JPH09116341A

JPH09116341A - Ｃａｔｖ受信装置におけるチューナ及びユニット

Info

Publication number: JPH09116341A
Application number: JP27541595A
Authority: JP
Inventors: Toshimasa Adachi; 敏正安達; Takasuke Izumi; 隆輔泉; Takeya Kudo; 雄也工藤
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1995-10-24
Filing date: 1995-10-24
Publication date: 1997-05-02

Abstract

(57)【要約】【課題】この発明は、簡易な構成で良好な性能をもち、
経済的に有利であるＣＡＴＶ受信装置におけるチューナ
及びユニットを提供することを課題としている。【解決手段】広帯域なテレビジョン信号を、テレビジョ
ン信号帯域より高い周波数帯へ周波数変換を行なう第１
の周波数変換部２６と、第１の周波数変換部２６により
周波数変換されたテレビジョン信号の周波数選択を行な
い、テレビジョン信号の１〜２チャンネル分の帯域をも
つ帯域通過型フィルタ２９と、帯域通過型フィルタ２９
により周波数選択されたテレビジョン信号の周波数帯を
より低い周波数帯へ周波数変換を行なうとともに、テレ
ビジョン信号に含まれるイメージ周波数の除去を行なう
第２の周波数変換部３１，３２，３３，３４，３７とを
備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ＣＡＴＶ（ケー
ブル・テレビジョン）受信装置におけるチューナ及びユ
ニットの改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】周知のように、ＣＡＴＶ受信装置に用い
られているチューナは、通常ダブル・スーパー・チュー
ナと称され、二つの周波数変換器及び二つの局部信号発
生器により構成されている。

【０００３】図３は、このような従来のＣＡＴＶ受信装
置に用いられているチューナを示している。すなわち、
入力端子１１には、例えば５０ＭＨｚから５５０ＭＨｚ
の広帯域なテレビジョン信号Ｓ１が供給されている。入
力端子１１に供給されたテレビジョン信号Ｓ１は、ダイ
オード等で構成された第１の周波数変換器１２の一方の
入力端に供給される。第１の周波数変換器１２の他方の
入力端には、局部発振器１３から増幅器１４を介して出
力される局部発振信号Ｓ２が供給される。第１の周波数
変換器１２は、テレビジョン信号Ｓ１と局部発振信号Ｓ
２とを演算し、この演算結果に対応する周波数を第１中
間周波数信号Ｓ３として得ている。すなわち、テレビジ
ョン信号Ｓ１は、第１の周波数変換器１２によって、テ
レビジョン信号帯域の最も高い周波数より高い第１中間
周波数へ周波数変換される。

【０００４】また、局部発振器１３は、第１の周波数変
換器１２で第１中間周波数信号Ｓ３を生成するため、常
に第１中間周波数より高い周波数を有する局部発振信号
Ｓ３を発生している。

【０００５】そして、第１の周波数変換器１２から出力
された第１中間周波数信号Ｓ３は、テレビジョン信号Ｓ
１一チャンネルの周波数帯域幅よりわずかに広い周波数
帯域幅を持つＢＰＦ（Band Pass Filter) １５により周
波数選択をされる。ＢＰＦ１５は、一般に、インダクタ
とコンデンサとで構成された複同調のフィルタが使用さ
れている。近年では、ＣＡＴＶに使用される帯域が広が
るに従い、第一中間周波数がより高くなっており、誘電
体（セラミック等）を使用した誘電体フィルタも使用さ
れつつある。

【０００６】そして、ＢＰＦ１５を通過した第１中間周
波数信号Ｓ４は、増幅器１６により増幅され、ＢＰＦ１
７を通過する。ここで、ＢＰＦ１７は、上記ＢＰＦ１５
と同様の構成である。ＢＰＦ１７を通過した信号Ｓ５
は、第２の周波数変換器１８の一方の入力端に供給され
る。第２の周波数変換器１８の他方の入力端には、局部
発振器１９から増幅器２０を介して出力される局部発振
信号Ｓ６が供給される。第２の周波数変換器１８は、信
号Ｓ５と局部発振信号Ｓ６とを演算し、この演算結果に
対応する周波数を第２中間周波数信号Ｓ７として得てい
る。

