベル差）として、６０
〜７０ｄＢが要求される。ダイレクトコンバージョン受
信機で、この特性を満足するためにチャネル選択フィル
タ（２１０、２１１）は隣接チャネルの減衰量として、
７０ｄＢ以上の特性を備えることが必要となる。ここ
で、チャネル選択フィルタで干渉波が十分に抑圧されれ
ば、後段の回路（２１２、２１３）の非線形性は余り問
題とはならない。しかし、チャネル選択フィルタの前段
のＲＦアンプ（２０３）、ミキサ（２０４、２０７）へ
の入力信号のうち、隣接チャネル・次隣接チャネル等の
干渉波に対しては減衰が全く出来ないため、非常に強電
界の干渉波がＲＦアンプやミキサに直接入力されること
になる。したがって、所望の性能を満たす為には、これ
らの回路に対する線形性の要求は非常に厳しいものとな
る。しかし、ダイレクトコンバージョン受信方式におい
ては、スーパーヘテロダイン受信機で問題となる３次歪
以外に、２次の歪が特に問題となる。これを図３４によ
って説明する。図３４で、振幅成分を持つ変調波（３０
２）が、近隣する周波数に入力された場合である。ここ
で、２つの振幅変調周波数成分３０５と３０６を考える
と、その２波の差周波数（３０３）の周波数（３０４）
に２次歪出力（３０７）が現れる。これは、所望波（３
０１）に重畳し、受信感度劣化を生じることになる。さ
らに、実際には、干渉波（３０２）の３０５、３０６に
示した２信号成分以外に、帯域内の周波数成分のうち
の、全ての２信号の組合わせで２信号の周波数差の２次
歪出力が生じる。従って、図３５の８０１に示す様に、
直流周波数付近に干渉波（３０２）の帯域（８０２）の
約２倍の帯域（８０３）の２次の非線形歪出力（８０
１）が現れることになる。

【００１１】以上の説明より、２次の非線形歪は、干渉
波の周波数（３０８）に依存せず、干渉波周波数が無線
部の受信可能な帯域内であれば、隣接チャネルでなくと
も、受信機の受信帯域内に振幅変調波が存在すれば、振
幅変調成分の差周波数成分３０３の非線形歪がベースバ
ンド所望信号帯域内に周波数変換されてしまうことにな
る（この様に干渉波の周波数に依存しない歪を一般に混
変調歪という）。しかし、一般的には所望信号の周波数
に最も近い、隣接チャネル干渉波によって生じる非線形
歪が無線機のシステム設計上は最も大きい問題となる。

【００１２】次にミキサ回路で２次歪が生じる原因につ
いて説明する。図３６は無線回路で通常使用されている
公知のシングルバランスミキサである。この回路は、ロ
ーカル発振器入力ＶLOとＲＦ信号入力ＶRFの乗算を行い
Ｖout に、ＶLO×ＶREが出力される。ここで、トランジ
スタペア１７０１、１７０２の特性が全く同じで平衡が
採れていれば、出力Ｖout には偶数時の歪成分は現れな
いが、トランジスタペア１７０１、１７０２のバイアス
電圧、負荷抵抗ＲＬ１７０４、１７０５の値が異なって
いたり、ローカル入力部ＶLOが完全な平衡入力でない場
合（１７０６と１７０７の配線長が異なっている場合）
には、差動出力Ｖout に２次歪成分が現れる。

【００１３】この様な２次歪の影響は、従来のスーパー
ヘテロダイン受信機では問題とはなっていない。すなわ
ち、スーパーヘテロダイン受信機のブロック図である図
３７でミキサ６０２によって周波数変換された後の信号
周波数は、中間周波数（４５５ＫＨｚ等）であり、図３
８で干渉波５０２の帯域内の２波（５０５、５０６）の
差周波数５０３であるベースバンド周波数５０４に歪出
力５０７が現れても、周波数変換された所望波５０１の
周波数（５０９：中間周波数）と歪出力周波数５０４と
が異なっているために、所望波帯域内に歪出力は存在し
ない。また、この２次歪出力は、ミキサ６０２後段のコ
ンデンサ６０３の周波数特性５１０によって除去されて
しまうため、この歪によって、ミキサ後段のベースバン
ドフィルタ６０４、検波器６０５が誤動作する心配も無
い。

【００１４】同様な理由により、ダイレクトコンバージ
ョン受信機に於いても、ＲＦアンプの二次歪は通常問題
とはならない。これは、図３９に示すダイレクトコンバ
ージョン受信機に於いて、図３５の３０２の様な干渉波
信号が入力されると、８０１の様な２次歪出力が生じる
が、通常ＲＦアンプ後段には直流カット用のコンデンサ
が挿入される為、８０１の様な低周波の歪出力は除去さ
れてしまい、ＲＦアンプでの二次歪はミキサ前段までに
除去されてしまうからである。

【００１５】しかし、ダイレクトコンバージョン受信機
のミキサで生じる二次歪は、削除することが出来ず、ス
ーパーヘテロダイン受信方式には無い、ダイレクトコン
バージョン受信機特有の問題と言える。

【００１６】さて、以上説明した混変調歪は、一般に振
幅変調信号を取り扱うシステムにおいて問題となり、周
波数変調信号を使用している無線通信システムにおいて
は、特に問題とはならない。（文献： R.G Meyer, M.J.Shensa, R.Eschenbach ：
“Cross Modulation and Intermodulation in Amplifie
rs at High Frequencies”IEEE Journal of Solid-Stat
e Circuits, Vol.SC-7, No.1, pp.16-23 February 1972
参照）。

【００１７】しかし、近年携帯電話システムやコードレ
ス電話システム等の無線通信システムで採用されてい
る、π/4-QPSK 等の帯域制限を受けた線形変調方式で
は、信号成分に振幅成分を持っている為、ＦＭ、ＦＳＫ
等の定包絡線変調方式と比べて、混変調や相互変調を生
じやすいという問題がある。この様な振幅成分を持つ変
調方式が使用されている無線通信システムにおいては、
ダイレクトコンバージョン受信機のミキサ回路は特に隣
接チャネル感度抑圧特性を満足することが非常に困難に
なる。従って、混変調特性に弱いダイレクトコンバージ
ョン受信機では、この様な無線通信システムでの使用に
耐える為には、ミキサの２次の非線形歪出力をいかに減
少させるかが重要な課題となっている。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】この様に、従来のダイ
レクトコンバージョン受信方式を用いた受信機において
は、受信機の非線形回路、特にミキサの２次の非線形成
分によってシステム帯域内に存在する干渉波の２次歪出
力が周波数変換後のベースバンドの所望周波数帯に出力
され、受信が困難になるという問題があった。従って、
ダイレクトコンバージョン受信機を干渉波が存在する実
電波環境下で使用する場合には、従来のスーパーヘテロ
ダイン受信機に比べて、ミキサの非線形歪特性が問題と
なり、特に所望波に最も近接する周波数の干渉波、すな
わち隣接チャネル干渉波入力時の歪特性を規定する隣接
チャネル感度抑圧の仕様を満たすことが非常に難しいと
いう課題があった。

【００１９】本願の第１の目的は、従来、スーパーヘテ
ロダイン方式よりも、強信号入力時の非線形歪み特性が
劣化しやすいと考えられていたダイレクトコンバージョ
ン方式を対象として、２次歪特性の影響を受けずに良好
な受信特性を得られるシステム構成とした無線機を提供
することにある。

【００２０】本願の第２の目的は、上記第１の目的を達
成するシステム構成に好適な試験信号発生器を搭載した
無線機を提供することにある。

【００２１】本願の第３の目的は、上記第１の目的を達
成するシステム構成に好適な回路構成の周波数変換回路
を搭載した無線機を提供することにある。

【００２２】

【課題を解決するための手段】上記第１の目的を達成す
るため、本願の第１発明は、ディジタルもしくはアナロ
グ信号で変調された高周波信号を伝送する無線通信シス
テムに使用され、少なくとも、前記高周波信号の中心周
波数とほぼ等しい周波数の基準信号を発生するローカル
発振器と、前記ローカル発振器からの基準信号から、位
相が相互に直交する第１及び第２の基準信号を得るため
の移相手段と、前記高周波信号と、前記ローカル発振器
からの基準信号とを乗算し、第１及び第２のそれぞれ第
１および第２のベースバンド信号を得るための第１及び
第２の周波数変換器と、前記周波数変換器出力を入力信
号とし、前記入力信号に利得を与える第１及び第２のベ
ースバンド回路と、前記ベースバンド回路の出力信号を
復調するための復調器と、前記ベースバンド信号を入力
とする周波数選択フィルタと、前記復調器に入力される
信号の電界強度を測定する受信電界強度測定回路と、前
記受信電界強度測定回路で測定された値に基づき、制御
信号を発生する制御回路と、前記第１及び第２の周波数
変換器に入力される試験信号を発生する試験信号発生回
路とを供えた無線機において、所望信号を受信していな
い期間に、前記試験信号発生回路から発生された試験信
号を前記第１、第２の周波数変換器に入力し、前記周波
数変換器の出力成分のうち、所定の周波数成分の受信電
界を測定し、前記受信電界強度の値に基づいて発生され
た制御信号によって、前記第１及び第２の周波数変換器
の所定のパラメータを制御するという手段を有すること
を特徴とする。

