KR20030003088A - 주파수 변환기 및 이를 이용한 무선통신장치 - Google Patents

주파수 변환기 및 이를 이용한 무선통신장치 Download PDF

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Abstract

본 발명의 주파수 변환기는, 왜곡을 저감시키기 위해, 입력신호를 로컬신호에 따라 제1변환이득으로 주파수 변환시키는 제1믹서와, 입력신호를 로컬신호에 따라 제1변환이득보다 낮은 제2변환이득으로 주파수 변환시키는 제2믹서 및, 제1 및 제2믹서의 출력신호를 서로 역상으로 가산하는 가산기(adder)를 구비한다.

Description

주파수 변환기 및 이를 이용한 무선통신장치 {FREQUENCY CONVERTER AND RADIO COMMUNICATION APPARATUS WITH THE SAME}
본 발명은 주파수 변환기 및 이를 이용한 무선통신장치에 관한 것이다.
근래, 휴대전화기, 휴대정보단말 등의 무선단말의 소형화, 저가격화 및 저소비전력화가 정력적으로 진행되고 있다. 무선단말의 소형화 및 저가격화 쌍방의 요구를 만족시키기 위해, 단말의 무선부에 이용되는 회로(RF밴드의 신호를 취급하는회로)를 가능한 한 많이 IC(집적회로)에 의해 실현하는 방법이 채용되고 있다.
한편, 무선단말의 저소비전력화는 주로 트랜지스터 등의 능동소자와, 캐패시터 등의 패시브소자(passive element)를 포함하는 디바이스의 특성향상 및 그 회로기술의 향상에 의해 실현된다.
무선단말의 무선부에서의 기능회로의 하나로서, 수신신호를 보다 낮은 주파수로 변환시키거나, 송신신호를 보다 높은 주파수로 변환시키기 위한 주파수 변환기를 들 수 있다. 종래의 주파수 변환기로서는, 예컨대 싱글 밸런스 믹서(single balance mixer: SBM)나 더블 밸런스 믹서(double balance mixer: DBM)가 알려져 있다.
SBM과 DBM 등의 주파수 변환기에서는 Gm 증폭기 및 차동쌍 트랜지스터의 비선형성에 의해 주파수 변환 출력신호에 왜곡, 특히 3차 왜곡 IM3(3차 상호변조 왜곡)이 발생한다는 문제가 있다. 이들 왜곡을 회로기술에 의해 저감시키는 가장 간단한 방법은 Gm 증폭기 및 전류스위치를 구성하는 차동쌍 트랜지스터에 흐르는 동작전류를 크게 하는 것이다.
그렇지만, GM 증폭기와 차동쌍 트랜지스터의 동작전류를 크게 하여 왜곡을 저감시키는 수법에서는, 왜곡의 지표로서 일반적으로 알려져 있는 3차 인셉트점 (incept point: IIP3)으로 언급되는 입력을 6dB 개선하고자 하면, 동작전류를 약 2배 크게 할 필요가 있다. 이것은 저소비전력화의 관점으로부터 바람직하지 않다.
본 발명은 동작전류를 크게 증가시키지 않고 왜곡을 저감시킬 수 있는 주파수 변환기를 제공하는 것을 목적으로 한다.
도 1a와 도 1b는 본 발명의 제1실시형태에 따른 주파수 변환기의 개략적인 블록도이고,
도 2는 도 1의 주파수 변환기의 구체적인 블록도,
도 3a 내지 도 3e는 본 발명에 따른 주파수 변환기를 구성하는 주믹서(main mixer)와 왜곡 보상용 믹서(distortion compensation mixer)에 적용가능한 상호컨덕턴스 증폭기의 여러 예를 나타낸 회로도,
도 4는 도 3에 나타낸 각각의 상호컨덕턴스 증폭기의 출력전류위상을 나타낸 도면,
도 5는 본 발명의 제2실시형태에 따른 주파수 변환기의 개략적인 블록도,
도 6은 도 5의 주파수 변환기의 구체적인 블록도,
도 7은 제2실시형태에 따른 주파수 변환기에 적용가능한 이상기(phase shifter)의 회로를 나타낸 도면,
도 8a와 도 8b는 도 7의 이상기의 진폭 및 위상의 주파수특성을 나타낸 도면,
도 9는 도 2의 주파수 변환기를 보다 구체화한 본 발명의 제3실시형태에 따른 주파수 변환기의 구성을 나타낸 도면,
도 10은 도 9에 나타낸 주파수 변환기를 차동화한 본 발명의 제4실시형태에 따른 주파수 변환기의 구성을 나타낸 도면,
도 11은 도 9에 나타낸 주파수 변환기를 변형한 본 발명의 제5실시형태에 따른 주파수 변환기의 구성을 나타낸 도면,
도 12는 도 6에 나타낸 주파수 변환기를 더 구체화한 본 발명의 제6실시형태에 따른 주파수 변환기의 구성을 나타낸 도면,
도 13은 도 11에 나타낸 주파수 변환기를 차동화한 본 발명의 제7실시형태에 따른 주파수 변환기의 구성을 나타낸 도면,
도 14a와 도 14b는 도 6에 나타낸 주파수 변환기를 더 구체화한 본 발명의 제8실시형태에 따른 주파수 변환기의 회로도,
도 15는 본 발명의 상기 실시형태에 따른 주파수 변환기를 적용한 본 발명의 제9실시형태에 따른 무선통신장치의 무선부의 구성을 나타낸 도면이다.
본 발명의 제1국면에 따르면, 입력신호와 로컬신호가 공급되고, 입력신호를 로컬신호에 따라 제1변환이득으로 주파수 변환하여 제1출력신호를 생성하는 제1믹서와, 입력신호를 로컬신호에 따라 제1변환이득보다 낮은 제2변환이득으로 주파수 변환하여 제2출력신호를 생성하는 제2믹서 및, 제1출력신호와 제2출력신호를 서로 역상(opposite phase)으로 가산하여 주파수 변환 출력신호를 생성하는 가산기 (adder)를 구비한 주파수 변환기가 제공된다.
본 발명의 제2국면에 따르면, 입력신호와 제1로컬신호가 공급되고, 입력신호를 제1로컬신호에 따라 제1변환이득으로 주파수 변환하여 제1출력신호를 생성하는 제1믹서와, 입력신호 및 제1로컬신호와 위상이 다른 제2로컬신호가 공급되고, 입력신호를 제2로컬신호에 따라 제1변환이득보다 낮은 제2변환이득으로 주파수 변환하여 제2출력신호를 생성하는 제2믹서, 제1출력신호와 제2출력신호를 서로 역상으로 가산하여 주파수 변환 출력신호를 생성하는 가산기 및, 원로컬신호(original local signal)가 공급되고, 원로컬신호를 위상이동시켜 제1로컬신호와 제2로컬신호를 생성하는 이상기(phase shifter)를 구비한 주파수 변환기가 제공된다.
(발명의 실시형태)
이하, 도면을 참조하여 본 발명의 실시형태에 대해 설명한다.
제1실시형태
도 1a에 나타낸 바와 같은 제1실시형태에 따른 주파수 변환기에 따르면, RF입력신호는 주파수 변환되야 할 입력신호로서 제1입력단자에 입력되고, 로컬신호는 제2입력단자(2)에 입력된다. RF 입력신호와 로컬신호는 주믹서(main mixer(제1믹서); 3)와 왜곡 보상용 믹서(제2믹서; 4)에 입력된다. 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)에서는, RF 입력신호가 로컬신호에 따라 주파수 변환된다. 환언하면, 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)는 RF 입력신호에 로컬신호를 승산하는 승산기 (multiplier)로서 기능한다.
주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)로부터의 출력신호는 가산기(5)에 의해 서로 역상으로 가산된다. 주믹서(3)의 출력신호가 정상(positive phase)이고, 왜곡 보상용 믹서(4)로부터의 출력신호가 역상(negative phase)이면, 믹서(3, 4)의 출력신호는 가산기(5)에 의해 역상으로 가산된다. 가산기(5)는 후술하는 바와 같이, 예컨대 연결선의 조작에 의해 실현될 수 있다. 가산기(5)로부터의 출력신호는 주파수 변환 출력신호로서 출력단자(6)로부터 출력된다. 왜곡 보상용 믹서(4)의 변환이득은 주믹서(3)의 변환이득보다 작은 값으로 설정된다. 그 결과, 주믹서(3)로부터의 소망하는 파 출력(Dm)과 왜곡 보상용 믹서(4)로부터의 소망하는 파 출력 (Dc)의 관계는 다음과 같이 된다.
Dm 〉Dc (1)
더욱이, 믹서(3, 4)는 주믹서(3)로부터의 출력의 3차 왜곡(IM3m)과 왜곡 보상용 믹서(4)로부터의 출력의 3차 왜곡(IM3c)이 근사적으로 같아지도록 설계된다.
IM3m = IM3c (2)
식 (1)과 (2)의 조건을 만족시킬 수 있는 구체적인 설계수법에 대해서는 후에 상세히 설명한다.
가산기(5)가 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)로부터의 출력신호를 서로 역상으로 가산하면, 근사적으로 3차 왜곡은 캔슬(cancel)된다. 그 결과, 주파수 변환 출력신호는 주믹서(3)로부터의 소망하는 파 출력과 거의 동등한 진폭의 소망하는 파를 갖는다.