【０００７】第２中間周波数は、テレビジョン受信機で
使用されるシングルスーパーチューナ出力中間周波数と
同じ周波数（日本国内では、５５〜５９ＭＨｚ帯）に選
ばれたり、日本国内においては、テレビジョン信号の２
または３チャンネルに選ばれる場合が多い。また、局部
発振信号Ｓ６は、５５〜５９ＭＨｚ帯の出力周波数の場
合、第１中間周波数から出力周波数の中心周波数をひい
た周波数が使用され、テレビジョン信号の２，３チャン
ネルの出力周波数の場合、第１中間周波数から出力周波
数の中心周波数をたした周波数が使用される。そして、
第２の周波数変換器１８によって変換された第２中間周
波数信号Ｓ７は、端子２１から取り出される。

【０００８】以上のように、一般の受信機の周波数変換
器で問題となるイメージ妨害は、第１の周波数変換器１
２のイメージ周波数が、第一中間周波数と受信信号周波
数との和となり、受信信号帯域の帯域外となるため、第
１の周波数変換器１２の前に低域通過型フィルタを配置
すれば問題とはならなくなる。

【０００９】また、第２の周波数変換器１８のイメージ
周波数は、５５〜５９ＭＨｚ帯の出力周波数の場合、第
１中間周波数と出力周波数の中心周波数の２倍の周波数
の差となり、前述の構成の通り、第１の周波数変換器１
２、ＢＰＦ１５，１７により十分に抑圧される。

【００１０】そこで、図４は、インダクタとコンデンサ
で構成した複同調タイプ帯域通過フィルタ一段における
通過特性を示している。図４において、縦軸は信号波レ
ベルを示し、横軸は周波数を示している。なお、周波数
において、ｆ0 は共振周波数である。通常、ＮＴＳＣ等
のアナログ変調信号波を受信する場合、妨害波のレベル
としては、信号波レベルに比べ６０ｄＢ程度低くしなけ
ればならないことが知られている。

【００１１】ところで、図４において、信号波レベル
は、イメージ周波数ｆimに対して４０ｄＢ程度しか得る
ことができない。このため、フィルタは、２個必要とさ
れる。しかしながら、二個の第１中間周波数のＢＰＦ１
５を持つということは、それぞれについての調整がかな
らず必要となり調整時間を長く費やすか、または、高価
なフィルタを使用し、フィルタ自身であらかじめ調整し
た物をチューナに組み込むためチューナの価格を引き上
げるという経済上不利を招くことになる。

【００１２】一方、図５は、従来のＣＡＴＶチューナと
このチューナからの信号をデジタル処理するために周波
数変換する周波数変換ユニット部とデジタル信号処理部
との構成を示している。すなわち、ＣＡＴＶチューナ２
２において、入力端子２２ａに供給された例えば５０Ｍ
Ｈｚから５５０ＭＨｚの広帯域なデジタル変調されたテ
レビジョン信号Ｓ８は、第１の周波数変換器２２ｂの一
方の入力端に供給される。第１の周波数変換器２２ｂの
他方の入力端には、局部発振器２２ｃから増幅器２２ｄ
を介して局部発振信号Ｓ９が供給される。第１の周波数
変換器２２ｂは、テレビジョン信号Ｓ８と局部発振信号
Ｓ９とを演算し、この演算結果に対応する周波数を第１
中間周波数信号Ｓ１０として得ている。

【００１３】そして、第１の周波数変換器２２ｂから出
力された第１中間周波数信号Ｓ１０は、テレビジョン信
号Ｓ８一チャンネルの周波数帯域幅よりわずかに広い周
波数帯域幅を持つＢＰＦ２２ｅにより周波数選択をされ
る。ＢＰＦ２２ｅを通過した第１中間周波数信号Ｓ１１
は、増幅器２２ｆにより増幅され、ＢＰＦ２２ｇを通過
する。