【００２３】そして、この第１の発明で用いる所定のパ
ラメータはローカル発振器から周波数変換器に供給され
る基準信号の位相及び振幅を可変とするものであること
を特徴とする。

【００２４】上記第２の目的を達成するため、本願の第
２発明は、無線信号を受信する受信部と、受信部に入力
することにより歪を検出することのできる試験信号を発
生する試験信号発生器と、無線信号と試験信号との入力
を切り替える切替器と、前記切替器を切り替えると共
に、受信部からの信号から歪の量を検出し、検出結果に
対し受信部の回路変更を行う機能を有する制御回路を具
備することを特徴する。

【００２５】そして、この第２の発明での試験信号発生
器あるいはその一部に、送信回路あるいはその一部を用
いることを特徴とする。

【００２６】また第２の発明において、上記試験信号
が、無線機のローカル信号周波数に対して左右対称のス
ペクトルをもつことを特徴とする。

【００２７】上記試験信号のスペクトラムをベースバン
ドに変換したときの周波数が、無線信号のボーレートｆ
ｓに対して、ｆｓ×２Ｌ＝（ｆ２−ｆ１）×Ｍ×（Ｍ＋
Ｎ）／Ｎ（ｆ１，ｆ２，Ｌ，Ｍ，Ｎは整数）となるよう
な２つの周波数ｆ１、ｆ２であることを特徴とする。

【００２８】上記第３の目的を達成するため、本願の第
３発明は、第１の構成では、少なくとも一組のトランジ
スタ差動対を具備し、前記１つまたは複数の差動対に平
衡入力される第１の信号と平衡または不平衡入力される
第２の信号により、信号の混合が行われる回路におい
て、前記第１の信号が入力される平衡入力端子の一方も
しくは両方に位相が可変な回路と利得が可変な回路の一
方もしくはその両方が具備されている周波数変換回路を
有することを特徴とする。

【００２９】第２の構成では、少なくとも一組のトラン
ジスタ差動対を具備し、前記１つまたは複数の差動対に
平衡入力される第１の信号と平衡または不平衡入力され
る第２の信号により、信号の混合が行われる回路におい
て、前記第１の信号が入力される平衡入力端子の一方も
しくは両方に位相が可変な回路と振幅の大きさを制限す
ることが可能な回路の一方もしくはその両方が具備され
ている周波数変換回路を有することを特徴とする。

【００３０】第１または第２の構成において、前記可変
位相回路及び前記可変利得回路の可変量が電気的な制御
信号によって変化することを特徴とする。また、前記周
波数変換回路の後段に具備され、前記周波数変換回路で
発生する偶数次の歪み信号を検出する回路と前記検出回
路の出力信号を入力し、前記偶数次の歪み信号の出力を
小さくするように前記可変位相回路または前記可変利得
回路のどちらか一方もしくはその両方へ電気的な制御信
号を送る回路を具備することを特徴とする。

【００３１】また、第３の構成では、少なくとも一組の
トランジスタ差動対を具備し、前記１つまたは複数の差
動対に平衡入力される第１の信号と平衡または不平衡入
力される第２の信号により、信号の混合が行われる回路
において、前記信号の混合が行われる回路を流れる直流
電流もしくは前記信号の混合が行われる回路を構成する
素子にかかる直流電圧が、外部から入力される制御信号
により変化することができる機構が具備されている周波
数変換回路を有することを特徴とする。

【００３２】

【作用】本願の第１発明によれば、従来、スーパーヘテ
ロダイン方式よりも、強信号入力時の非線形歪み特性が
劣化しやすいと考えられていたダイレクトコンバージョ
ン受信機においても、２次歪特性の影響を受けずに良好
な受信特性を得られるという作用がある。

【００３３】本願の第２発明によれば、歪を検出するこ
とのできる試験信号を受信部に入力し、受信部からの信
号から歪の量を検出し、検出結果に対し受信部の回路変
更を行うことにより、歪の原因となっている素子のばら
つきを補償して、歪を抑制することができる。

【００３４】本願の第３発明によれば、所望波の周波数
に近接し、アンテナと周波数変換器の間に具備されるフ
ィルターで遮断できない干渉信号により生じ、ダイレク
トコンバージョン方式では問題になるベースバンド周波
数の歪み信号を低減でき、受信機のＩＣＲの劣化を防ぐ
と作用がある。

【００３５】

【実施例】図１は本願の第１発明による携帯無線機を説
明するための図である。受信信号は、ミキサ１０４、１
０７でＩＱチャネルに周波数変換された後、ベースバン
ド処理を経て、復調される（１１４）。本発明が適用さ
れた携帯無線機においては、１１５は歪出力検出回路で
検出された歪出力レベルによって、ミキサ１０４、１０
７のパラメータを変え非線形特性の改善を図る。ここ
で、２次歪を低減する為に、ミキサで可変にするパラメ
ータとしては、図２に示す様に、ローカル平衡入力の部
分の位相（１９０１）、負荷抵抗（１９０２）の値、ミ
キサの差動対のバイアス電圧（１９０１）などがある。
ここで、このパラメータをミキサの差動対のバイアス電
圧であることを想定し、バイアス電圧制御（１９０１）
によりミキサの線形化を行う場合を例にとって、本発明
に於けるミキサのパラメータを制御手順を説明する。但
し、ミキサでは図３（ｂ）のように入出力がなされる場
合、図３（ａ）のように所望信号出力１２０１、歪出力
１２０２が熱雑音１２０３に対し現われるものとする。

【００３６】まず、ミキサで歪みが生じたとして、ミキ
サでの出力歪を検出し、レベルを測定する回路（図１の
１１５）について説明する。図４は１１５の歪出力検出
回路の動作を説明するための図である。図４は、図１の
ベースバンドアンプ（１１２、１１３）の出力信号を表
しており、斜線部分は、ベースバンドアナログ回路から
出力される熱雑音成分、９０３はベースバンドフィルタ
の周波数特性によってベースバンド付近で高くなってい
る熱雑音成分、９０６の部分はフラットな熱雑音成分を
示している。ここで、歪を発生させる為の試験信号とし
て図５（ａ）に示す様な周波数スペクトラムを持つ周波
数ｆｍなる正弦波で振幅変調された試験信号を考える
（この試験信号の発生手段については後述する）。この
試験信号をミキサ１０４、１０７のＲＦポートに入力
し、ローカルポートに入力されるｆｃなる搬送波とミキ
シングを行うと、搬送波成分ｆｃ通しが乗算されること
になる為、０周波数（直流成分）に９０１なる出力が現
れる。この他に、ミキサの２次の非線形性によって、ｆ
ｍなる周波数に２次歪出力９０２が現れる。ここで、こ
の直流成分は図１の１０８、１０９なるＡＣカップリン
グコンデンサによって除去することが出来るので（９０
４）、９０２の歪出力をフィルタ９０５によって取り出
せば、ミキサ１０８、１０９によって生じた歪出力のレ
ベルを検出することが出来る。尚、この例ではベースバ
ンドアンプ（１１２、１１３）出力から歪み検出を行う
こととして説明したが、出力レベルが十分に大きければ
ベースバンドフィルタ（１１０、１１１）出力を取り出
しても良い。

【００３７】図６は歪出力を検出し、ミキサのパラメー
タ制御を行う回路をより詳しく説明するためのブロック
図である。ミキサ（１４０７、１４０８）により周波数
変換されたベースバンド信号は、チャネル選択フィルタ
１４０１、ベースバンドアンプ１４０２通過後にディジ
タルに変換され（１４０３）、最適フィルタ（ディジタ
ルフィルタ）１４０４に通される。この最適フィルタ１
４０４は、例えばπ/4-QPSK 信号に対しては、受信ルー
トロールオフフィルタなどが用いられる。１４０５は歪
検出回路で、図４で説明した様な方法で歪出力を取り出
して歪出力レベルを測定する。歪出力レベルを測定する
為には、例えば、Ｉチャネル（１４１２）とＱチャネル
（１４１３）の信号に対して、Ｉ²、Ｑ²なる演算を行
なえばよく、また両チャネル総合の歪出力レベル検出の
ためには、 √（Ｉ²＋Ｑ²）なる演算を行えばよい。この演算によってレベル検出を
行った後は、この検出値を用いて制御回路（１４０６）
で演算を行い、ミキサ１４０７、１４０８に対する可変
パラメータの値を設定し、本設定値を持って前記ミキサ
の制御を行う。ここではこのレベル検出処理がディジタ
ルであったため、Ｄ／Ａ変換（１４０９）後にミキサの
制御を行っている。