도 1a에 있어서, 2톤(tone)의 소망하는 파(D파) (A)가 입력단자에 RF 입력신호로서 입력될 때, 각각의 신호 스펙트럼 (A), (B), (C), (D)는 각 부에 나타나게 된다. 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)로부터의 신호 스펙트럼 (B)와 (C)에 있어서, 3차 왜곡(IM3)은 서로 같다(IM3m=IM3c). 그러나, 왜곡 보상용 믹서(4)의 변환이득이 주믹서(3)의 변환이득보다 작기 때문에, 왜곡 보상용 믹서(4)의 D파 성분은 주믹서(3)보다 작다(Dm〉Dc). 따라서, 가산기(5)의 출력(D)에서는, 성분 IM3은 캔슬되어, 거의 D파 성분만으로 된다.
예컨대, 주믹서(3)로부터의 소망하는 파 출력(Dm)의 전류진폭을 1로 설정하고, 왜곡 보상용 믹서(4)로부터의 소망하는 파 출력(Dc)의 전류진폭을 1/3로 설정한 경우, 본 주파수 변환기의 주파수 변환 출력신호의 전류진폭은 단지 주믹서(3)에 의해 구성된 주파수 변환기에 비해 3.5dB 감쇠하게 된다. 그렇지만, 3차 왜곡(IM3)은 원리적으로 무한소로 되기 때문에, 3차 입력 환산 인셉트점(IIP3)은 증대한다. 그러나, 소망하는 파의 이득이 3.5dB 감쇠하기 때문에, 왜곡 이외의 주요한 특성인 이득과 잡음의 요구값을 고려하면, 왜곡 보상용 믹서(4)로부터의 소망하는 파 출력(Dc)의 전류진폭을 1/3 이상으로 크게 하는 것은 유용하지 않다.
도 1b는 위상이 서로 다른 로컬신호(LO1, LO2)가 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4) 각각에 공급되는 주파수 변환기를 나타낸다. 이 주파수 변환기에 따르면, 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)로부터의 출력전류는 제1 및 제2로컬신호(LO1, LO2)의 위상관계를 조절함으로써 역상으로 될 수 있다.
도 2는 도 1a와 도 1b의 주파수 변환기의 주믹서(3) 및 왜곡 보상용 믹서(4)를 보다 구체적으로 나타낸다. 주믹서(3)는 상호컨덕턴스 증폭기(이하, Gm증폭기라 칭함; A1)와, 그 출력측에 접속된 전류스위치(SW1)로 이루어진다. 왜곡 보상용 믹서(4)는 Gm증폭기(A2)와, 그 출력측에 접속된 전류스위치(SW2)로 이루어진다. Gm증폭기(A1, A2)는 RF 입력신호를 전압-전류변환한다. 전류스위치(SW1, SW2)는 로컬신호(LO)에 따라 스위칭 동작을 행한다.
Gm증폭기(A1, A2)의 이득을 각각 Gm1, Gm2로 하면, 이들 관계는 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)의 소망하는 파에 대한 변환이득의 조건에 기초하여 다음 식으로 표현된다.
Gm1 = M ×Gm2 (M은 3보다 큰 상수) (3)
이 상태가 바람직하다. 이 경우, 왜곡 보상용 믹서(4)내의 Gm증폭기(A2)를 흐르는 동작전류(I2)는 주믹서(3)내의 Gm증폭기(A1)를 흐르는 동작전류(I1)에 대해 다음 식에 의해 표현되는 바와 같이 설정된다.
I2 = I1/L(L 〉M)
I1 = L ×I2 (L은 M보다 큰 상수) (4)
그 결과, Gm증폭기(A2)의 이득(Gm2)이 Gm증폭기(A1)의 이득(Gm1)보다 작음에도 불구하고, Gm증폭기(A1, A2)에서 발생하는 3차 왜곡(IM3)은 거의 같은 레벨이다. 따라서, 동작전류를 가산기(5)에서 역상으로 가산하면 주파수 변환 출력신호의 3차 왜곡(IM3)을 최소화할 수 있다.
도 3a 내지 도 3e는 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)에서 이용하는 Gm증폭기의 구체적인 회로예를 나타낸다. 도 3a와 도 3b는 주파수 변환기를 SBM형 구성으로 한 경우에 이용하는 Gm증폭기를 나타내고, 이 Gm증폭기는 1개의 트랜지스터(Q1)에 의해 구성된다. 도 3c, 도 3d, 도 3e는 주파수 변환기를 DBM형 구성으로 한 경우에 이용하는 Gm증폭기를 나타내고, 이 Gm증폭기는 2개의 트랜지스터(Q2, Q3)에 의해 구성된다. 이 구성에 있어서, 트랜지스터(Q1, Q2, Q3)는 에미터접지 트랜지스터, 즉 제2주전극인 에미터단자가 정전위점에 접속된 접지형식의 트랜지스터로서 동작한다.
게다가, 도 3a와 도 3b에서는 트랜지스터(Q1)의 에미터 단자와 그라운드 사이에 임피던스 소자가 접속되어 있다. 도 3c 내지 도 3e에서는 트랜지스터(Q2, Q3)의 에미터 단자 사이에 임피던스 소자가 접속되어 있다. 이러한 소자를 일반적으로 에미터 축퇴 임피던스 소자로 칭하지만, 본 명세서에서는 바이폴러 트랜지스터뿐만 아니라 전계효과 트랜지스터를 이용하는 경우도 고려하여 단지 축퇴 임피던스 소자라고도 칭한다.
도 3a에 나타낸 회로에 있어서, 인덕턴스(L1)가 트랜지스터(Q1)의 에미터단자(제2주전극)와 그라운드(정전위점) 사이에 접속된다. 이 회로는 저잡음성이 우수한 특성을 갖는다. 트랜지스터(Q1)의 베이스단자(제어전극)에 입력되는 RF입력신호의 전압을 Vin으로 하면, 트랜지스터(Q1)의 콜렉터단자(제1주전극)로부터의 출력전류(i1)는 다음 식에 의해 근사적으로 표현된다.
i1=Vin/jωL1 (5)
일반적으로, 인덕턴스는 IC에 대해 외부 소자로서 이용된다. 최근에 인덕턴스는 IC내에 제조될 수 있다. 그러나, 인덕턴스를 IC내에 제조하는 경우, 저항에 비해 보다 큰 제조면적을 필요로 한다.
도 3b에서는, 트랜지스터(Q1)의 에미터단자와 그라운드 사이에 저항(R1)이 접속된다. 이 경우, 트랜지스터(Q1)의 베이스단자에 입력되는 RF입력신호의 전압을 Vin으로 하면, 트랜지스터(Q1)의 콜렉터단자로부터의 출력전류(i2)는 다음 식에 의해 근사적으로 표현된다.
i2=Vin/R1 (6)
도 3c는, 차동쌍 트랜지스터(Q2, Q3) 사이에 에미터 축퇴 임피던스 소자로서 인덕턴스(L2)를 접속하고, 트랜지스터(Q2, Q3)의 에미터단자에 전류원(Io)을 각각 접속한 차동구성의 Gm증폭기를 나타낸다. 인덕턴스가 에미터 축퇴 임피던스 소자로서 이용되면, 저항을 에미터 축퇴 임피던스 소자로서 이용하는 회로에 비해 잡음특성이 향상된다. 반면, 인덕턴스를 IC내에 형성하면, 칩면적은 증대한다. 이 경우, 트랜지스터(Q2, Q3)의 베이스단자 사이에 입력되는 RF입력신호의 전압을 Vin으로 하면, 트랜지스터(Q1)의 콜렉터단자로부터의 출력전류(i3)는 다음 식에 의해 근사적으로 표현된다.
i3=Vin/jωL2 (7)
도 3d는, 차동쌍 트랜지스터(Q2, Q3) 사이에 에미터 축퇴 임피던스 소자로서 저항(R2)을 접속하고, 트랜지스터(Q2, Q3)의 에미터단자에 전류원(Io)을 각각 접속한 차동구성의 Gm증폭기를 나타낸다. 이 경우, 트랜지스터(Q2, Q3)의 베이스단자 사이에 입력되는 RF입력신호의 전압을 Vin으로 하면, 출력전류(i4)는 다음 식에 의해 근사적으로 표현된다.
i4=Vin/R2 (8)
도 3e는, 차동쌍 트랜지스터(Q2, Q3) 사이에 에미터 축퇴 임피던스 소자로서 캐패시터(C1)를 접속하고, 트랜지스터(Q2, Q3)의 에미터단자에 전류원(Io)을 각각 접속한 차동구성의 Gm증폭기를 나타낸다. 이 경우, 트랜지스터(Q2, Q3)의 베이스단자 사이에 입력되는 RF입력신호의 전압을 Vin으로 하면, 출력전류(i5)는 다음 식에 의해 근사적으로 표현된다.
i5=jωC1*Vin (9)
도 4는 도 3a, 도 3b, 도 3c, 도 3d, 도 3e에 나타낸 Gm증폭기의 출력전류(i1, i2, i3, i4, i5)의 위상을 나타낸다. Re는 실수축, Img는 허수축을 나타낸다. 도 3b와 도 3d에 나타낸 바와 같은 에미터 축퇴 임피던스 소자로서 저항을 이용한 Gm증폭기의 출력전류(i2, i4)를 위상 0°의 실수로서 나타낸다. 이러한 위상관계는 식 (5)∼(9)로부터 명백하다. 일반적으로 이 위상관계는 Gm증폭기의 출력전류의 소망하는 파성분뿐만 아니라 왜곡성분에 대해서도 성립한다.