【００１４】そして、ＢＰＦ２２ｇを通過した信号Ｓ１
２は、第２の周波数変換器２２ｈの一方の入力端に供給
される。第２の周波数変換器２２ｈの他方の入力端に
は、局部発振器２２ｉから増幅器２２ｊを介して出力さ
れる局部発振信号Ｓ１３が供給される。第２の周波数変
換器２２ｈは、信号Ｓ１２と局部発振信号Ｓ１３とを演
算し、この演算結果に対応する周波数を第２中間周波数
信号Ｓ１４として得ている。そして、第２の周波数変換
器２２ｈから出力された第２中間周波数信号Ｓ１４は、
出力端子２２ｋを介して周波数変換ユニット部２３に供
給される。この第２中間周波数信号Ｓ１４の帯域は、通
常日本において、５７ＭＨｚの中心周波数で６ＭＨｚの
帯域幅を持つ周波数帯が使用されることが一般的であ
る。

【００１５】周波数変換ユニット部２３において、入力
端子２３ａに供給された第２中間周波数信号Ｓ１４は、
ＢＰＦ２３ｂに供給される。ＢＰＦ２３ｂは、周波数変
換ユニット部２３におけるイメージ周波数帯域の抑圧を
するものである。そして、ＢＰＦ２３ｂを通過した第２
中間周波数信号Ｓ１５は、ＡＧＣ（Auto Gein Controll
er) 増幅器２３ｃに供給される。ＡＧＣ増幅器２３ｃ
は、第２中間周波数信号Ｓ１５に利得制御を施し、出力
が一定となるように第２中間周波数信号Ｓ１５のレベル
を調整する。

【００１６】ＡＧＣ増幅器２３ｃで調整された信号Ｓ１
６は、周波数変換器２３ｄの一方の入力端に供給され
る。周波数変換器２３ｄの他方の入力端には、局部発振
器２３ｅから増幅器２３ｆを介して局部発振信号Ｓ１７
が供給される。そして、周波数変換器２３ｄは、信号Ｓ
１６と局部発振信号Ｓ１７とを演算している。ここでの
演算は、信号Ｓ１６のデータレートの整数倍の周波数を
中心としたベースバンドの周波数帯へ周波数変換を行な
うものである。一般的には、ベースバンドの周波数帯と
してデータレートの一倍の５ＭＨｚ程度が使用されるこ
とが多い。

【００１７】ベースバンドの周波数帯へ周波数変換され
た信号Ｓ１８は、ベースバンド増幅器２３ｇによって増
幅された後、出力端子２３ｈを介してデジタル信号処理
部２４に供給される。

【００１８】デジタル信号処理部２４において、入力端
子２４ａに供給された信号Ｓ１８は、Ａ／Ｄ(Analog/Di
gital)変換器２４ｂでデジタル信号Ｓ１９に変換された
後、信号処理回路２４ｃに供給される。信号処理回路２
４ｃは、入力されたデジタル信号Ｓ１９にデータ処理を
施すことによって、映像信号Ｓ２０と音声信号Ｓ２１等
に復調する。これら映像信号Ｓ２０及び音声信号Ｓ２１
は、出力端子２４ｄ及び２４ｅから取り出される。

【００１９】ところで、周波数変換ユニット部２３のイ
メージ妨害は、第二中間周波数のＢＰＦ２３ｂにより抑
圧される。ＢＰＦ２３ｂとしては、隣接チャンネルの抑
圧が十分にとれ、又、帯域内の群遅延特性の優れた弾性
表面波フィルタが使用される。

【００２０】図６は、弾性表面波フィルタ一段における
通過特性を示している。図６において、縦軸は信号波レ
ベルの減衰量を示し、横軸は周波数を示している。な
お、周波数において、ｆ0 は共振周波数を示している。
通常６４ＱＡＭ，２５６ＱＡＭ等のデジタル変調信号波
を受信する場合、妨害波のレベルとしては、信号波レベ
ルに比べ５０ｄＢ程度低くしなければならないことが知
られている。ここでは、信号波レベルは、図６に示すよ
うに、イメージ周波数ｆimに対して４０ｄＢ程度しか得
ることしかできないため、フィルタは弾性表面波フィル
タのみでなく、インダクタとコンデンサとで構成された
帯域通過フィルタまたはトラップ等のフィルタを組み合
わせて使用せざるを得なくなる。