【００３８】さて、この時ＩＱチャネルミキサ（１４０
７、１４０８）の非線形特性は一般に独立であるため、
各ミキサのバイアス制御（１４１０、１４１１）はそれ
ぞれ独立に行う必要があり、フィードバックループは２
系統必要になる。しかし、一般に同一チップ内に作られ
たミキサ回路が同特性の素子バラツキを示すことは、良
く知られているところであり、このような場合には、同
じ制御による１系統のフィードバックループで済ませる
ことも出来る。

【００３９】次に図７を用いて、本発明による、ミキサ
で試験的に２次歪を発生させる為の検査用の信号（干渉
波）を無線機内部で発生する方法について説明する。本
発明による携帯無線機においては、送受信状態以外の期
間に試験信号をミキサのＲＦポートに入力し、試験的に
二次歪を生じさせ、そのレベルを検出する操作を行う。
ここでは、振幅変調波を試験信号とする場合について述
べる。図７で周波数ｆｃのローカル発振器（１３０４）
は、ミキサ（１３０２）のローカル入力ポートに入力さ
れるほか、振幅変調信号発生器（１３０５）にも入力さ
れる。この振幅変調信号発生器は、周波数ｆｍの変調信
号発生器（１３０７）とミキサ回路（１３０６）よりな
っている。このローカル発振信号ｆｃの変調信号発生器
ｆｍとの乗算によって図５（ａ）に示す様な、搬送波周
波数ｆｃ（１５０４）を中心としてｆｍ離れて２波（１
５０５、１５０６）が立つ様な振幅変調信号が生成され
る。この試験用の振幅変調信号は、アッテネータ（減衰
器：１３０８）によって、適正レベルに変換された後、
スイッチ１３０９を介して、ミキサ（１３０２）のＲＦ
ポートに入力される。尚、スイッチ１３０９は、試験信
号をミキサに入力する場合には、図７のＡ側に倒れ、通
常の受信状態にはＢ側に倒れる。この様な振幅変調波を
入力した場合のミキサの出力は、図５の（ｂ）の様にな
る。すなわち、ローカル発振器の搬送波周波数ｆｃ通し
の乗算によって生じた直流成分（１５０１）と、１５０
４と１５０５との差周波数、１５０４と１５０６との差
周波数に拠って、ベースバンドの周波数ｆｍに生じる二
次歪出力（１５０２）と、さらに１５０５と１５０６と
の差周波数に拠ってベースバンドの周波数２ｆｍに生じ
る二次歪出力（１５０３）を生じる。ここで、ミキサ
（１３０２）の出力側は、コンデンサ（１３１０）によ
ってＡＣカップルされているので、実際には、１５０２
なる二次歪出力のみが取り出されることになる。また、
ディジタル信号処理部のディジタルフィルタリングによ
ってｆｍの周波数成分２・ｆｍ（１５０３）は除去する
ことが出来る。尚、図７でバッファアンプ（１３０３）
は振幅変調信号発生器（１３０５）で生成された振幅変
調信号が、ミキサ（１３０２）のローカルポートに回り
込まない様にする為に挿入したものであって、特にこの
心配がない場合には省略しても良い。

【００４０】また、ここでｆｍに生じる出力レベルが高
く、この成分でミキサ（１０４、１０７）後段のベース
バンドフィルタ（１１０、１１１）が歪み、ミキサで生
じた歪とベースバンドフィルタで生じた歪が区別できな
くなる場合には、図５の様な試験信号は使用出来ない。
この様な場合には、試験信号として自チャネル（２００
５）の隣接チャネル周波数（２００１）に、信号帯域よ
りも狭い周波数間隔（２００４）のＣＷ２波（２００
２、２００３）を生成させればよい（図８（ａ））。こ
の試験信号であれば、ミキサ出力の２次歪は図８（ｂ）
に示す周波数（２００６：２００４と同じ周波数）に出
力されるため、他の信号成分はベースバンド帯域内に現
れず、ミキサ後段のベースバンドフィルタ（１１０、１
１１）やベースバンドアンプ（１１２、１１３）が歪ん
でミキサで生じた歪とベースバンド回路で生じた歪が区
別出来なくなる心配は無い。

【００４１】次に、本発明を実現するための制御手順に
付いて説明する。図９は図２に示す回路で差動トランジ
スタペア（１９０３、１９０４）の各トランジスタのバ
イアス電圧（ＶＢ）を変化させて、２次歪出力が最小に
なるようにすることを目的とした場合の制御手順を説明
するための図である。図９で１６０１は設定されたＶＢ
電圧の値と歪出力検出回路（１１５）で検出された二次
歪出力との関係を現す曲線の例である。今、設定された
ＶＢ電圧（）によって歪出力がＢであった場合に、予
め設定されたステップサイズ（１６０２）だけ、ＶＢ電
圧を低い方向もしくは高い方向に変化させ、再度二次歪
出力を検出しレベルを測定する。もしもＶＢ電圧を高い
方向に１ステップ分（１６０２）だけずらし、とした
時には歪出力はＣとなり、Ｂ＞Ｃであるから、次は同じ
方向にもう１ステップＶＢ電圧を高く設定し、の値と
して二次歪出力を測定する。今度はＤ＞Ｃであるので、
最小の二次歪を与えるＶＢ電圧を最適値とする。

【００４２】もしも、最初のＶＢ電圧（）によって歪
出力がＢであった場合に、ＶＢ電圧を低い方向に１ステ
ップサイズずらしてとした場合には、二次歪出力はＡ
（＞Ｂ）となるため、よりも高い方向にＶＢ電圧を設
定するものとする。これを予め設定したＶＢ電圧の可変
範囲（１６０３〜１６０４）で行う。

【００４３】また、ミキサの２次歪を低減する別の方法
として、図２に示すミキサのローカル平衡入力部分（１
９０１）の位相差及び振幅差をパラメータとして変化さ
せる場合にも同様のアルゴリズムを使用することが出来
る。

【００４４】次に、無線通信システムにおいて本携帯無
線機を使用する場合に、非線形歪検出・補償を行うため
のシーケンスを説明する。図１０は以上に述べた非線形
歪検出・補償を行う際のシーケンスを説明する為の図で
ある。この説明では、図１１（ａ）に示すようなＴＤＭ
Ａ、（Ｂ）に示すようなＴＤＭＡ−ＴＤＤシステムでの
端末の使用を想定する。（ａ）のＴＤＭＡフレームは、
受信フレーム（Ｒｘ）と送信フレーム（Ｔｘ）からな
り、送受信フレームの間にはガードタイムがある（１１
０１、１１０２）。また、（ｂ）は３多重のＴＤＭＡ−
ＴＤＤシステムの例で、送信スロット（Ｔ１〜Ｔ３）と
受信スロット（Ｒ１〜Ｒ３）からなっている。干渉波検
出や非線形歪補償の操作は、（ａ）ではＴＤＭＡフレー
ムの受信フレーム１１０５や１１０６の前のガードタイ
ム１１０１や１１０２で行う。また、（ｂ）では、Ｔ２
（１１０３）とＲ２（１１０４）を使用して通話をして
いるような場合には、Ｔ２とＲ２との間の時間を使用す
る。これらは一例であり、送信が行われておらず、受信
信号の到達する前であれば基本的にどの時間でも良い。

【００４５】まず、１００１で初期値の設定を行う。図
９に示した範囲でＶＢの走査範囲で、適当に初期値を設
定し、さらに、後に検出する二次歪検出レベルとの比較
の為に、二次歪出力値を初期化（何等かの値で良い）す
る。尚、ＶＢの値は、通話中であれば、１つ前の受信フ
レームで使用していた値を用いれば確実である。例え
ば、図１１の（ａ）の場合で、１１０２で歪み検出を受
信する場合には、１１０１で使用していたＶＢ値を設定
する。カウントを初期化する（１００２）。