도 1과 도 2에서 설명한 수법에 의해 왜곡 보상을 행하기 위해서는, 즉 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)로부터의 출력신호를 역상으로 가산함으로써 주파수변환 출력신호에서의 3차 왜곡을 캔슬하기 위해서는, 도 2에 나타낸 주믹서(3)내의 Gm증폭기(A1)의 출력전류와 왜곡 보상용 믹서(4)내의 Gm증폭기(A2)의 출력전류의 위상관계는 정상(positive phase) 또는 역상(negative phase)중 어느 하나로 제한된다. 이 경우에, 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)에 제공되는 로컬신호는 동상(同相)이다. 이 위상관계가 동상인 경우에는, Gm증폭기(A1, A2)의 출력전류를 역상으로 서로 가산(또는, 감산)하면 좋다.
게다가, 위상관계가 역상인 경우에는 Gm증폭기(A1, A2)의 출력전류를 단지 가산함으로써 3차 왜곡이 캔슬된다. 환언하면, Gm증폭기(A1, A2)의 출력전류가 동상으로 되도록, 동일 종류의 소자가 에미터 축퇴 임피던스 소자로서 이용된다. 출력전류가 역상으로 되도록, Gm증폭기(A1, A2)중 하나는 에미터 축퇴 임피던스 소자로서 인덕턴스를 이용하고, 다른 하나는 캐패시터를 이용하면 좋다.
게다가, Gm증폭기에 이용하는 트랜지스터의 에미터단자로부터 본 임피던스를 고려하면, Gm증폭기의 출력전류는 단순히 식 (5)∼(9)에 의해 표현되지 않을 수 있다. 따라서, 도 1과 도 2에서 설명한 수법에 따라 소망하는 왜곡 보상을 행하기 위해서는, 에미터 축퇴 임피던스 소자로서 저항을 이용할 필요가 있게 된다.
제2실시형태
도 5∼도 8을 이용하여 본 발명의 제2실시형태에 대해 설명한다. 먼저, 제2실시형태에 대해 구체적으로 설명하기 전에, 제1실시형태에서 설명한 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)내의 Gm증폭기에서의 에미터 축퇴 임피던스 소자의 선정법에 대해 설명한다.
제1실시형태에서 설명한 바와 같은 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)를 병렬로 배치한 구성의 주파수 변환기에 있어서, 저잡음특성을 실현하기 위해서는 주믹서(3)에서의 Gm증폭기(A1)내의 에미터 축퇴 임피던스 소자로서 인덕턴스를 이용하는 것이 바람직하다. 이 경우, 효과적으로 왜곡 억압을 행하기 위해서는, 왜곡 보상용 믹서(4)에 있어서도 Gm증폭기(A2)내의 에미터 축퇴 임피던스 소자로서 임피던스 소자를 이용하는 것이 바람직하다.
GHz대의 주파수 변환기를 고려하면, 믹서의 Gm증폭기에서의 에미터 축퇴 임피던스 소자로서 사용되는 인덕턴스는 잡음이나 변환이득의 점에서 수nH값을 종종 갖는다. 이에 대해, 본 실시형태에 있어서는 왜곡 보상용 믹서(4)에서의 Gm증폭기 (A2)내의 에미터 축퇴 임피던스 소자로서 이용하는 인덕턴스의 값은 식 (3)에 의해 나타낸 조건 Gm1 = M ×Gm2(M은 3보다 큰 상수)에 따라 주믹서(3)에서의 Gm증폭기 (A2)내의 에미터 축퇴 임피던스 소자로서 이용하는 인덕턴스의 값보다도 큰 값, 예컨대 수십nH 정도가 필요하게 되고, IC칩상의 이러한 큰 값의 인덕턴스의 형성은 큰 전유면적을 초래한다. 따라서, 왜곡 보상용 믹서(4)에서의 Gm증폭기(A2)내의 에미터 축퇴 임피던스 소자로서는 인덕턴스 이외의 소자, 즉 저항 또는 캐패시터를 이용하는 것이 바람직하다.
그러나, Gm증폭기에 이용하는 트랜지스터의 에미터측으로부터 본 임피던스를 고려하면, 단순히 저항 또는 캐패시터를 Gm증폭기(A2)내의 에미터 축퇴 임피던스 소자로서 이용한 경우, 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)로부터의 출력전류는 동상 또는 역상으로 되지 않는다. 그 결과, 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)로부터의출력전류를 역상으로 가산함으로써 얻어지는 왜곡 캔슬 효과는 저감해 버린다.
도 5는 이러한 점을 해결한 본 발명의 제2실시형태에 따른 주파수 변환기를 나타낸다. 이 실시형태는 도 1의 실시형태에 더하여 이상기(phase shifter; 7)를 제공한다. 본 실시형태에서는, 로컬발진기(도시하지 않음)로부터의 로컬신호(원로컬신호; LO)가 입력단자(2)를 매개로 이상기(7)에 입력된다. 그 결과, 위상이 다른 제1 및 제2로컬신호(LO1, LO2)가 이상기(7)로부터 생성된다. 제1로컬신호 (LO1)는 주믹서(3)에 입력되고, 제2로컬신호(LO2)는 왜곡 보상용 믹서(4)에 입력된다.
이 구성에 의하면, 제1 및 제2로컬신호(LO1, LO2)의 위상관계가 조정되면, 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)로부터의 출력전류는 역상관계를 가질 수 있다.
도 6은 도 5의 주파수 변환기를 더욱 상세히 나타내고, 도 2의 실시형태에 이상기(7)가 추가되어 있다. 주믹서(3)는 Gm증폭기(A1)와 Gm증폭기(A1)의 출력측에 접속된 전류스위치(SW1)로 이루어지고, 왜곡 보상용 믹서(4)는 Gm증폭기(A2)와 Gm증폭기(A2)의 출력측에 접속된 전류스위치(SW2)로 이루어진다. Gm증폭기(A1, A2)는 RF입력신호를 전압-전류변환한다.
본 실시형태에서는 전류스위치(SW1, SW2)는 원로컬신호(LO)를 이상기(7)에 공급함으로써 얻은 제1 및 제2로컬신호(LO1, LO2)에 의해 각각 스위칭된다. 더욱이, Gm증폭기(A1, A2)의 이득(Gm1, Gm2)은 상술한 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)의 소망하는 파에 대한 변환 이득의 조건으로부터 식 (3)에 나타낸 Gm1 = M ×Gm2(M은 3보다 큰 상수) 조건을 만족시키도록 설정된다.
도 7은 본 실시형태에서의 이상기(7)의 구체적인 회로예를 나타낸다. 이 이상기(7)는 대향하는 2개 변에 배치된 2개의 저항(R11, R12)과 대향하는 다른 2개 변에 배치된 2개의 캐패시터(C11, C12)를 포함하는 브리지 회로(bridge circuit)로 이루어져 있다. 저항(R11)과 캐패시터(C11)의 직렬회로는 적분기를 구성하고, 캐패시터(C12)와 저항(R12)의 직렬회로는 미분기를 구성한다. 이들 직렬회로는 병렬접속된다. 원로컬신호(LO)는 브리지 회로의 양단, 즉 적분기 및 미분기의 양단에 입력된다. 제1로컬신호(LO1)는 그대로 원로컬신호(LO)로부터 취출되고, 제2로컬신호(LO)는 브리지 회로에서의 R11, C11의 노드와 R12, C12의 노드 사이로부터 적분기와 미분기의 출력의 차로서 취출된다.
도 7의 이상기(7)에 의해 생성되는 제1 및 제2로컬신호(LO1, LO2)의 진폭과 위상의 주파수 특성은 도 8a와 도 8b에 나타낸다. 도 8a에 나타낸 바와 같이, 로컬신호(LO1, LO2)의 진폭-주파수 특성은 모두 평탄하다. 한편, 도 8b에 나타낸 봐와 같이, 로컬신호(LO1)의 위상-주파수 특성은 평탄한 것에 반해, 로컬신호(LO2)는 고역측에서 위상이 감쇠한다. 저항(R11, R12)이 같은 값(R)을 갖고, 캐패시터 (C11, C12)가 같은 값(C)을 가지면, 로컬신호(LO2)의 위상 시프트량(로컬신호 LO1과 LO2간의 위상차)은 각주파수 ωo=1/2(CR)의 주파수에서 π/2이다.
이와 같이 본 실시형태에 의하면, 입력단자(2)에 입력되는 원로컬신호(LO)로부터 이상기(7)에 의해 위상이 다른 제1 및 제2로컬신호(LO1, LO2)를 생성한다. 제1 및 제2로컬신호(LO1, LO2)는 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)에 입력된다. 따라서, 이상기(7)에서 로컬신호(LO1, LO2)의 위상관계를 조정함으로써, 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)로부터의 출력전류의 위상관계를 역상으로 할 수 있고, 가산기(5)에서 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)로부터의 출력전류를 역상가산함으로써 왜곡의 저감을 확실히 행할 수 있다.
제3실시형태
도 9는 본 발명의 제3실시형태에 따른 주파수 변환기를 나타낸다. 이 주파수 변환기에 따르면, 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)에서의 Gm증폭기(A1, A2)내의 에미터 축퇴 임피던스 소자는 동일 종류의 소자(이 실시형태에서는 저항)에 의해 구성되고, 믹서(3, 4)는 SBM형으로 구성된다.