【００２１】しかしながら、二個の第二中間周波数のＢ
ＰＦ２３ｂをもつということは、調整がかならず必要と
なり、調整時間を長く費やし、また、フィルタを二個使
用するため、チューナ及びユニットの価格を引き上げる
という経済上不利を招くという問題が生じている。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
ＣＡＴＶ用チューナ及びユニットでは、イメージ妨害を
防ぐために、２個のフィルタを必要とするので、調整に
長時間費やし、経済上不利を招くという問題を有してい
る。この発明の目的は、簡易な構成で良好な性能をも
ち、経済的に有利であるＣＡＴＶ受信装置におけるチュ
ーナ及びユニットを提供することにある。

【００２３】

【課題を解決するための手段】この発明に係るＣＡＴＶ
受信装置におけるチューナは、広帯域なテレビジョン信
号を供給する入力端子と、第１の局部発振信号を出力す
る第１の局部発振手段と、入力端子に供給された広帯域
なテレビジョン信号と、第１の局部発振手段から出力さ
れた第１の局部発振信号とを演算することにより、テレ
ビジョン信号帯域より高い周波数帯へ周波数変換を行な
う第１の周波数変換部と、第１の周波数変換部により周
波数変換されたテレビジョン信号の周波数選択を行な
い、テレビジョン信号の１〜２チャンネル分の帯域をも
つ帯域通過型フィルタと、帯域通過型フィルタにより周
波数選択されたテレビジョン信号の周波数帯をより低い
周波数帯へ周波数変換を行なうとともに、テレビジョン
信号に含まれるイメージ周波数の除去を行なう第２の周
波数変換部とを備えるようにしたものである。

【００２４】この構成によれば、１個の帯域通過型フィ
ルタで、チューナ全体の出力信号波レベルを向上させる
ことができ、構成の簡略化を図り、経済的にも有利とす
ることができる。

【００２５】また、この発明に係るＣＡＴＶ受信装置に
おけるユニットは、チューナから出力される中間周波数
信号を、デジタル変調波のデータレートの正数倍の周波
数を中心とした周波数帯へ周波数変換する周波数変換部
であって、チューナから出力される中間周波数信号を通
過させ、中間周波数信号の１チャンネル分の帯域幅をも
つ帯域通過型フィルタと、帯域通過型フィルタを通過し
た中間周波数信号の周波数変換を行ない、中間周波数信
号に含まれるイメージ周波数を除去するミキサ部とを備
えるようにしたものである。

【００２６】この構成によれば、１個の帯域通過型フィ
ルタで、ユニット全体の出力信号波レベルを向上させる
ことができ、構成の簡略化を図り、経済的にも有利とす
ることができる。

【００２７】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて図面を参照して詳細に説明する。図１は、この発明
の一実施の形態を示している。すなわち、入力端子２５
に供給されたテレビジョン信号Ｓ２２は、第１の周波数
変換器２６の一方の入力端に供給される。第１の周波数
変換器２６の他方の入力端には、局部発振器２７から増
幅器２８を介して局部発振信号Ｓ２３が供給される。第
１の周波数変換器２６は、テレビジョン信号Ｓ２２と局
部発振信号Ｓ２３とを演算し、この演算結果に対応する
周波数を第１中間周波数信号Ｓ２４として得ている。

【００２８】そして、第１の周波数変換器２６から出力
された第１中間周波数信号Ｓ２４は、テレビジョン信号
Ｓ２２の１〜２チャンネル分の周波数帯域幅を持つ第１
中間周波数帯域通過フィルタであるＢＰＦ２９により周
波数選択をされる。ＢＰＦ２９を通過した第１中間周波
数信号Ｓ２５は、増幅器３０により増幅され、位相器３
１に供給される。位相器３１は、増幅器３０からの第１
中間周波数信号Ｓ２５を二つに分配し、この分配した信
号を位相をずらさない係数器３１１と位相を９０度ずら
す係数器３１２とにそれぞれ供給する。