【００４６】まず、現在の端末の状態が受信、送信、ガ
ードタイムのいずれかであるかを検査し、歪検出・補償
が可能である状態であるか否か判断する。これは端末が
システムと同期が採れていれば、端末が内蔵するクロッ
クによって容易に判断することが出来る。検出の結果現
在がガードタイム等の歪検出・補償可能期間であれば、
図７で説明したような方法を用いて、振幅変調信号を生
成し、ミキサのＲＦ入力に送り、試験的に二次歪を発生
させる。この二次歪は、図４で説明した方法によって、
レベル検出がなされる。ここで、カウントを１つ増やし
（１００６）、１ステップ前のＶＢの値（（Ｖ
Ｂ）_n-1））に対する歪出力レベルとの比較を行い（１
００７）、（二次歪出力）_nと（二次歪出力）_n-1の大
きさによって、図７で説明した様な、ＶＢ電圧の変更を
行い（１００８、１００９）、以下二次歪出力の最小値
を検出するまでこの操作を繰り返す。二次歪が最小にな
った段階で、ＶＢ電圧を固定し（１０１０）、受信を行
う（１０１１）。

【００４７】以上は、可変パラメータがバイアス電圧の
場合に付いて説明したが、ローカル発振器出力（ミキサ
の平衡信号入力）の位相を可変パラメータとする場合で
も、上記の手順は全く同じで良い。

【００４８】図１２に本願の第２発明の第１の実施例を
示す。この例では、試験信号発生器に、送信回路の一部
を用いている。

【００４９】ここでは、歪検出とその補償を行う時間に
おける動作のみを説明する。なお、この動作は、無線機
の電源を入れた時、あるいは発呼操作を行ったとき、あ
るいはＴＤＭＡ方式を用いる場合には送受信の動作を行
わない時間帯で、それぞれ行うことが考えられる。

【００５０】信号波試験波切替器Ａ１０５を試験信号側
に切り替える。また、送信部の信号発生器Ａ１０１から
試験信号のベースバンド信号を発生させる。この信号は
変調器Ａ１０２で変調され、想定される信号波とほぼ同
じレベルに可変減衰器Ａ１０３で調節され、方向性結合
器Ａ１０４の出力から信号波試験波切替器Ａ１０５に入
力される。これにより、試験信号は復調器Ａ１０６に入
力され、検波器Ａ１０７で歪を検出することができる。
検出された歪に応じて、制御回路Ａ１０８にて復調器Ａ
１０６の回路を変更することにより、歪を抑制すること
ができる。なお、図中、Ａ１０９はアンテナ、Ａ１１０
は送受信各切替器、Ａ１１１は移相器、Ａ１１２はロー
ノイズアンプ、Ａ１１３はパワーアンプ（ＰＡ）、Ａ１
１４はＲＦフィルター、Ａ１１５はローカル発振器であ
る。

【００５１】もちろん、想定される信号波のレベルが複
数ある場合でも、可変減衰器Ａ１０３で調節できるため
対応が可能である。

【００５２】また、方向性結合器Ａ１０４をＰＡ（パワ
ーアンプ）の前にもってくることにより、試験信号発生
時には、消費電力の大きいＰＡを駆動する必要がなくな
るという、利点がある。

【００５３】図１３は本願の第２発明の第２の実施例で
あり、送信部とは別に試験信号発生器Ａ２０１を搭載し
ている。歪検出とその補償を行う時間における動作は、
ほぼ同様である。なお、図１２と同一符号で示す部分は
それに対応する部分を示している。

【００５４】図１４は本願の第３発明の第３の実施例で
あり、試験信号発生器Ａ１０１に、送信回路の一部を用
いているのは、第１の実施例と同様である。この実施例
では、送信部と受信部の可変利得アンプＡ３０１、Ａ３
０２を用いて、試験信号を想定される信号波とほぼ同じ
レベルに調節している。また、試験信号の切替に、アン
テナＡ１０９と送信部との間のスイッチＡ３０３を用い
ている。なお、図１１と同一符号で示す部分は、それに
対応する部分を示している。

【００５５】図１５は本発明の第４の実施例であり、試
験信号発生器に、送信回路の一部を用いているのは、第
１の実施例と同様である。この実施例では、ＤＩＶＡ４
０１及びＤＥＴＡ４０２を用いて送信部の電力検出用の
方向性結合器Ａ１０４から試験信号を取り出している。
したがって、方向性結合器が送信部と共用できるため、
試験機能を新たに加える場合にも追加する必要のあるコ
ンポーネントを減らすことができ、通信時の損失要素を
減らすことができる利点がある。なお、図１１と同一符
号で示す部分は、それに対応する部分を示している。

【００５６】図１６は、試験信号の例である。これは、
２次歪や３次相互変調歪などを検出することのできるも
のである。ここで、ｆＬＯは復調器に用いるローカル信
号の周波数、ｆ１ないしｆ２は問題としているチャネル
セパレーション、ｆ２−ｆ１は復調器のベースバンドフ
ィルタのカットオフ周波数より小さく、２次歪みなどの
検出に際して十分ＤＣより大きい周波数が望ましい。

【００５７】図１７は、試験信号発生器のブロック図の
一例である。ＤＢＭ（ダブルバランスドミクサ）を用い
ることで、試験信号のキャリアリークを抑えることがで
きる。ここで、ＤＢＭと同様の機能を持つ回路が送信部
の変調器にも含まれていることが多く、送信部をこの用
途に用いることにより、別に試験信号発生器を設けるこ
となく無線機を簡略化することができる。図１６のよう
な無線機のローカル信号周波数に対して左右対称のスペ
クトルを持つ試験信号は、図１７の回路を用いることに
より、容易に発生することができる。

【００５８】図１８は、図１６の試験信号を図１７の試
験信号発生器のブロックを用いて発生するときに信号発
生器から出力すべきベースバンド信号のスペクトラムを
示す。この信号の一例を図１９に示す。これは、ディジ
タルコードレス電話の６００ｋＨｚ離れた信号による二
次歪を問題にする場合の信号である。図２０は、図１８
の波形を発生するための回路の一例である。この回路
は、ディジタルコードレス電話のボーレート１９２ｋＨ
ｚの２の整数乗のクロックを用いることにより容易に構
成できる。このようなクロックは、通常ディジタルコー
ドレス電話の他のディジタル回路を駆動するために用意
されており、これを流用することができるという利点を
有する。なお、ＬＰＦについてｆ２（＞ｆ１）の減衰が
十分少なく、ｆ１の２倍の周波数を十分減衰できる安価
かつ容易なものが得られれば、図２１のような回路を用
いることにより、図２０のうちのＬＰＦを一つにし、回
路規模を小さくすることができる。

【００５９】図２０のように、無線信号のボーレートｆ
ｓ（ディジタルコードレス電話では１９２ｋＨｚ）に対
して、ｆｓ×２^Ｌなるクロック周波数を用い、分周器、
ＬＰＦおよび加算器という簡単な構成で実現するには、
次のような条件がある。

【００６０】まず、二つのＬＰＦからの出力周波数ｆ
１、ｆ２（ｆ２＞ｆ１）は、問題とする隣接チャネル間
隔（ディジタルコードレス電話では６００ｋＨｚなど）
とほぼ等しいことが必要である。また、出力周波数の差
ｆｗ＝ｆ２−ｆ１は、所望の通信信号の片側帯域幅（デ
ィジタルコードレス電話では約１００ｋＨｚ）とほぼ等
しいことが必要である。２つの分周器の分周比をＭ，Ｍ
＋Ｎとすると、

【数１】ｆｓ×２^Ｌ＝ｆ１×（Ｍ＋Ｎ）＝ｆ２×Ｍ＝
（ｆ１＋ｆｗ）×Ｍ＝ｆｗ×Ｍ×（Ｍ＋Ｎ）／Ｎｆ１／ｆｗ＝Ｍ／Ｎとなる。上記のコードレス電話では、この値ｆ１／ｆｗ
がおよそ６００ｋＨｚ／１００ｋＨｚ＝６である。ま
た、ｆ２／ｆｗ＝（ｆ１＋ｆｗ）／ｆｗが約６、つまり
ｆ１／ｆｗが約５でもよい。

【００６１】さて、図２０からも明らかなように、２つ
の分周器の分周比Ｍ，Ｍ＋Ｎは小さい値であるほど、ｆ
ｓ×２^Ｌなるクロックが、ディジタル部があらかじめ用
意しているクロックをそのまま、あるいは分周して作る
ことのできる可能性が高い。したがって、ここでは、Ｍ
＝５ないし６、Ｎ＝１を選ぶのが適当である。

【００６２】例として、Ｍ＝５、Ｎ＝１を選ぶと、ｆ１×（Ｍ＋１）＝ｆ２×Ｍ＝（ｆ１×ｆｗ）×Ｍよりｆ１＝ｆｗ×Ｍとなり

【数２】ｆｓ×２^Ｌ＝ｆ１×（Ｍ＋１）＝ｆＷ×Ｍ×
（Ｍ＋１）＝ｆｗ×３０ｆｗ＝（ｆｓ×２^Ｌ）／３０＝（１９２ｋＨｚ×２^Ｌ）
／３０これが、およそ１００ｋＨｚであるためには、Ｌ＝４
で、ｆｗ＝（ｆｓ×２^４）／３０＝１０２．４ｋＨｚしたがって、ｆ１＝ｆｗ×Ｍ＝５１２ｋＨｚｆ２＝ｆ１＋ｆｗ＝６１４．４ｋＨｚが適当である。これが図１９に示したスペクトラムと等
しくなる。