주믹서(3)는 차동쌍 트랜지스터(Q10, Q11)를 포함하는 전류스위치(SW1)와, 트랜지스터(Q14)와 에미터 축퇴 저항(R3)을 포함하는 Gm증폭기(A1)에 의해 구성된다. 왜곡 보상용 믹서(4)는 차동쌍 트랜지스터(Q12, Q13)를 포함하는 전류스위치 (SW2)와, 트랜지스터(Q15)와 에미터 축퇴 저항(R4)을 포함하는 Gm증폭기(A2)에 의해 구성된다. 트랜지스터(Q15)의 에미터단자에는, 에미터 축퇴 저항(R4)과 직렬로 저항(R5) 및 캐패시터(C5)가 접속된다. R5, CR와 R4의 접속점은 RF주파수에 있어서는 교류적으로 접지되어 있는 것으로 한다.
본 실시형태에서는, 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)의 출력은 서로 역상으로 가산(또는, 감산)된다. 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)의 차동출력전류의 극성을 반대로 하기 위해, 트랜지스터(Q10, Q12)의 콜렉터 단자를 서로 접속하고, 트랜지스터(Q11, Q13)의 콜렉터단자를 서로 접속함과 더불어, 트랜지스터(Q10, Q13)의 베이스단자를 서로 접속하고, 트랜지스터(Q11, Q12)의 베이스단자를 서로 접속한다. 환언하면, 제1실시형태의 가산기(5)는 전류스위치(SW1, SW2)의 접속에 의해 실현된다.
Gm증폭기(A1)에서의 트랜지스터(Q14)의 베이스단자와, Gm증폭기(A2)에서의 트랜지스터(Q15)의 베이스단자는, RF입력신호가 입력되는 제1입력단자(1)에 공통으로 접속된다. 한편, 전류스위치(SW1, SW2)에 있어서는, 트랜지스터(Q10, Q13)의 베이스단자는 차동 로컬신호의 정신호(positive signal)가 입력되는 제2입력단자 (2A)에 공통으로 접속된다. 트랜지스터(Q11, Q12)의 베이스단자는 차동 로컬신호의 부신호(negative signal)가 입력되는 다른 제2입력단자(2B)에 공통으로 접속된다.
트랜지스터(Q14)에 흐르는 전류는, 저항(R3)의 값과 트랜지스터(Q14)의 에미터 직류전위에 의해 결정된다. 그 전류를 Io로 하면, 트랜지스터(Q15)에 흐르는 전류는 저항(R4, R5)의 값과 트랜지스터(Q15)의 베이스전위에 의해 결정된다. 그 전류는 Io/L(단, L은 상수)로 된다.
Gm증폭기(A1, A2)의 상호컨덕턴스를 Gm1, Gm2로 하면, Gm1 = M ×Gm2(M은 3보다 큰 상수)라는 식 (3)의 조건을 만족시키기 위해, R4 = M ×R3로 설정된다. M은 본질적으로는 1보다 큰 상수이면 좋다. 그러나, 상술한 바와 같이 주믹서(3)의 변환이득에 비해 왜곡 보상용 믹서(4)의 변환이득을 1/3 이상으로 하면, 주파수 변환기 전체의 이득이 3.5dB 감쇠되어 실용적이지 않다. 그러므로, M은 3 이상의 값이 요망된다.
트랜지스터에 흐르는 전류밀도를 일정하게 하기 위해, 트랜지스터(Q14, Q15)의 치수비를 L:1로 하고, 트랜지스터(Q10, Q11)와 트랜지스터(Q12, Q13)의 치수비도 L:1로 하는 것이 바람직하다. 그러나, L:1은 필수조건이 아니기 때문에, 도 9에 있어서는 N:1로 하고 있다.
상수 M은 Gm증폭기(A1, A2)의 상호컨덕턴스(Gm1, Gm2)의 비 또는 저항(R4)과 저항(R3)의 비이고, 상수 L은 저항(R3)과 저항(R4, R5)의 직렬합성저항의 비이다. L 〉M이고, Gm증폭기(A1, A2)에 흐르는 전류간의 비가 Gm증폭기(A1, A2)의 상호컨덕턴스(Gm1, Gm2)간의 비보다 크기 때문에, Gm증폭기(A2)는 Gm증폭기(A1)에 비해 왜곡이 생기기 쉬워진다.
이들 조건에 있어서 상수 L과 M이 적당한 값(예컨대, L=15, M=6)으로 설정되면, Gm증폭기(A1, A2)의 3차 왜곡(IM3)은 같은 레벨로 설정될 수 있다. 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)의 소망하는 파 출력(D)과 3차 왜곡(IM3)의 스펙트럼을 도 9내의 (B), (C)로 나타낸다.
주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)에 있어서, 에미터 축퇴 임피던스 소자는 동일 종류의 소자, 즉 저항(R3, R4, R5)으로 이루어져 있다. 이 때문에, 도 9내의 (B), (C)로 나타낸 바와 같이 믹서(3, 4)에서 발생하는 3차 왜곡(IM3)의 위상은 거의 같고, 진폭도 거의 같다. 그러므로, 믹서(3, 4)의 출력전류를 역상으로 가산함으로써, 3차 왜곡(IM3)은 억압된다. 비록 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)의 에미터 축퇴 저항(R3, R4, R5)을 인덕턴스로 치환할지라도, 왜곡 억압효과는 얻어진다. 게다가, 비록 저항(R3, R4)을 인덕턴스로 치환할지라도, 저항(R5)은 전류를 결정하기 위한 저항이여도 좋다.
제4실시형태
도 10은 도 9에 나타낸 주파수 변환기를 차동구성으로 재구성한 본 발명의 제4실시형태의 주파수 변환기를 나타낸다. 도 10의 주파수 변환기에서는 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)에서의 Gm증폭기(A1, A2)의 에미터 축퇴 임피던스 소자를 동일 종류의 소자(이 실시형태에서는 저항)로 하고, 또 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)를 DBM형 구성으로 하고 있다.
주믹서(3)는, 2조의 차동쌍 트랜지스터(Q40, Q41)와 차동쌍 트랜지스터(Q42, Q43)로 이루어진 전류스위치(SW1)와, 트랜지스터(Q48, Q49)와 트랜지스터(Q48, Q49)의 에미터단자 사이에 접속된 에미터 축퇴 저항(R40)으로 이루어진 Gm증폭기(A1)에 의해 구성된다. 왜곡 보상용 믹서(4)는, 2조의 차동쌍 트랜지스터(Q44, Q45)와 차동쌍 트랜지스터(Q46, Q47)로 이루어진 전류스위치(SW2)와, 트랜지스터(Q50, Q51)와 트랜지스터(Q48, Q49)의 에미터단자 사이에 접속된 에미터 축퇴 저항(R40)으로 이루어진 Gm증폭기(A2)에 의해 구성된다.
본 실시형태에 있어서, 제3실시형태와 마찬가지로 주믹서(3)의 출력전류와 왜곡 보상용 믹서(4)의 출력전류는 서로 역상으로 가산(감산)된다. 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)의 차동출력전류의 극성을 반대로 하기 위해, 트랜지스터(Q40, Q42)의 콜렉터단자와 트랜지스터(Q45, Q47)의 콜렉터단자를 접속하고, 트랜지스터(Q41, Q43)의 콜렉터단자와 트랜지스터(Q44, Q46)의 콜렉터단자를 접속시킨다. 게다가, 트랜지스터(Q40, Q43)의 베이스단자와 트랜지스터(Q44, Q47)의 베이스단자를 접속시키고, 트랜지스터(Q41, Q42)의 베이스단자와 트랜지스터(Q45,Q46)의 베이스단자를 접속시킨다.
본 실시형태에 있어서, 가산기(5)는 전류스위치(SW1, SW2)를 서로 접속시킴으로써 실현된다. Gm증폭기(A1)에서의 트랜지스터(Q48)의 베이스단자와 Gm증폭기 (A2)에서의 트랜지스터(Q50)의 베이스단자는, 차동 RF입력신호의 정신호를 입력하는 제1입력단자(1A)에 공통으로 접속되고, Gm증폭기(A1)에서의 트랜지스터(Q49)의 베이스단자와 Gm증폭기(A2)에서의 트랜지스터(Q51)의 베이스단자는 차동 RF입력신호의 부신호를 입력하는 다른 제1입력단자(1B)에 공통으로 접속된다. 한편, 전류스위치(SW1, SW2)에 있어서는, 트랜지스터(Q40, Q43, Q44, Q47)의 베이스단자는 차동로컬신호의 정신호가 입력되는 제2입력단자(2A)에 공통으로 접속되고, 트랜지스터(Q41, Q42, Q45, Q46)의 베이스단자는 차동로컬신호의 부신호가 입력되는 다른 제2입력단자(2B)에 공통으로 접속된다.
트랜지스터(Q48, Q49)에 흐르는 전류를 Io로 했을 때, 트랜지스터(Q50, Q51)에 흐르는 전류는 Io/L로 설정된다. Gm증폭기(A1, A2)의 상호컨덕턴스를 Gm1, Gm2로 하면, Gm1 = M ×Gm2(M은 3보다 큰 상수)라는 식 (3)의 조건을 만족시키기 위해, R41 = M ×R40으로 설정된다. M은 본질적으로는 1보다 큰 상수이면 좋다. 그러나, 주믹서(3)의 변환이득에 비해 왜곡 보상용 믹서(4)의 변환이득을 1/3 이상으로 하면, 주파수 변환기의 전체 이득은 3.5dB 감쇠되어 실용적이지 않다. 그러므로, M은 3 이상의 값이 요망된다.