【００２９】そして、係数器３１１及び３１２から出力
された信号Ｓ２６及びＳ２７は、第２の周波数変換器で
あるミキサ３２及び３３の一方の入力端にそれぞれ供給
される。ミキサ３２及び３３の他方の入力端には、位相
器３４から出力される信号Ｓ２８及びＳ２９がそれぞれ
供給される。

【００３０】位相器３４において、局部発振器３５から
増幅器３６を介して出力された局部発振信号Ｓ３０は、
二つに分配され、位相を９０度ずらす係数器３４１と位
相をずらさない係数器３４２とにそれぞれ供給される。
そして、係数器３４１及び３４２から出力された局部発
振信号Ｓ２８及びＳ２９は、ミキサ３２及び３３の他方
の入力端にそれぞれ供給されることになる。

【００３１】一方、ミキサ３２は、第１中間周波数帯で
ある信号Ｓ２６と局部発振信号Ｓ２８とを乗算し、この
乗算結果を第２中間周波数信号Ｓ３１として合成器３７
の一方の入力端に供給している。また、ミキサ３３は、
第１中間周波数帯である信号Ｓ２７と局部発振信号Ｓ２
９とを乗算し、この乗算結果を第２中間周波数信号Ｓ３
２として合成器３７の他方の入力端に供給している。合
成器３７は、第２中間周波数信号Ｓ３１及びＳ３２を１
８０度の位相で合成し、その合成した信号Ｓ３３を出力
端子３８を介して出力している。

【００３２】なお、上記構成において、位相器３１，３
４、局部発振器３５、ミキサ３２，３３及び合成器３７
は、第２の周波数変換部を構成している。ここで、イメ
ージ周波数帯の信号を抑圧する性能を持つミキサ３２及
び３３の動作について数式を使って説明する。

【００３３】入力端子２５に供給されるテレビジョン信
号Ｓ２２の周波数をω１、局部発振周波数をω２とす
る。また、信号Ｓ２５の周波数をω２＋ω１、イメージ
周波数をω２−ω１とし、信号Ｓ２５をＡｓｉｎ（ω２
＋ω１）ｔ、局部発振信号Ｓ３０をＢｓｉｎ（ω２）ｔ
とする。

【００３４】すなわち、ミキサ３２に与えられる信号Ｓ
２６及び局部発振信号Ｓ２８は、それぞれ次のようにか
ける。信号Ｓ２６＝Ａｓｉｎ（ω２＋ω１）ｔ（式１）局部発振信号Ｓ２８＝Ｂｃｏｓ（ω２）ｔ（式２）ミキサ３２の出力は、

【００３５】

【数１】同様にミキサ３３の出力は、

【００３６】

【数２】

【００３７】二つの出力を逆相で足し合わせると、（式３）−（式４）＝Ａ＊Ｂ＊ｓｉｎ（ω１）ｔ（式５）となり信号Ｓ３３が得られる。同様にイメージ周波数が
入力されるとすると、上記と同様にミキサ３２の出力
は、

【００３８】

【数３】同様にミキサ３３の出力は、

【００３９】

【数４】

【００４０】そして、上記ミキサ３２，３３の出力を逆
相で足し合わせると、（式６）−（式７）＝０となりイメージ周波数成分は、出力されないこととな
る。

【００４１】したがって、上記のような構成にすること
により、ミキサ３２，３３のイメージ周波数成分は、信
号Ｓ２６，Ｓ２７及び局部発振信号Ｓ２８，Ｓ２９の二
つの位相器３１，３４の位相が、正確に９０度に保てれ
ば、全く出力されないこととなる。