【００６３】図２１は、図１９の波形を発生するための
回路のいま一つの例である。この回路も、１９２ｋＨｚ
の２つの整数乗のクロックを用いることにより容易に構
成できる。従って、ディジタルコードレス電話の他のデ
ィジタル回路を駆動するためのクロックを流用すること
のできるという利点を有する。

【００６４】図２２に本願の第３発明の第１の実施例を
示す。この例では、ポートＢ１０１は受信信号が入力さ
れ、ポートＢ１０２、Ｂ１０３には局部発振器Ｂ３０７
から出力された所望受信信号の搬送周波数にほぼ等しい
周波数で、グラウンドに対し、振幅の大きさが等しく、
位相差が１８０°の信号が平衡入力される。そして、ト
ランジスタＢ１０８、Ｂ１０９、Ｂ１１０から構成され
る。乗算器によって、受信信号と局部発振信号はとは乗
算され、受信信号はベースバンド周波数信号に変換さ
れ、ポートＢ１０４、Ｂ１０５から出力される。ここ
で、トランジスタＢ１０８、Ｂ１０９、負荷素子Ｂ１１
１、Ｂ１１２、バイアス回路Ｂ１１３、Ｂ１１４で構成
される差動対が完全に対称ならば所望信号はポートＢ１
０４、Ｂ１０５からそれぞれ、グラウンドに対し、同じ
振幅で、位相差が１８０°の信号が出力される。一方、
偶数次の歪み信号は同じ振幅で、かつ同相の信号で出力
されるので、ポートＢ１０４とＢ１０５の間の信号とし
ては、相殺され、出力がない状態になる。しかし、受信
信号に振幅変調成分が含まれ、かつ差動対を構成するト
ランジスタＢ１０８、Ｂ１０９、負荷素子Ｂ１１１、Ｂ
１１２、バイアス回路Ｂ１１３、Ｂ１１４を構成する素
子にバラツキがあると、差動対の動作が対照的でなくな
るので、図２４に示されるように、例えば受信信号Ｂ５
０１の中の周波数ｆ１の成分Ｂ５０３およびｆ２の成分
Ｂ５０４（ｆ１＞ｆ２）から、偶数次歪みの１つである
周波数（ｆ１−ｆ２）の２次歪み信号がポートＢ１０
４、Ｂ１０５から信号が出力される。ここで、ポートＢ
１０２、Ｂ１０３に可変位相回路Ｂ１１６、Ｂ１１７お
よび可変利得回路Ｂ１１８、Ｂ１１９をそれぞれ設置
し、ポートＢ１０２へ入力される信号とポートＢ１０３
へ入力される信号のグラウンドに対する位相差および振
幅差を調節することによってこのような素子のバラツキ
による差動対の動作の非対称性は補正することができ
る。図２５に位相差を変化させたときの、ポートＢ１０
４とＢ１０５の間の所望信号Ｂ６０１と偶数次歪み信号
である２次歪み信号の出力電圧の変化を示す。差動対が
理想的な状態ならば２次歪み信号は位相差１８０°のと
きが極小になるが、実際は素子にバラツキにより、位相
差１８０°からずれた点で極小になる。ずれの大きさ
は、トランジスタＢ１０８、Ｂ１０９の素子バラツキや
動作状態、温度特性などの原因により変化するため、断
続的にもしくは連続的に調整が必要になる。また、この
とき所望信号Ｂ６０１に対しては、ポートＢ１０２へ入
力される信号とポートＢ１０３へ入力される信号のグラ
ウンドに対する位相差を変化させても出力電圧がほとん
ど変化しないため、受信機のＣＩＲを向上することがで
きる。可変位相回路Ｂ１１６、Ｂ１１７および可変利得
回路Ｂ１１８、Ｂ１１９は次のように調節すれば良い。
例えば、ＴＤＭＡのシステムでは非受信モードの時、受
信機内の信号発生器Ｂ１２３より、隣接チャンネル帯域
のうち任意の２つの周波数Ｆａ，Ｆｂ（Ｆａ＞Ｆｂ）の
信号を出力させ、ポートＢ１０１に入力する。ポートＢ
１０２、Ｂ１０３には局部発振器Ｂ３０７から出力され
た所望受信信号の搬送周波数にほぼ等しい周波数ＦＬｏ
（Ｆａ，Ｆｂ＞ＦＬｏ）の信号を平衡入力し、周波数変
換する。ポートＢ１０４、Ｂ１０５からは、周波数（Ｆ
ａ−ＦＬｏ）、周波数（Ｆｂ−ＦＬｏ）、および周波数
（Ｆａ−Ｆｂ）の信号が出力される。周波数（Ｆａ−Ｆ
ｂ）は２次歪みの信号である。さらに、出力された信号
をベースバンドフィルタＢ１２０に入力すると、周波数
（Ｆａ−ＦＬｏ）、周波数（Ｆｂ−ＦＬｏ）は隣接チャ
ンネル周波数の信号でフィルタの帯域外の周波数の信号
であるため遮断され、ポートＢ１０６には周波数（Ｆａ
−Ｆｂ）の２次歪み信号のみが出力される。この出力信
号の電圧を検出回路Ｂ１２１で測定し、結果を制御信号
発生回路Ｂ１２２に送る。制御信号発生回路Ｂ１２２は
出力信号の電圧に応じて、可変位相回路Ｂ１１６、Ｂ１
１７および可変利得回路Ｂ１１８、Ｂ１１９へ制御信号
をおくる。制御信号は可変位相回路、および可変利得回
路の可変の方法に応じて、アナログ信号、デジタル信号
のどちらか適切な方法、もしくは両方を用いればよい。
可変位相回路Ｂ１１６、Ｂ１１７はそれぞれ制御信号に
応じて、位相量を変化させる。同様に可変利得回路Ｂ１
１８、Ｂ１１９もそれぞれ制御信号によって、利得を変
化させる。このようにして、ポートＢ１０２、Ｂ１０３
に入力される信号の位相差および振幅を調節した後、再
び検出回路Ｂ１２１で周波数（Ｆａ−Ｆｂ）の２次歪み
信号の電圧を測定し、受信機の性能から設定されたしき
い値以下であれば、制御信号発生回路Ｂ１２２は、その
状態の制御新号を保持し、以後の２次歪みの信号の検出
で、しきい値を越えるまで、可変位相回路および可変利
得回路の状態を保持する。もし、しきい値を越えていれ
ば、制御信号を変化させ、可変位相回路Ｂ１１６、Ｂ１
１７あるいは可変利得回路Ｂ１１８、Ｂ１１９のどちら
か一方もしくはその両方の状態を変えて、歪みが小さく
なるようにし、再度２次歪み信号の電圧を測定し、しき
い値との比較を行う。これら一連の動作を、２次歪み信
号の電圧がしきい値以下になるまで繰り返す。ここで、
図２２ではバイポーラトランジスタの差動対について説
明したが、電界効果トランジスタにより構成された差動
対についても同様な効果を得ることができるので、トラ
ンジスタＢ１０８、Ｂ１０９をバイポーラトランジスタ
の差動対の代わりに電界効果トランジスタを用いてもよ
い。また、可変利得回路を用いるかわりに差動増幅器な
どで構成できる振幅制限回路で、振幅差が等しくなるよ
うにしてもよい。図２５に可変位相回路の第１の実施例
を示す。抵抗Ｂ７０１のインピーダンスが抵抗Ｂ７０２
と例えばダイオードのような可変容量素子Ｂ７０３の端
子間容量の直列インピーダンスに対し、十分大きけれ
ば、抵抗Ｂ７０２の可変容量素子Ｂ７０３の端子間容量
により、入力端子Ｂ７０４と出力端子Ｂ７０５の間の位
相量を決めることができる。ここで、可変容量素子Ｂ７
０３の端子間容量は、可変容量素子Ｂ７０３にかかる電
圧により変化する。可変容量素子の端子間容量は品種に
もよるが、一般的に１０Ｖ程度の電圧変化で、数百ｆＦ
から数十ｐＦの大きさで容量が可変できる。可変容量素
子Ｂ７０３の端子間電圧は端子Ｂ７０６の電圧により変
化させることができるため、ポートＢ７０６の電位によ
り、位相量を可変することができる。例えば、抵抗Ｂ７
０２を５０Ω、可変容量素子Ｂ７０３の端子間容量を
１．６８ｐＦにすると、入力端子Ｂ７０４と出力端子Ｂ
７０５の間の位相量は４５°になる。また、端子間容量
が２．５ｐＦでは位相量は５６°、１．２ｐＦでは位相
量は３６°、０．４５ｐＦでは１５°となる。従って。
適切な端子間容量の可変容量素子を用いれば、０〜数Ｖ
程度アナログ信号の制御電圧を端子Ｂ７０６に加えるこ
とによって、数十度の位相の可変が可能である。このと
き、位相量は１５°の状態と７５°の状態のときには振
幅に約１３ｄＢの差が生じる。しかし、この場合どちら
の振幅も、差動対を構成するトランジスタＢ１０６、Ｂ
１０７をスイッチング動作するのに十分な大きさの振幅
であるならば、特性に影響を与えず、ほとんど無視でき
るが、可変利得回路Ｂ１１０、Ｂ１１１の利得を変化さ
せて、２次歪み信号がより低減できるように調節しても
よい。また、振幅制限回路で、振幅差が等しくなるよう
にしてもよい。