트랜지스터에 흐르는 전류밀도를 일정하게 하기 위해, 트랜지스터(Q48, Q49)와 트랜지스터(Q50, Q51)의 치수비(L)를 1로 하고, 트랜지스터(Q10, Q11)와 트랜지스터(Q12, Q13)의 치수비는 L:1로 하는 것이 바람직하다. 그러나, L:1은 필수조건이 아니기 때문에, 도 10에 있어서는 N:1로 하고 있다.
더욱이, 본 실시형태에 있어서도 제3실시형태와 마찬가지로 상수 M, L의 관계가 L 〉M으로 되도록 L을 설정하지만, L과 M을 적당한 값(예컨대, L=15, M=6)으로 설정함으로써 Gm증폭기(A1, A2)의 3차 왜곡(IM3)을 같은 레벨로 설정할 수 있다. 이 때, 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)의 소망하는 파 출력(D)과 3차 왜곡(IM3)의 스펙트럼을 도 10내의 (B), (C)로 나타낸다.
주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)에 있어서, 에미터 축퇴 임피던스 소자는 동일 종류의 소자, 즉 저항(R40, R41)으로 이루어져 있다. 이 때문에, 도 10내의 (B), (C)로 나타낸 바와 같이 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4) 각각에서 발생하는 왜곡(IM3)의 위상은 거의 같고, 그 진폭도 거의 같다. 그러므로, 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)의 출력전류를 역상으로 가산함으로써 왜곡(IM3)은 억압된다. 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)에서의 에미터 축퇴 저항(R40, R41)을 인덕턴스 또는 캐패시터로 치환해도 왜곡 억압효과가 얻어지는 것은 명백하다.
제5실시형태
다음으로, 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)에서의 Gm증폭기(A1, A2)내의 에미터 축퇴 임피던스 소자로서 다른 종류의 소자를 이용한 주파수 변환기에 대해 설명한다.
도 11은 도 9의 주파수 변환기에서의 주믹서(3)의 Gm증폭기(A1)내의 에미터 축퇴 저항(R3)을 인덕턴스(L20)로 치환하고, 왜곡 보상용 믹서(4)의 Gm증폭기(A2)의 에미터 축퇴 저항(R4, R5) 및 캐패시터(C5)를 저항(R20)으로 치환한 제5실시형태에 따른 주파수 변환기를 나타낸다. 도 11에서의 트랜지스터(Q20, Q21, Q22, Q23, Q24, Q25)는 도 9에서의 트랜지스터(Q10, Q11, Q12, Q13, Q14, Q15)에 각각 대응한다.
본 실시형태에 있어서, 전류스위치(SW1)를 구성하는 차동쌍 트랜지스터(Q20, Q21)의 베이스단자는 제1로컬신호(LO1)가 입력되는 입력단자(2A, 2B)에 각각 접속되고, 전류스위치(SW2)를 구성하는 차동쌍 트랜지스터(Q22, Q23)의 베이스단자는 제2로컬신호(LO2)가 입력되는 입력단자(2C, 2D)에 각각 접속되어 있다.
Gm증폭기(A1, A2)의 상호컨덕턴스(Gm1, Gm2)가 Gm1 = M ×Gm2(M은 3보다 큰 상수)라는 식 (3)의 조건을 만족시키기 위해, R20 = M ×ωRF×L20으로 설정하는데, 이 경우 ωRF는 RF입력신호의 각주파수를 나타낸다. 이 경우에 있어서, M은 본질적으로는 1보다 큰 상수이면 좋다. 그러나, 주믹서(3)의 변환이득에 비해 왜곡 보상용 믹서(4)의 변환이득을 1/3 이상으로 하면, 주파수 변환기의 전체 이득은 3.5dB 감쇠되어 주파수 변환기는 실용적이지 않다. 이 때문에, M은 3 이상의 값이 요망된다.
게다가, 트랜지스터(Q24)에 흐르는 전류를 Io로 하면, 트랜지스터(Q25)에 흐르는 전류는 Io/L로 된다. 더욱이, 트랜지스터에 흐르는 전류밀도는 일정하기 때문에, 트랜지스터(Q24, Q25)간의 치수비는 L:1이고, 트랜지스터(Q20, Q21)와 트랜지스터(Q22, Q23)간의 치수비도 마찬가지로 L:1이다. 그러나, L:1은 필수조건이아니기 때문에, 도 11에 있어서는 N:1로 하고 있다. 상수 L은, 인덕턴스(L20)의 기생저항값과 저항(R20)의 비에 근사하다. 일반적으로 L 〉M이 성립한다. 따라서, 제4실시형태에서 설명한 바와 같이 Gm증폭기(A1, A2)의 상호컨덕턴스(Gm1, Gm2)간의 비 이상으로 Gm증폭기(A1, A2)에 흐르는 전류비가 커지고, Gm증폭기(A2)가 Gm증폭기(A1)에 비해 왜곡이 생기기 쉬워진다는 점을 고려하여, 상수 L과 M을 적당한 값(예컨대, L=15, M=6)으로 설계함으로써, Gm증폭기(A1, A2)의 3차 왜곡(IM3)을 같은 레벨로 설정한다. 이 때의 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)의 소망하는 파 출력(D)과 3차 왜곡(IM3)의 스펙트럼을 도 11내의 (B), (C)로 나타낸다.
본 실시형태에 있어서, 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)에 있어서는 에미터 축퇴 임피던스 소자의 종류가 다르다. 그러나, 그 종류에 관계없이 인덕턴스(L20)와 저항(R20)을 적당한 값으로 설정함으로써 도 11내의 (B)와 (C)로 나타낸 바와 같이 왜곡(IM3)의 진폭은 거의 같아진다. 그렇지만, 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)에서 발생하는 소망하는 파 출력(D)과 왜곡(IM3)의 위상은 도 4에 나타낸 바와 같이 90°의 위상차를 갖는다. 그러므로, 제1 및 제2로컬신호(LO1, LO2)가 동상이면, 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)의 출력전류는 역상으로 가산되지 않아, IM3의 억압효과는 작아진다. 이 때문에, 큰 왜곡억압효과를 얻기 위해서는, 제1 및 제2로컬신호(LO1, LO2)간의 위상차를 90°로 설정하는 것이 바람직하다.
제6실시형태
도 12는 본 발명의 제6실시형태로서 도 6의 주파수 변환기의 구체적인 주파수 변환기를 나타낸다. 도 12의 주파수 변환기는 로컬신호를 이상(phase-shift)시키는 이상기(7)가 도 11의 주파수 변환기에 부가된 구성으로 되어 있다. 이상기(7)는, 예컨대 도 7에 나타낸 회로를 이용한다. 도 12의 로컬신호(LO1, LO2)는 도 7의 로컬신호(LO1, LO2)에 대응한다.
게다가, 도 12에서의 트랜지스터(Q30, Q31, Q32, Q33, Q34, Q35), 인덕턴스(L30) 및 저항(R30)은 도 11에서의 트랜지스터(Q20, Q21, Q22, Q23, Q24, Q25), 인덕턴스(L20) 및 저항(R20)에 각각 대응한다. 본 실시형태에서의 다른 회로동작에 대해서는 도 11의 설명과 마찬가지이기 때문에 여기에서는 생략한다. 이상기(7)는 ωo=1/(RC)에 따라 로컬신호를 90°이상시키지만, 동작주파수를 변화시킴으로써 이상량(phase shift amount)을 90°보다 크게 하거나 작게 할 수 있다. 이 때문에, 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)에 로컬신호(LO1, LO2)를 도 7에 나타낸 이상기(7)를 매개로 제공함으로써, 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)의 Gm증폭기의 전류출력간의 위상차가 90°이외일 때에도 왜곡은 보상된다.
지금까지의 설명에서는, 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)에서의 Gm증폭기(A1, A2)의 전류출력의 위상은 에미터 축퇴 임피던스 소자로서 이용되는 소자에 의해서만 결정된다고 했다. 그러나, 위상은 트랜지스터의 기생 임피던스에 의존하기 때문에, 도 4에 나타낸 출력전류(i1, i2, i3, i4, i5)의 위상관계는 실현되지 않는다. 이러한 경우, 정확한 90°이상기에 의해 구성된 이상기(7)에서는 왜곡의 억압효과가 저감된다. 그러므로, R, C의 값을 선정함으로써, Gm증폭기(A1, A2)의 전류출력간의 위상차에 따라 이상기(7)를 설계하면 좋다.
제7실시형태
도 13은 도 11의 주파수 변환기를 차동구성으로 변형하여 구성한 본 발명의 제7실시형태에 따른 주파수 변환기를 나타낸다. 이것은 도 10에 나타낸 주파수 변환기의 주믹서(3)에서의 Gm증폭기(A1)내의 에미터 축퇴 저항(R40)을 인덕턴스(L60)로 치환한 구성으로 되어 있다. 도 13에서의 트랜지스터(Q60, Q61, Q62, Q63, Q64, Q65, Q66, Q67, Q68, Q69, Q70, Q71)는 도 10에서의 트랜지스터(Q40, Q41, Q42, Q43, Q44, Q45, Q46, Q47, Q48, Q49, Q50, Q51)에 각각 대응한다. 게다가, 에미터 축퇴 저항(R60)은 도 10에서의 에미터 축퇴 저항(R41)에 대응한다.