【００４２】ところで、位相器３１については、信号Ｓ
２５の入力信号帯域及びイメージ周波数帯域に対して、
９０度の位相を保たなければならないが、実際には、周
波数帯域が１００ＭＨｚ程度あり、これを全帯域にわた
って９０度の位相差にするのは困難である。ところが、
入力信号帯域及びイメージ周波数帯域における第１中間
周波数帯の周波数が高いため、入力信号帯域とイメージ
周波数帯域との比帯域は、５％程度以下となる。このた
め、入力信号帯域及びイメージ周波数帯域内における信
号Ｓ２５の位相のずれは、実際に、入力信号帯域とイメ
ージ周波数帯域との中間である局部発振信号Ｓ３０の第
２局部発振周波数付近が９０度の位相を保っていれば、
２〜３度程度となる。また、妨害波レベルに対応するイ
メージ抑圧度は、位相のずれの分だけ劣化し、ゼロとは
ならなくなる。ところが、チューナ全体の出力に対応す
る信号波レベルは、イメージ抑圧度に影響されず、６０
ｄＢ以上得られる。

【００４３】ここで、イメージ抑圧度について説明す
る。例えばミキサ３２において、信号Ｓ２６の位相が３
度ずれた場合、このミキサ３２のイメージ抑圧度として
は、約−２６ｄＢを得ることができる。一方、このミキ
サ３２の前におかれるＢＰＦ２９では、イメージ妨害を
与える帯域における減衰量が−４０ｄＢ程度得られる。
そして、ミキサ３２のイメージ抑圧度とＢＰＦ２９の減
衰量との和は、約−６６ｄＢとなり、これがチューナと
してのイメージ抑圧度となる。一般に、イメージ妨害
は、信号波レベルに対し妨害波レベルが−６０ｄＢ以下
であるとき、妨害として検知されないことは周知であ
る。このため、上記した構成を取ることにより、イメー
ジ妨害は、全く問題とならなくなる。

【００４４】また、局部発振信号Ｓ２８，Ｓ２９に対応
する位相器３４については、周波数の帯域幅がないこと
から、容易に正確な９０度の位相差を得ることができ
る。以上のように、第１中間周波数信号Ｓ２５及び局部
発振信号Ｓ３０のそれぞれに対応する二つの位相器３
１，３４について０度と９０度ということで説明を行な
っているが、実際には、これが−４５度と＋４５度の位
相器を使用しても明らかに上記説明と同様な事がいえ
る。−４５度と＋４５度の位相器は、抵抗器とコンデン
サあるいは、インダクタとコンデンサを使用して容易に
構成されることは周知である。

【００４５】以上の構成において、ＢＰＦ２９は、例え
ばインダクタとコンデンサとで構成される複同調の１段
のフィルタである。また、ＢＰＦ２９は、誘電体（セラ
ミック等）を使用した誘電体フィルタ、または、平衡型
の入力端をもつ弾性表面波フィルタでもよいことはもち
ろんのことである。ここで、ＢＰＦ２９が弾性表面波フ
ィルタで構成された場合、ＢＰＦ２９と位相器３１との
間は、平衡線路で接続される。

【００４６】さらに、近時では、集積回路の高周波化に
ともない、ＢＰＦ２９が弾性表面波フィルタで構成され
た場合、ミキサ３２，３３を集積回路で構成でき一つの
パッケージに収められることももちろんのことである。

【００４７】したがって、上記実施の形態によれば、位
相器３１，３４によって、各信号Ｓ２５，Ｓ３０を２つ
に分配して、一方の信号の位相をπ／２ずらし、ミキサ
３２，３３によって、位相をずらした信号とずらさない
信号とに演算処理を施し、ミキサ３２，３３の出力Ｓ３
１，Ｓ３２を合成器３７で合成してイメージ周波数成分
を除去するようにしたので、１個のＢＰＦ２９で、チュ
ーナ全体の出力信号波レベルを向上させることができ
る。また、この実施の形態では、位相器３１，３４によ
って、各信号Ｓ２５，Ｓ３０を２つに分配し、分配した
信号の位相をそれぞれπ／４，−π／４ずらすようにし
ても同様の効果が得られる。このとき、例えば係数器３
１１，３４２をπ／４，係数器３１２，３４１を−π／
４に設定する。