【００６５】図２３に本願の第３発明の第１実施例の変
形例を示す。このようにしても、図２２の構成と同様の
効果が得られる。但し、図２３において、Ｂ０１は受信信号入力ポートＢ０２、Ｂ０３は局部発振信号入力ポートＢ０４、Ｂ０５は出力ポートＢ０６はベースバンドフィルタ出力ポートＢ０７はベースバンド信号出力ポートＢ０８、Ｂ０９、Ｂ１０、Ｂ１１、Ｂ１２、Ｂ１３はト
ランジスタＢ１４、Ｂ１５、Ｂ１６、Ｂ１７はバイアス回路Ｂ１８、Ｂ１９は可変位相回路Ｂ２０、Ｂ２１は可変利得回路Ｂ２２はベースバンドフィルタＢ２３は検出回路Ｂ２４は制御信号発生回路Ｂ２５は不平衡−平衡変換回路Ｂ２６は信号発生器Ｂ２７、Ｂ２８は負荷素子Ｂ２９は定電流源回路である。

【００６６】図２７に可変位相回路の第２の実施例を示
す。Ｂ８０１は抵抗、Ｂ８０２はキャパシタ、Ｂ８０３
はＭＯＳトランジスタの様な電気的な信号によりＯＮ／
ＯＦＦが可能なスイッチである。可変位相回路の位相量
は抵抗の並列回路で構成される抵抗ブロックＢ８０４の
抵抗値とキャパシタの並列回路で構成されるキャパシタ
ブロックＢ８０５の容量値によって決まるが、抵抗ブロ
ックＢ８０４の抵抗値およびキャパシタブロックＢ８０
５の容量値は素子に直列に接続されているスイッチＢ８
０３のＯＮ／ＯＦＦにより、可変することができる。例
えばキャパシタブロック８０５の容量値を０．８４ｐＦ
とし、抵抗ブロックＢ８０４が２．５ｋΩの抵抗で構成
されるとき、２５本の抵抗が並列接続されると抵抗ブロ
ックＢ８０４の抵抗値は１００Ωとなり、このとき可変
位相回路のポートＢ８０６とポートＢ８０７の間の位相
量は４５°である。２６本では約９６Ωとなり、位相量
は約４４°である。３５本の並列接続では約７１Ωとな
り、位相量は約３６°となる。同様にキャパシタブロッ
クＢ８０５の容量値も容易にかつ差動対の動作の非対称
性を十分に保証できる精度の可変ができる回路である。
また、図２６に示すように抵抗ブロックＢ８０４、キャ
パシタブロックはＢ８０５は直列回路で構成さしても、
同様な効果を得ることができる。さらに抵抗ブロック、
キャパシタブロックのいずれか一方を、直列回路で構成
し、他方を並列回路で構成しても同様な効果を得ること
ができる。抵抗ブロックおよびキャパシタブロックを直
列、並列の両方の組み合わせた回路で構成してもよい。
さらに、また抵抗ブロックとキャパシタブロックは入れ
替えても同様な効果を得ることができる。図２８に可変
位相回路の第３の実施例を示す。ポートＢ９０１、Ｂ９
０２には局部発振信号が入力される。入力された信号は
分配器Ｂ９０８によって２つに分けられ、一方は分配器
Ｂ９０９で再度分配され、移相回路Ｂ９０５、Ｂ９０６
に入力される。もう一方は、９０°移相回路により、位
相を９０°ずらした後、分配器Ｂ９１０で分配し、移相
回路Ｂ９０５、Ｂ９０６に入力される。ここで、移相回
路Ｂ９０５、Ｂ９０６は例えば図２９（ａ）のような回
路で構成される。ポートＢ１００１、Ｂ１００２には分
配器９０９からの信号が入力される、一方ポートＢ１０
０３、Ｂ１００４には分配器Ｂ９１０からの信号が入力
される。ポートＢ１００１、Ｂ１００２に入力される信
号とポートＢ１００３、Ｂ１００４に入力される信号に
は９０°の移相差がある。ポートＢ１００１、Ｂ１００
２から入力された信号はトランジスタＢ１００７、Ｂ１
００８により増幅され、ポートＢ１００５、Ｂ１００６
に出力される。このとき、利得をαとすると利得αはト
ランジスタＢ１００７、Ｂ１００８を流れる電流の大き
さにより変化する。同様にポートＢ１００３、Ｂ１００
４から入力された信号はトランジスタＢ１００９、Ｂ１
０１０により増幅され、ポートＢ１００５、Ｂ１００６
に出力される。このとき、と利得をβとすると利得はβ
はトランジスタＢ１００９、Ｂ１０１０を流れる電流の
大きさにより変化する。説明を簡単にするためにポート
Ｂ１００１、Ｂ１００２およびポートＢ１００３、Ｂ１
００４に入力される信号が正弦波であり、ポートＢ１０
０３、Ｂ１００４に入力される信号がポートＢ１００
１、Ｂ１００２に入力される信号に対し、９０°移相が
進んでいることとすると、ポートＢ１００５、Ｂ１００
６に出力される信号ｙはｙ＝αｃｏｓ（ωｔ）＋βｃｏｓ（ωｔ＋９０°）＝αｃｏｓ（ωｔ）＋βｓｉｎ（ωｔ）＝√（α²×β²）ｃｏｓ（ωｔ＋θ）ここで、ω＝２πｆ，ｆ：周波数、θ＝ｔａｎ^-1（β／
α）である。したがって、αとβの大きさによって位相
量を０°から９０°の範囲で変えることができる。αと
βの大きさは電流源Ｂ１０１１、Ｂ１０１２およびＢ１
０１３、Ｂ１０１４を可変電流源とし、トランジスタＢ
１００７、Ｂ１００８およびＢ１００９、Ｂ１０１０を
流れる電流の大きさを制御信号発生回路Ｂ１１６から出
力される信号に応じて変化させる。電流源１０１１、Ｂ
１０１２、Ｂ１０１３、Ｂ１０１４は例えば図２９
（ｂ）に示されるようなカレントミラー回路で実現でき
る。この場合ポートＢ１０１９、Ｂ１０２０に加える電
圧を変化させることで、電流の大きさを変えることがで
きる。このように制御信号を発生回路から出力されるア
ナログあるいはデジタル信号により、電流の大きさが変
えられる回路ならば他の構成のものを用いてもよい。こ
のようにしてポートＢ１００５、Ｂ１００６のうち、ど
ちらか一方を図９の出力ポートＢ９０３、Ｂ９０４と
し、移相回路Ｂ９０５、Ｂ９０６の位相量を変化させれ
ば、平衡ポートＢ９０３、Ｂ９０４の位相差を最大９０
°変化させることができる。また、このとき、平衡ポー
トＢ９０３とＢ９０４の振幅に差が生じる可能性がある
場合、可変利得回路Ｂ１１０、Ｂ１１１により、２次歪
み信号がより低減できるように調節してもよい。また、
振幅制限回路で、振幅差が等しくなるようにしてもよ
い。実施例では３つの可変位相回路を説明したが、可変
位相回路についてはアナログ信号、デジタル信号を問わ
ず、電気的な制御信号により、位相量が可変できるもの
であれば、他の構成の回路を用いてもよい。