본 실시형태에 있어서, 전류스위치(SW1)의 트랜지스터(Q60, Q63)의 베이스단자 및 트랜지스터(Q61, Q62)의 베이스단자는 제1로컬신호(LO1)가 입력되는 입력단자(2A, 2B)에 각각 접속된다. 전류스위치(SW2)의 트랜지스터(Q64, Q67)의 베이스단자 및 트랜지스터(Q65, Q66)의 베이스단자는 제2로컬신호(LO2)가 입력되는 입력단자(2C, 2D)에 각각 접속된다.
본 실시형태의 주파수 변환기의 동작은 도 13에 나타낸 바와 같이 주믹서(3)의 출력의 소망하는 파 및 3차 왜곡과, 왜곡 보상용 믹서(4)의 출력의 소망하는 파 및 3차 왜곡간의 위상차가 90°로 되는 점을 제외하면 도 10과 동일하다. 소망하는 파 및 3차 왜곡의 위상차를 믹서(3, 4)의 출력에 있어서 역상으로 큰 왜곡억압효과를 얻기 위해서는, 제1 및 제2로컬신호(LO1, LO2)의 위상차를 90°로 하면 좋다.
제8실시형태
도 14a는 도 6에 나타낸 주파수 변환기를 구체적으로 실현하는 본 발명의 제8실시형태에 따른 주파수 변환기를 나타낸다. 도 14a의 주파수 변환기는 도 13에 로컬신호를 위한 이상기(7)가 부가된 구성으로 되어 있다. 이상기(7)는, 예컨대 도 7에 나타낸 회로구성을 갖는다.
도 14a에서의 로컬신호(LO1, LO2)는 도 7에서의 로컬신호(LO1, LO2)에 대응한다. 게다가, 도 14a에서의 트랜지스터(Q80, Q81, Q82, Q83, Q84, Q85, Q86, Q87, Q88, Q89, Q90, Q91), 인덕턴스(L80) 및 저항(R80)은 도 13에서의 트랜지스터(Q60, Q61, Q62, Q63, Q64, Q65, Q66, Q67, Q68, Q69, Q70, Q71), 인덕턴스(L60) 및 저항(R60)에 각각 대응한다.
본 실시형태에 있어서, Gm증폭기(A1, A2)의 상호컨덕턴스(Gm1, Gm2)가 Gm1 = M ×Gm2(M은 3보다 큰 상수)라는 식 (3)의 조건을 만족시키기 위해, R80 = M ×ωRF×L80(이 경우, ωRF는 RF입력신호의 각주파수를 나타냄)으로 설정한다. 이 경우에 있어서, M은 본질적으로는 1보다 큰 상수이면 좋다. 그러나, 주믹서(3)의 변환이득에 비해 왜곡 보상용 믹서(4)의 변환이득을 1/3 이상으로 하면, 주파수 변환기의 전체 이득은 3.5dB 감쇠되어 주파수 변환기는 실용적이지 않다. 이 때문에ㄴ, M은 3 이상으로 요망된다.
게다가, 트랜지스터(Q88, Q89)에 흐르는 전류를 Io로 하면, 트랜지스터(Q90, Q91)에 흐르는 전류는 Io/L로 설정된다. 더욱이, 트랜지스터에 흐르는 전류밀도를 일정하게 하기 위해, 트랜지스터(Q88, Q89)와 트랜지스터(Q90, Q91)의 치수비를L:1로 하고, 트랜지스터(Q80, Q81, Q82, Q83)와 트랜지스터(Q84, Q85, Q86, Q87)의 치수비도 마찬가지로 L:1로 한다. 그러나, L:1은 필수조건이 아니기 때문에, 도 14a에 있어서는 N:1로 하고 있다. 더욱이, 본 실시형태에 있어서 상수 M, L의 관계가 L 〉M으로 되도록 L을 설정한다. 그러나, L 및 M을 적당한 값(예컨대, L=15, M=6)으로 설계함으로써 Gm증폭기(A1, A2)의 3차 왜곡(IM3)을 같은 레벨로 설정할 수 있다. 이 때의 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)의 소망하는 파 출력(D)과 3차 왜곡(IM3)의 스펙트럼을 도 14a내의 (B), (C)로 나타낸다.
에미터 축퇴 임피던스 소자는, 주믹서(3)내의 Gm증폭기(A1)에 있어서는 인덕턴스(L80)이고, 왜곡 보상용 믹서(4)내의 Gm증폭기(A2)에 있어서는 저항(R80)이다. 그러므로, 도 14a내의 (B), (C)로 나타낸 바와 같이 믹서(3, 4)에서 발생하는 왜곡(IM3)의 위상차는 90°이고, 진폭은 거의 같게 된다. 이 때문에, 주믹서(3)에 입력되는 제1로컬신호(LO1)와 왜곡 보상용 믹서(4)에 입력되는 제2로컬신호(LO2)의 위상차를 90°로 설정함으로써, 믹서(3, 4)의 출력전류는 역상으로 서로 가산된다. 그 결과, 왜곡(IM3)은 억압된다.
게다가, 주믹서(3)와 왜곡 보상용 믹서(4)에서의 Gm증폭기(A1, A2)의 출력전류는 트랜지스터의 기생 임피던스 때문에, 도 4에 나타낸 출력전류(i1, i2, i3, i4, i5)의 위상관계를 종종 나타내지 않는다. 이러한 경우, 이상기(7)가 정확한 90°이상기에 의해 구성되면 왜곡억압효과는 저감된다. 그러므로, 도 12의 실시형태와 마찬가지로 R, C값을 선정함으로써, Gm증폭기(A1, A2)의 전류출력의 위상차에 따라 이상기를 설계하면 좋다.
도 14b는 도 14a에 나타낸 주파수 변환기를 구성하는 바이폴러 트랜지스터를 전계효과 트랜지스터로 치환한 주파수 변환기를 나타낸다. 도 14b의 주파수 변환기는 도 14a의 주파수 변환기와 거의 같은 동작을 행하여, 거의 같은 효과를 제공한다.
제9실시형태
상기 실시형태에 따른 주파수 변환기는 휴대전화기 및 그 외의 통신기기 등의 이동무선통신장치에 적당하다. 도 15는 이러한 무선통신장치의 송수신부의 구성을 나타낸다. 본 실시형태에서는 송수신의 절환을 시분할로 행하는 TDD(Time Division Duplex)방식을 예로서 설명하지만 이에 한정되는 것은 아니다.
먼저, 송신부에 대해 설명하면, 베이스밴드신호 발생부(TX-BB; 101)에서는 직교한 제1 및 제2송신 베이스밴드신호(Ich(TX), Qch(TX))가 적당한 필터에 의해 대역 제한되어 출력된다. 이들 직교 송신 베이스밴드신호(Ich(TX), Qch(TX))는 2개의 승산기(102, 103)와 가산기(104)로 이루어진 직교변조기(105)에 입력되어, 2개의 직교한 주파수를 fLO2의 제2로컬신호를 변조한다. 제2로컬신호는 로컬발진기 (106)에 의해 발생된 신호를 90°이상기(90°- PS; 107)에 의해 분할함으로써 발생되어 직교변조기(105)에 입력된다. 직교변조기(105)에 의해 출력되는 변조된 신호는 IF(중간주파)신호이고, 가변이득 증폭기(109)에 입력된다. 가변이득 증폭기 (109)는 입력된 IF신호를 제어계로부터의 이득제어신호에 따라 적당한 신호레벨로 조절한다.
가변이득 증폭기(109)로부터 출력되는 IF신호는 직교변조기(105) 및 가변이득 증폭기(109)에 의해 발생되는 불필요한 고조파 성분을 포함하기 때문에, 이 불필요 성분을 제거하기 위해 로패스필터 또는 밴드패스필터(110)를 매개로 업컨버터(up converter; 111)에 입력된다. 업컨버터(111)는 IF신호와 제1로컬발진기(112)에 의해 발생되는 주파수(fLO1)의 제1로컬신호의 승산을 행함으로써 주파수 변환(업컨버트)을 행하고, 주파수(fLO1+ fLO2)의 RF신호와 주파수(fLO1-fLO2)의 RF신호를 생성한다. 이들 2개의 RF신호중 어느 한쪽은 소망하는 파 출력이고, 다른쪽은 불필요한 이미지신호이다. 이 실시형태에서는, 주파수(fLO1+fLO2)의 RF신호를 소망파로 하지만, 주파수(fLO1-fLO2)의 RF신호를 소망파 출력으로 해도 좋다.
이미지신호는 이미지 제거필터(113)에 의해 제거된다. 이미지 제거필터(113 )를 매개로 업컨버터(111)로부터 취출된 소망파 출력은 전력증폭기(PA; 114)에 의해 소망하는 전력레벨까지 증폭된다. 그 후, 송신기/수신기 스위치(T/R; 115)를 매개로 안테나(116)에 공급되어 전파로서 방사된다. 한편, 수신기에 있어서는 안테나(116)로부터 수신된 RF신호는 송신기/수신기 스위치(115) 및 밴드패스필터 (117)를 매개로 저잡음 증폭기(LNA; 118)에 입력된다.