【００４８】図２は、この発明の第２の実施の形態であ
るユニットを示している。図２において、図中符号４１
はチューナからの信号をデジタル処理するために周波数
変換するユニット部である。ユニット部４１において、
入力端子４１ａに供給された信号Ｓ３４は、ＢＰＦ４１
ｂに供給される。ＢＰＦ４１ｂは、ユニット部４１にお
けるイメージ周波数帯域の抑圧をするものである。そし
て、ＢＰＦ４１ｂを通過した第２中間周波数信号Ｓ３５
は、ＡＧＣ増幅器４１ｃに供給される。ＡＧＣ増幅器４
１ｃは、第２中間周波数信号Ｓ３５に利得制御を施し、
出力が一定となるように第２中間周波数信号Ｓ３５のレ
ベルを調整する。

【００４９】ＡＧＣ増幅器４１ｃで調整された信号Ｓ３
６は、位相器４１ｄに供給される。位相器４１ｄは、信
号Ｓ３６を二つに分配し、この分配した信号を位相をず
らさない係数器４１ｄ１と位相を９０度ずらす係数器４
１ｄ２とにそれぞれ供給する。

【００５０】そして、係数器４１ｄ１及び４１ｄ２から
出力された信号Ｓ３７及びＳ３８は、ミキサ４１ｅ及び
４１ｆの一方の入力端にそれぞれ供給される。ミキサ４
１ｅ及び４１ｆの他方の入力端には、位相器４１ｇから
出力される信号Ｓ３９及びＳ４０がそれぞれ供給され
る。

【００５１】位相器４１ｇにおいて、局部発振器４１ｈ
から増幅器４１ｉを介して出力された局部発振信号Ｓ４
１は、二つに分配され、位相を９０度ずらす係数器４１
ｇ１と位相をずらさない係数器４１ｇ２とにそれぞれ供
給される。そして、係数器４１ｇ１及び４１ｇ２から出
力された信号Ｓ３９及びＳ４０は、ミキサ４１ｅ及び４
１ｆの他方の入力端にそれぞれ供給されることになる。

【００５２】一方、ミキサ４１ｅは、第２中間周波数帯
である信号Ｓ３７と局部発振信号Ｓ３９とを演算し、こ
の演算結果であるベースバンド周波数帯の信号Ｓ４２を
合成器４１ｊの一方の入力端に供給している。また、ミ
キサ４１ｆは、第２中間周波数帯である信号Ｓ３８と局
部発振信号Ｓ４０とを演算し、この演算結果であるベー
スバンド周波数帯の信号Ｓ４３として合成器４１ｊの他
方の入力端に供給している。合成器４１ｊは、信号Ｓ４
２及びＳ４３を１８０度の位相で合成し、その合成した
信号Ｓ４４を出力端子４１ｋを介して出力している。な
お、上記構成において、位相器４１ｄ，４１ｇ、局部発
振器４１ｈ，ミキサ４１ｅ，４１ｆ及び合成器４１ｊ
は、ミキサ部を構成している。

【００５３】ここで、イメージ周波数帯の信号を抑圧す
る性能を持つミキサ４１ｅ及び４１ｆの動作について数
式を使って説明する。入力周波数をω３、局部発振周波
数をω４とする。また、信号Ｓ３４の周波数をω４＋ω
３、イメージ周波数をω４−ω３とし、信号Ｓ３６をＤ
ｓｉｎ（ω４＋ω３）ｔ、局部発振信号Ｓ４１をＥｓｉ
ｎ（ω４）ｔとする。

【００５４】すなわち、ミキサ４１ｅに与えられる信号
Ｓ３７及び局部発振信号Ｓ３９は、それぞれ次のように
かける。信号Ｓ３６＝Ｄｓｉｎ（ω４＋ω３）ｔ（式８）局部発振信号Ｓ３９＝Ｅｃｏｓ（ω４）ｔ（式９）ミキサ４１ｅの出力は、