【００６７】次に本発明の第２の実施例を図３０に従っ
て説明する。第１の実施例では、局部発振信号の位相差
および振幅を可変位相回路、および可変利得回路を用い
て、偶数次歪みが低減するように調節したが、本実施例
では、トランジスタＢ１１１０、Ｂ１１１１のバイアス
電圧を変化させ、動作点を調節し、トランジスタＢ１１
１０、Ｂ１１１１による利得および位相量を変化させ
て、偶数次歪みを低減するように調節する。トランジス
タＢ１１１０のベースバイアス電圧は、ＶＣＣから抵抗
Ｂ１１１５を流れる電流によって生ずる電圧降下分を減
じた電圧である。同様にトランジスタＢ１１１１のベー
スバイアス電圧は、ＶＣＣから抵抗１１１６を流れる電
流によって生ずる電圧降下分を減じた電圧になる。抵抗
Ｂ１１１５、Ｂ１１１６を流れる電流の大きさはそれぞ
れカレントミラー回路Ｂ１１１７、Ｂ１１１８によって
定まるため、それぞれポートＢ１１０８、Ｂ１１０９に
加える直流電圧を変化することで調節できる。差動対が
同じ特性で全く対称的に構成されるならば、ポートＢ１
１０８とＢ１１０９の電圧が等しいときに偶数歪みが最
も小さくなる。しかし、実際には素子のバラツキのた
め、Ｂ１１０８、Ｂ１１０９の電圧を調節して偶数歪み
が最も小さくなる状態にする必要がある。例えば、ＴＤ
ＭＡの非受信モードのとき、受信機の信号発生器Ｂ１１
２５より、隣接チャンネル周波数のうち任意の２つの周
波数Ｆａ，Ｆｂ（Ｆａ＞Ｆｂ）の信号を出力させ、ポー
トＢ１１０３に入力する。ポートＢ１１０１、Ｂ１１０
２には局部発振器Ｂ３０７から出力された所望受信信号
の搬送周波数にほぼ等しい周波数ＦＬｏ（Ｆａ，Ｆｂ＞
ＦＬｏ）の信号を平衡入力し、周波数変換する。ポート
Ｂ１１０４、Ｂ１１０５からは周波数（Ｆａ−ＦＬ
ｏ）、周波数（Ｆａ−ＦＬｏ）、および周波数（Ｆａ−
Ｆｂ）の信号が出力される。周波数（Ｆａ−Ｆｂ）は２
次歪みの信号である。の信号さらに、出力された信号を
ベースバンドフィルタＢ１１２０に入力すると、周波数
（Ｆａ−ＦＬｏ）、周波数（Ｆａ−ＦＬｏ）は隣接チャ
ンネル周波数の信号でフィルタの帯域外の周波数の信号
であるため遮断され、ポートＢ１１０６には周波数（Ｆ
ａ−Ｆｂ）の２次歪み信号のみが出力される。この出力
信号電圧を検出回路Ｂ１１２１で測定し、結果を制御信
号発生回路Ｂ１１２２に送る。制御信号発生回路Ｂ１１
２２は出力信号の電圧に応じて、可変電圧回路Ｂ１１２
３、Ｂ１１２４へ制御信号をおくる。可変電圧回路Ｂ１
１２０、Ｂ１１２１はそれぞれ制御信号に応じて、ポー
トＢ１１０８、Ｂ１１０９の電圧を変化させ、抵抗Ｂ１
１１５、Ｂ１１１６に流れる電流を変化させ、トランジ
スタＢ１１１０、Ｂ１１１１の動作状態を変化させる。
そして再び検出回路Ｂ１１２１で周波数（Ｆａ−Ｆｂ）
の２次歪み信号の電圧を測定し、受信器の性能から設定
されたしきい値以下であれば、制御信号発生回路Ｂ１１
２２は、その状態の制御信号を保持し、以後の２次歪み
信号の検出で、しきい値を越えるまで、可変位相回路お
よび可変利得回路の状態を保持する。もし、しきい値を
越えていれば、制御信号を変化させ、可変電圧回路Ｂ１
１２３、Ｂ１１２４のどちらか一方もしくはその両方の
状態を変えて、歪みが小さくなるようにし、再度２次歪
みの信号の電圧を測定し、しきい値との比較を行う。こ
れら一連の動作を、２次歪みの信号の電圧がしきい値以
下になるまで繰り返す。

【００６８】

【発明の効果】以上の様に、本願の第１発明によれば、
受信スロットの空き時間を使って、無線機内部で歪み検
出用の試験信号を生成して非線形歪みを発生させ、その
歪出力が最小になる様にミキサ部の位相、振幅、バイア
ス電圧等のパラメータをフィールドバック制御する。従
って、受信スロット時間に振幅成分を持つ強電界の干渉
波が入力されたときにも、本無線機は良好な線形動作を
行うことが出来、従来のダイレクトコンバージョン受信
機で問題となっていた、２次の非線形歪特性、隣接チャ
ネル感度抑圧特性が改善され、良好に所望波信号を受信
出来るという効果があった。

【００６９】また、第２発明によれば。歪を検出するこ
とのできる試験信号を受信部に入力し、受信部力の信号
から歪の量を検出し、検出結果に対し受信部の回路変更
を行うことにより、歪の原因となっている素子のばらつ
きを補償して、歪を抑制することができる。

【００７０】また、第３発明によれば、平衡入力される
局部発信信号の振幅あるいは位相もしくはその両方を変
化させ、平衡度を調節することにより、差動対のアンバ
ランスな動作を補正し、偶数次の歪みの信号の出力を抑
え、受信機のＣＩＲの劣化を防ぐ効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本願の第１発明による携帯無線機を説明するた
めの図である。