저잡음 증폭기(118)에 의해 증폭된 수신 RF신호는 이미지 제거필터(119)를 매개로 다운컨버터(down converter; 120)에 입력된다. 다운컨버터(120)는 제1로컬발진기(112)에 의해 발생되는 주파수(fLO1)의 제1로컬신호와 수신 RF신호의 승산을행하여, 수신 RF신호를 IF신호로 주파수변환(다운컨버트)한다. 다운컨버터(120)에 의해 출력되는 IF신호는 밴드패스필터(121) 및 가변이득 증폭기(122)를 매개로 분파기(divider; 도시하지 않음)와 승산기(123, 124)로 이루어진 직교복조기(125)에 입력된다. 직교복조기(125)에는 송신기의 직교변조기(105)와 마찬가지로 제2로컬발진기(106)로부터 90°이상기(90°- PS; 108)를 매개로 생성되는 직교한 주파수 (fLO2)의 제2로컬신호가 입력된다. 직교복조기(125)의 출력(Ich(RX), Qch(RX))은 수신기 베이스밴드 처리부(RX-BB; 126)에 입력되어, 수신신호를 복조함으로써 원데이터신호를 재생시킨다.
상기 무선통신장치에 있어서, 업컨버터(111)와 다운컨버터(120)중 어느 한쪽 또는 양쪽에 주파수 변환기가 적용된다. 그 결과, 저왜곡특성, 저전류동작 및 소형화를 갖춘 무선통신장치가 실현될 수 있다.
또한, 본 발명은 여러 가지의 특정한 실시예와 관련하여 설명했지만, 이에 한정되지 않고, 발명의 요지를 이탈하지 않는 범위내에서 여러 가지로 변형하여 실시할 수 있음은 물론이다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 의하면 동작전류를 대폭적으로 크게 하지 않고, 왜곡을 효과적으로 저감시킬 수 있는 주파수 변환기를 제공할 수 있다.

Claims (19)

  1. 입력신호와 로컬신호가 공급되는 주파수 변환기에 있어서,
    상기 입력신호를 상기 로컬신호에 따라 제1변환이득으로 주파수 변환하여 제1출력신호를 생성하는 제1믹서와,
    상기 입력신호를 상기 로컬신호에 따라 상기 제1변환이득보다 낮은 제2변환이득으로 주파수 변환하여 제2출력신호를 생성하는 제2믹서 및,
    상기 제1출력신호와 상기 제2출력신호를 서로 역상으로 가산하여 주파수 변환 출력신호를 생성하는 가산기를 구비한 것을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1믹서는, 상기 입력신호를 제1전류신호로 변환시키는 제1상호컨덕턴스 증폭기와, 그 제1전류신호를 입력하고, 상기 로컬신호에 따라 스위칭동작함으로써 그 제1전류신호를 주파수 변환하여 상기 제1출력신호를 생성하는 제1전류스위치를 갖추고,
    상기 제2믹서는, 상기 입력신호를 제2전류신호로 변환시키는 제2상호컨덕턴스 증폭기와, 상기 제2전류신호를 입력하고, 상기 로컬신호에 따라 스위칭동작함으로써 상기 제2전류신호를 주파수 변환하여 상기 제2출력신호를 생성하는 제2전류스위치를 갖춘 것을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  3. 제2항에 있어서, 상기 제1 및 제2상호컨덕턴스 증폭기 각각의 상호컨덕턴스를 Gm1, Gm2로 하고, 상기 제1 및 제2상호컨덕턴스 증폭기 각각의 동작전류를 I1, I2로 했을 때, Gm1 = M ×Gm2(M은 3보다 큰 상수), I1 = L ×I2(L은 M보다 큰 상수)인 것을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  4. 제2항에 있어서, 상기 제1상호컨덕턴스 증폭기는, 상기 입력신호를 받는 제어전극과 상기 제1전류신호를 출력하는 제1주전극 및 제2주전극을 갖춘 적어도 1개의 제1트랜지스터와, 그 제1트랜지스터의 상기 제2주전극과 정전위점 사이에 접속된 적어도 1개의 제1축퇴 임피던스 소자를 갖추고,
    상기 제2상호컨덕턴스 증폭기는, 상기 입력신호를 받는 제어전극과 상기 제1전류신호를 출력하는 제1주전극 및 제2주전극을 갖춘 적어도 1개의 제2트랜지스터와, 그 제2트랜지스터의 상기 제2주전극과 정전위점 사이에 접속된 적어도 1개의 제2축퇴 임피던스 소자를 갖춘 것을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  5. 입력신호와 제1로컬신호가 공급되고, 상기 입력신호를 상기 제1로컬신호에 따라 제1변환이득으로 주파수 변환하여 제1출력신호를 생성하는 제1믹서와,
    상기 입력신호 및 상기 제1로컬신호와 위상이 다른 제2로컬신호가 공급되고, 상기 입력신호를 상기 제2로컬신호에 따라 상기 제1변환이득보다 낮은 제2변환이득으로 주파수 변환하여 제2출력신호를 생성하는 제2믹서,
    상기 제1출력신호와 상기 제2출력신호를 서로 역상으로 가산하여 주파수 변환 출력신호를 생성하는 가산기를 구비한 것을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  6. 제5항에 있어서, 로컬발진기로부터 원로컬신호가 공급되는 주파수 변환기는, 상기 원로컬신호가 공급되고, 상기 원로컬신호를 이상시켜 상기 제1로컬신호와 상기 제2로컬신호를 생성하는 이상기를 더 구비한 것을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  7. 제6항에 있어서, 상기 이상기는, 제1저항과 제1캐패시터의 직렬회로로 이루어진 적분기와, 그 적분기에 병렬접속되고, 제2캐패시터와 제2저항의 직렬회로로 이루어진 미분기를 갖추며, 그 적분기 및 미분기의 양단에 상기 원로컬신호를 입력하고, 상기 제1로컬신호로서 그 원로컬신호를 취출하며, 상기 제2로컬신호를 그 적분기의 출력과 미분기의 출력의 차로서 취출하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  8. 제5항에 있어서, 상기 제1믹서는, 상기 입력신호를 제1전류신호로 변환시키도록 구성된 제1상호컨덕턴스 증폭기와, 상기 제1전류신호를 입력하고, 상기 제1로컬신호에 따라 스위칭동작함으로써 상기 제1전류신호를 주파수 변환하여 상기 제1출력신호를 생성하는 제1전류스위치를 갖추고,
    상기 제2믹서는, 상기 입력신호를 제2전류신호로 변환시키도록 구성된 제2상호컨덕턴스 증폭기와, 상기 제2전류신호를 입력하고, 상기 제2로컬신호에 따라 스위칭동작함으로써 상기 제2전류신호를 주파수 변환하여 상기 제2출력신호를 생성하는 제2전류스위치를 갖춘 것을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  9. 제8항에 있어서, 상기 제1상호컨덕턴스 증폭기는, 상기 입력신호를 받는 제어전극과 상기 제1전류신호를 출력하는 제1주전극 및 제2주전극을 갖춘 적어도 1개의 제1트랜지스터와, 그 제1트랜지스터의 상기 제2주전극과 정전위점 사이에 접속된 적어도 1개의 제1축퇴 임피던스 소자를 갖추고,
    상기 제2상호컨덕턴스 증폭기는, 상기 입력신호를 받는 제어전극과 상기 제2전류신호를 출력하는 제1주전극 및 제2주전극을 갖춘 적어도 1개의 제2트랜지스터와, 상기 제2트랜지스터의 상기 제2주전극과 정전위점 사이에 접속된 적어도 1개의 제2축퇴 임피던스 소자를 갖춘 것을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  10. 제8항에 있어서, 상기 제1 및 제2상호컨덕턴스 증폭기 각각의 상호컨덕턴스를 Gm1, Gm2로 하고, 상기 제1 및 제2상호컨덕턴스 증폭기 각각의 동작전류를 I1, I2로 했을 때, Gm1 = M ×Gm2(M은 3보다 큰 상수), I1 = L ×I2(L은 M보다 큰 상수)인 것을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  11. 제10항에 있어서, 상기 제1상호컨덕턴스 증폭기는, 상기 입력신호를 받는 제어전극과 상기 제1전류신호를 출력하는 제1주전극 및 제2주전극을 갖춘 적어도 1개의 제1트랜지스터와, 그 제1트랜지스터의 상기 제2주전극과 정전위점 사이에 접속된 적어도 1개의 제1축퇴 임피던스 소자를 갖추고,
    상기 제2상호컨덕턴스 증폭기는, 상기 입력신호를 받는 제어전극과 상기 제1전류신호를 출력하는 제1주전극 및 제2주전극을 갖춘 적어도 1개의 제2트랜지스터와, 그 제2트랜지스터의 상기 제2주전극과 정전위점 사이에 접속된 적어도 1개의 제2축퇴 임피던스 소자를 갖춘 것을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  12. 제11항에 있어서, 상기 제1축퇴 임피던스 소자와 상기 제2축퇴 임피던스 소자는, 저항과 인덕턴스 및 캐패시터중에서 선택된 동일한 종류의 소자로 형성되는 것을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  13. 제11항에 있어서, 상기 제1축퇴 임피던스 소자는 저항과 인덕턴스 및 캐패시터중에서 선택된 1종류의 소자이고,
    상기 제2축퇴 임피던스 소자는 저항과 인덕턴스 및 캐패시터중에서 선택된 1종류의 소자이며, 상기 제1축퇴 임피던스 소자와 다른 종류의 소자인 것을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  14. 제13항에 있어서, 상기 제1축퇴 임피던스 소자는 인덕턴스이고, 상기 제2축퇴 임피던스 소자는 저항 또는 캐패시터인 것을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  15. 송신신호를 주파수 변환하는 제1주파수 변환기를 포함하는 송신부와,
    수신한 신호를 주파수 변환하는 제2주파수 변환기를 포함하는 수신부를 갖춘무선통신장치에 있어서,
    상기 제1 및 제2주파수 변환기중 적어도 하나는 청구항 1에 따른 주파수 변환기에 의해 구성되는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
  16. 입력신호와 제1로컬신호가 공급되고, 상기 입력신호를 상기 제1로컬신호에 따라 제1변환이득으로 주파수 변환하여 제1출력신호를 생성하는 제1믹서와,
    상기 입력신호 및 상기 제1로컬신호와 위상이 다른 제2로컬신호가 공급되고, 상기 입력신호를 상기 제2로컬신호에 따라 상기 제1변환이득보다 낮은 제2변환이득으로 주파수 변환하여 제2출력신호를 생성하는 제2믹서,
    상기 제1출력신호와 상기 제2출력신호를 서로 역상으로 가산하여 주파수 변환 출력신호를 생성하는 가산기 및,
    원로컬신호가 공급되고, 이 원로컬신호를 위상이동시켜 상기 제1로컬신호와 상기 제2로컬신호를 생성하는 이상기를 구비하는 것을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  17. 입력신호와 로컬신호가 공급되는 주파수 변환기에 있어서,
    상기 입력신호를 상기 로컬신호에 따라 제1변환이득으로 주파수 변환하여 제1출력신호를 생성하는 제1믹서와,
    상기 입력신호를 상기 로컬신호에 따라 상기 제1변환이득보다 낮은 제2변환이득으로 주파수 변환하여 제2출력신호를 생성하고, 상기 제1믹서의 동작전류보다낮은 동작전류로 동작되는 제2믹서 및,
    상기 제1출력신호와 상기 제2출력신호를 서로 역상으로 가산하여 주파수 변환 출력신호를 생성하는 가산기를 구비한 것을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  18. 입력신호와 로컬신호가 공급되는 주파수 변환기에 있어서,
    상기 입력신호를 상기 로컬신호에 따라 제1변환이득으로 주파수 변환하여 3차 왜곡을 포함하는 제1출력신호를 생성하는 제1믹서와,
    상기 입력신호를 상기 로컬신호에 따라 상기 제1변환이득보다 낮은 제2변환이득으로 주파수 변환하여 상기 제1믹서의 상기 제1출력신호와 같은 레벨을 갖는 3차 왜곡을 포함하는 제2출력신호를 생성하고, 상기 제1믹서의 동작전류보다 낮은 동작전류로 동작되는 제2믹서 및,
    상기 제1출력신호와 상기 제2출력신호를 서로 역상으로 가산하여 주파수 변환 출력신호를 생성하는 가산기를 구비한 것을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  19. 입력신호와 로컬신호가 공급되는 주파수 변환기에 있어서,
    상기 입력신호를 상기 로컬신호에 따라 주파수 변환하여 제1출력신호를 생성하는 제1믹서와,
    상기 입력신호를 상기 로컬신호에 따라 주파수 변환하여 제2출력신호를 생성하는 제2믹서 및,
    상기 제1출력신호와 상기 제2출력신호를 서로 역상으로 가산하여 주파수 변환 출력신호를 생성하는 가산기를 구비하고,
    상기 제2믹서는, 상기 제1믹서의 변환이득보다 작은 변환이득을 갖고, 또 상기 제1믹서의 상기 제1출력신호와 같은 레벨을 갖는 3차 왜곡을 포함하는 제2출력신호를 생성하도록 설계되는 것을 특징으로 하는 주파수 변환기.
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JP2004520758A (ja) * 2001-04-27 2004-07-08 コーニンクレッカ　フィリップス　エレクトロニクス　エヌ　ヴィ Ｕｈｆバンドパスにおけるスイッチ
US7447493B2 (en) * 2003-02-28 2008-11-04 Silicon Laboratories, Inc. Tuner suitable for integration and method for tuning a radio frequency signal
US7425995B2 (en) * 2003-02-28 2008-09-16 Silicon Laboratories, Inc. Tuner using a direct digital frequency synthesizer, television receiver using such a tuner, and method therefor
JP4391291B2 (ja) * 2004-03-31 2009-12-24 住友電工デバイス・イノベーション株式会社 無線装置
US7421259B2 (en) * 2004-04-16 2008-09-02 Broadcom Corporation RF mixer with high local oscillator linearity using multiple local oscillator phases
US7155194B2 (en) * 2005-01-06 2006-12-26 Mediatek Incorporation Mixer used in direct conversion transceiver and related method
EP1844547B1 (en) * 2005-01-21 2015-01-14 Nxp B.V. A high dynamic range low-power differential input stage
KR100630626B1 (ko) * 2005-04-29 2006-10-02 삼성전자주식회사 출력신호의 왜곡을 방지할 수 있는 믹서 및 주파수변환방법
US8050649B2 (en) * 2005-08-30 2011-11-01 Qualcomm Incorporated Downconversion mixer with IM2 cancellation
US7904036B2 (en) * 2005-12-02 2011-03-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Modulation method and apparatus
US7587224B2 (en) * 2005-12-21 2009-09-08 Broadcom Corporation Reconfigurable topology for receiver front ends
JP3970909B1 (ja) 2006-04-17 2007-09-05 株式会社アドバンテスト 変調器
JP4717735B2 (ja) * 2006-07-04 2011-07-06 シャープ株式会社 電圧−電流変換回路並びにその設計方法および設計システム
DE102006039704B4 (de) * 2006-08-17 2011-01-20 Atmel Automotive Gmbh Kompensationsschaltung für eine Mischstufe
US20100039174A1 (en) * 2006-10-24 2010-02-18 Linear Radio Company, Llc Rf system linearizer using controlled complex nonlinear distortion generators
ES2423930T3 (es) * 2007-02-09 2013-09-25 Advanced Liquid Logic, Inc. Dispositivos actuadores de gotitas y métodos que emplean perlas magnéticas
US7692495B2 (en) * 2007-03-08 2010-04-06 Marvell International Ltd. Tunable RF bandpass transconductance amplifier
US8848824B2 (en) * 2008-03-07 2014-09-30 Andrew M. Teetzel High efficiency RF system linearizer using controlled complex nonlinear distortion generators
WO2009123583A1 (en) * 2008-03-31 2009-10-08 Marvell International, Ltd. Tunable rf bandpass transconductance amplifier
US8149955B2 (en) * 2008-06-30 2012-04-03 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Single ended multiband feedback linearized RF amplifier and mixer with DC-offset and IM2 suppression feedback loop
EP2157691A1 (en) * 2008-08-20 2010-02-24 ST-Ericsson Belgium NV Signal generation with cancelled harmonics
EP2204907A1 (en) * 2008-12-30 2010-07-07 ST Wireless SA Amplifier with on-chip filter
US8089309B2 (en) * 2009-06-26 2012-01-03 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Transimpedance amplifier input stage mixer
US8373503B1 (en) * 2011-12-12 2013-02-12 Linear Technology Corporation Third order intermodulation cancellation for RF transconductors
US9647758B2 (en) * 2012-11-30 2017-05-09 Corning Optical Communications Wireless Ltd Cabling connectivity monitoring and verification
US9455753B2 (en) * 2014-05-06 2016-09-27 Samsung Electronics Co., Ltd. Non-linear capacitance based parametric mixer
TWI531949B (zh) * 2014-06-26 2016-05-01 矽創電子股份有限公司 電容電壓資訊感測電路及其相關抗雜訊觸控電路
US10666305B2 (en) 2015-12-16 2020-05-26 Kumu Networks, Inc. Systems and methods for linearized-mixer out-of-band interference mitigation
CN110463033B (zh) * 2017-03-27 2023-09-29 库姆网络公司 增强型线性混频器
KR20220083375A (ko) 2020-12-11 2022-06-20 김동국 주파수변환기를 구비한 무선통신시스템

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62231531A (ja) * 1986-03-31 1987-10-12 Nec Corp 周波数変換器
US4835488A (en) 1988-01-13 1989-05-30 Tektronix, Inc. Wideband linearized emitter feedback amplifier
US5854813A (en) * 1994-12-29 1998-12-29 Motorola, Inc. Multiple access up converter/modulator and method
EP0762630A1 (en) * 1995-09-08 1997-03-12 AT&T IPM Corp. Low distortion amplifier circuit with improved output power
JPH09116341A (ja) * 1995-10-24 1997-05-02 Toshiba Corp Ｃａｔｖ受信装置におけるチューナ及びユニット
JP3809703B2 (ja) * 1997-05-23 2006-08-16 ソニー株式会社 テレビジョン信号受信回路
US6230001B1 (en) * 1999-05-27 2001-05-08 Rockwell Collins, Inc. Active commutated double balanced mixer
JP3386019B2 (ja) 1999-10-27 2003-03-10 日本電気株式会社 ミキサ回路
US6242979B1 (en) * 2000-02-23 2001-06-05 Motorola, Inc. Linearization using parallel cancellation in linear power amplifier
JP2002111412A (ja) * 2000-09-29 2002-04-12 Toshiba Corp 増幅回路
AU2002240055A1 (en) * 2001-01-25 2002-08-06 Regents Of The University Of Minnesota High linearity circuits and methods regarding same
US6794938B2 (en) * 2002-03-19 2004-09-21 The University Of North Carolina At Charlotte Method and apparatus for cancellation of third order intermodulation distortion and other nonlinearities

Also Published As

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US7088980B2 (en) 2006-08-08
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