【図２】ミキサの可変パラメータを説明するための図で
ある。

【図３】ミキサの非線形歪を説明するための図である。

【図４】歪検出回路を説明するための図である。

【図５】本願の第１発明による非線形歪補償方式の試験
信号を説明するための図である。

【図６】本願の第１発明による非線形歪補償方式の一実
施例を説明するための図である。

【図７】本願の第１発明による非線形歪補償方式の一実
施例を説明するための図である。

【図８】試験信号を説明するための図である。

【図９】バイアス電流と歪出力との関係を説明するため
の図である。

【図１０】歪検出・補償方式の基本フローチャートであ
る。

【図１１】歪検出期間を示す図である。

【図１２】本願の第２発明の第１実施例を示す図であ
る。

【図１３】本願の第２発明の第２実施例を示す図であ
る。

【図１４】本願の第２発明の第３実施例を示す図であ
る。

【図１５】本願の第２発明の第４実施例を示す図であ
る。

【図１６】試験信号の例を示す図である。

【図１７】試験信号発生器のブロック図の一例を示す図
である。

【図１８】信号発生器から出力すべきベースバンド信号
のスペクトラムの一例を示す図である。

【図１９】信号発生器から出力すべきベースバンド信号
のスペクトラムの一例を示す図である。

【図２０】ベースバンド信号を発生するための回路の一
例を示す図である。

【図２１】ベースバンド信号を発生するための回路の一
例を示す図である。

【図２２】本願の第３発明の要部をなす周波数変換回路
の第１の実施例を説明するための図である。

【図２３】本願の第３発明に係る周波数変換回路の第１
の実施例を説明するための図である。

【図２４】ベースバンド帯域への歪み出力を説明するた
めの図である。

【図２５】局部発振信号の位相差と２次歪み信号の関係
を説明するための図である。

【図２６】本願の第３発明での可変位相回路の第１の実
施例を説明するための図である。

【図２７】本願の第３発明での可変位相回路の第２の実
施例を説明するための図である。

【図２８】本願の第３発明での可変位相回路の第３の実
施例を説明するための図である。

【図２９】本願の第３発明での可変位相回路の第３の実
施例に用いる移相回路を説明するための図である。

【図３０】本願の第３発明の要部をなす周波数変換回路
の第２の実施例を説明するための図である。

【図３１】従来の携帯無線機を説明するための図であ
る。

【図３２】相互変調（３次歪）を説明するための図であ
る。

【図３３】隣接チャネル干渉特性を説明するための図で
ある。

【図３４】ダイレクトコンバージョン受信機の非線形歪
を説明するための図である。

【図３５】ダイレクトコンバージョン受信機の非線形歪
を説明するための図である。

【図３６】ミキサの非線形歪出力を説明するための図で
ある。

【図３７】スーパーヘテロダイン受信機の非線形歪を説
明するための図である。

【図３８】スーパーヘテロダイン受信機の非線形歪を説
明するための図である。

【図３９】ダイレクトコンバージョン受信機の非線形歪
を説明するための図である。

【符号の説明】

１０１受信アンテナ１０２ＲＦフィルタ１０３高周波増幅器１０４、１０７周波数変換器１０５ π／２移相器１０６ローカル発振器１０８、１０９ＡＣカップル１１０、１１１ローパスフィルタ１１２、１１３ベースバンドアンプ１１４検波器１１５歪検出回路１１６バイアス制御信号２０１受信アンテナ２０２ＲＦフィルタ２０３高周波増幅器２０４，２０７周波数変換器２０５ π／２移相器２０６ローカル発振器２０８、２０９ＡＣカップル２１０、２１１ローパスフィルタ２１２、２１３ベースバンドアンプ２１４検波器３０１所望信号３０２干渉波３０３２つの干渉波の周波数差３０４非線形歪出力周波数３０５、３０６干渉波３０７非線形歪出力３０８隣接チャネル周波数４０１所望信号４０２干渉波４０３隣接チャネル周波数４０４隣接チャネルからの干渉４０５隣接チャネル感度抑圧５０１所望信号５０２干渉波５０３２つの干渉波の周波数差５０４非線形歪出力周波数５０５、５０６干渉波５０７非線形歪出力５０８隣接チャネル周波数５０９所望波周波数５１０ＡＣカップル周波数特性Ａ１０１信号発振器Ａ１０２変調器Ａ１０３可変減衰器Ａ１０４復調器Ａ１０５信号波試験波切替器Ａ１０６復調器Ａ１０７検波器Ａ１０８制御回路Ａ１０９アンテナＡ１１０送受信切替器Ａ１１１移送器Ａ１１２、Ａ１１３利得アンプＡ１１４ＲＦフィルタＡ１１５ローカル発振器Ａ２０１試験信号発生器Ａ３０１、Ａ３０２可変利得アンプＡ３０３スイッチＡ４０１ＤＩＹＡ４０２ＤＥＴＢ１０１受信信号入力ポートＢ１０２、Ｂ１０３局部発振信号入力ポートＢ１０４、Ｂ１０５出力ポートＢ１０６ベースバンドフィルタ出力ポートＢ１０７ベースバンド信号出力ポートＢ１０８、Ｂ１０９、Ｂ１１０トランジスタＢ１１１、Ｂ１１２負荷素子Ｂ１１３、Ｂ１１４、Ｎ１１５バイアス回路Ｂ１１６、Ｂ１１７可変位相回路Ｂ１１８、Ｂ１１９可変利得回路Ｂ１２０ベースバンドフィルタＢ１２１検出回路Ｂ１２２制御信号発生回路Ｂ１２２信号発生器Ｂ２０１、Ｂ２０２局部発振信号入力ポートＢ２０３受信信号入力ポートＢ２０４、Ｂ２０５出力ポートＢ２０６、Ｂ２０７、Ｂ２０８トランジスタＢ２０９、Ｂ２１０負荷素子Ｂ２１１、Ｂ２１２、Ｂ２１３バイアス回路Ｂ３０１アンテナＢ３０２ＲＦフィルタＢ３０３ＲＦアンプＢ３０４、Ｂ３０５周波数変換回路Ｂ３０６９０°移相回路Ｂ３０７局部発振器Ｂ３０９、Ｂ３１０ベースバンドフィルタＢ３１１検波器Ｂ４０１所望受信信号Ｂ４０２帯域内干渉信号Ｂ４０３帯域外干渉信号Ｂ４０４ＲＦフィルタの特性Ｂ５０１所望受信信号Ｂ５０２隣接チャネル信号Ｂ５０３、Ｂ５０４隣接チャネル信号の１周波数成分Ｂ５０５５０３と５０４により生じた歪み信号Ｂ５０６５０２により生じた歪み信号Ｂ５０７周波数返還後との所望信号Ｂ６０１所望信号Ｂ６０２２次歪み信号Ｂ６０３２次歪み信号が極小になるときの局部発振器
の位相差Ｂ７０１、Ｂ７０２抵抗Ｂ７０３可変容量素子Ｂ７０４、Ｂ７０５ポートＢ７０６制御信号入力ポートＢ８０１抵抗Ｂ８０２キャパシタＢ８０３スイッチＢ８０４抵抗ブロックＢ８０５キャパシタブロックＢ８０６、Ｂ８０７ポートＢ９０１、Ｂ９０２局部発振信号入力ポートＢ９０３、Ｂ９０４可変移相回路出力ポートＢ９０５、Ｂ９０６移相回路Ｂ９０７９０°移相回路Ｂ９０８、Ｂ９０９、Ｂ９１０分配器Ｂ９１１、Ｂ９１２、Ｂ９１３、Ｂ９１４、Ｂ９１５、
Ｂ９１６、Ｂ９１７、Ｂ９１８ポートＢ１００１、Ｂ１００２、Ｂ１００３、Ｂ１００４局
部発振信号入力Ｂ１００５、Ｂ１００６出力ポートＢ１００７、Ｂ１００８、Ｂ１００９、Ｂ１０１０ト
ランジスタＢ１０１１、Ｂ１０１２、Ｂ１０１３、Ｂ１０１４可
変電流源Ｂ１０１５、Ｂ１０１６負荷素子Ｂ１０１７、Ｂ１０１８抵抗Ｂ１０１９、Ｂ１０２０制御信号入力ポートＢ１０２１、Ｂ１０２２トランジスタＢ１０２３、Ｂ１０２４抵抗Ｂ１１０１、Ｂ１１０２局部発振信号入力ポートＢ１１０３受信信号入力ポートＢ１１０４、Ｂ１１０５出力ポートＢ１１０６ベースバンドフィルタ出力ポートＢ１１０７ベースバンド信号出力ポートＢ１１０８、Ｂ１１０９制御信号入力ポートＢ１１１０、Ｂ１１１１、Ｂ１１１２トランジスタＢ１１１３、Ｂ１１１４負荷素子Ｂ１１１５、Ｂ１１１６抵抗Ｂ１１１７、Ｂ１１１８可変電流源Ｂ１１１９バイアス回路Ｂ１１２０ベースバンドフィルタＢ１１２１検出回路Ｂ１１２２制御信号発生回路Ｂ１１２３、Ｂ１１２４可変電圧回路Ｂ１１２５信号発生器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者西川善博東京都日野市旭が丘３丁目１番地の１株式会社東芝日野工場内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ディジタルもしくはアナログ信号で変調
された高周波信号を伝送する無線通信システムにおいて
使用され、少なくとも、前記高周波信号の中心周波数と
ほぼ等しい周波数の基準信号を発生するローカル発振器
と、前記ローカル発振器からの基準信号から、位相が相
互に直交する第１及び第２の基準信号を得るための移相
手段と、前記高周波信号と、前記ローカル発振器からの
基準信号とを乗算し、第１及び第２のそれぞれ第１およ
び第２のベースバンド信号を得るための第１及び第２の
周波数変換器と、前記周波数変換器出力を入力信号と
し、前記入力信号に利得を与える第１及び第２のベース
バンド回路と、前記ベースバンド回路の出力信号を復調
するための復調器と、前記ベースバンド信号を入力とす
る周波数選択フィルタと、前記復調器に入力される信号
の電界強度を測定する受信電界強度測定回路と、前記受
信電界強度測定回路で測定された値に基づき、制御信号
を発生する制御回路と、前記第１及び第２の周波数変換
器に入力される試験信号を発生する試験信号発生回路と
を供えた無線機において、所望信号を受信していない期間に、前記試験信号発生回
路から発生された試験信号を前記第１、第２の周波数変
換器に入力し、前記周波数変換器の出力成分のうち、所
定の周波数成分の受信電界を測定し、前記受信電界強度
の値に基づいて発生された制御信号によって、前記第１
及び第２の周波数変換器あるいは周波数変換器に接続さ
れている周辺回路の所定のパラメータを制御することを
特徴とする無線機。
【請求項２】請求項１記載の所定のパラメータは、ロ
ーカル発振器から周波数変換器に供給される基準信号の
位相または振幅を可変とするものであることを特徴とす
る請求項１記載の無線機。
【請求項３】無線信号を受信する受信部と、受信部に入力することにより歪を検出することのできる
試験信号を発生する試験信号発生器と、無線信号と試験信号との入力を切り替える切替器と、前記切替器を切り替えると共に、受信部からの信号から
歪の量を検出し、検出結果に対し受信部の回路変更を行
う機能を有する制御回路を具備することを特徴する無線
機。
【請求項４】前記試験信号発生器あるいはその一部
に、送信回路あるいはその一部を用いることを特徴とす
る請求項３記載の無線機。
【請求項５】少なくとも一組のトランジスタ差動対を
具備し、前記１つまたは複数の差動対に平衡入力される
第１の信号と平衡または不平衡入力される第２の信号に
より、信号の混合が行われる回路において、前記第１の
信号が入力される平衡入力端子の一方もしくは両方に位
相が可変な回路と利得が可変な回路の一方もしくはその
両方が具備されている周波数変換回路を有することを特
徴とする無線機。
【請求項６】少なくとも一組のトランジスタ差動対を
具備し、前記１つまたは複数の差動対に平衡入力される
第１の信号と平衡または不平衡入力される第２の信号に
より、信号の混合が行われる回路において、前記第１の
信号が入力される平衡入力端子の一方もしくは両方に位
相が可変な回路と振幅の大きさを制限することが可能な
回路の一方もしくはその両方が具備されている周波数変
換回路を有することを特徴とする無線機。