【００５５】

【数５】同様にミキサ４１ｆの出力は、

【００５６】

【数６】

【００５７】二つの出力を逆相で足し合わせると、（式１０）−（式１１）＝Ｄ＊Ｅ＊ｓｉｎ（ω３）ｔ（式１２）となり信号Ｓ４４が得られる。同様にイメージ周波数が
入力されるとすると、上記と同様にミキサ４１ｅの出
力は、

【００５８】

【数７】同様にミキサ４１ｆの出力は、

【００５９】

【数８】

【００６０】そして、上記ミキサ４１ｅ，４１ｆの出力
Ｓ４２，Ｓ４３を逆相で足し合わせると、（式１３）−（式１４）＝０となりイメージ周波数成分は、出力されないこととな
る。

【００６１】したがって、上記のような構成にすること
により、ミキサ４１ｅ，４１ｆのイメージ周波数成分
は、信号Ｓ３７，Ｓ３８及び局部発振信号Ｓ３９，Ｓ４
０の二つの位相器４１ｄ，４１ｇの位相が、正確に９０
度に保てれば、全く出力されないこととなる。

【００６２】ところで、位相器４１ｄについては、信号
Ｓ３５の入力信号帯域及びイメージ周波数帯域に対し
て、９０度の位相保たなければならないが、実際には、
周波数帯域が１６ＭＨｚ程度あり、これを全帯域にわた
って９０度の位相差にするのは困難である。ところが、
入力信号帯域及びイメージ周波数帯域における第２中間
周波数帯の周波数が高いため、入力信号帯域とイメージ
周波数帯域との比帯域は、２５％程度以下となる。この
ため、入力信号帯域及びイメージ周波数帯域内における
信号Ｓ３５の位相のずれは、実際に、入力信号帯域とイ
メージ周波数帯域との中間である局部発振信号Ｓ４１の
局部発振周波数付近が９０度の位相を保っていれば、４
〜５度程度となる。また、イメージ抑圧度は、位相のず
れの分だけ劣化し、ゼロとはならなくなる。ところが、
ユニット部４１の出力に対応する信号波レベルは、イメ
ージ抑圧度に影響されず、５０ｄＢ以上得られる。

【００６３】ここで、イメージ抑圧度について説明す
る。例えばミキサ４１ｅにおいて、信号Ｓ３７の位相が
３度ずれた場合、このミキサ４１ｅのイメージ抑圧度と
しては、約−２６ｄＢを得ることができる。一方、この
ミキサ４１ｅの前におかれるＢＰＦ４１ｂでは、イメー
ジ妨害を与える帯域における減衰量が−４０ｄＢ程度得
られる。そして、ミキサ４１ｅのイメージ抑圧度とＢＰ
Ｆ４１ｂの減衰量との和は、約−６６ｄＢとなり、これ
がチューナとしてのイメージ抑圧度となる。一般に、イ
メージ妨害は、信号レベルに対し妨害波レベルが−６０
ｄＢ以下であるとき、妨害として検知されないことは周
知である。このため、上記した構成を取ることにより、
イメージ妨害は、全く問題とならなくなる。

【００６４】また、局部発振信号Ｓ３９，Ｓ４０に対応
する位相器４１ｇについては、周波数の帯域幅がないこ
とから、容易に正確な９０度の位相差を得ることができ
る。以上のように、信号Ｓ３６及び局部発振信号Ｓ４１
のそれぞれに対応する二つの位相器４１ｄ，４１ｇにつ
いて０度と９０度ということで説明を行なっているが、
実際には、これが−４５度と＋４５度の位相器を使用し
ても明らかに上記説明と同様な事がいえる。−４５度と
＋４５度の位相器は、抵抗器とコンデンサあるいは、イ
ンダクタとコンデンサを使用して容易に構成されること
は周知である。

【００６５】以上の構成において、ＢＰＦ４１ｂは、例
えばインダクタとコンデンサとで構成される複同調の１
段のフィルタである。また、ＢＰＦ４１ｂは、誘電体
（セラミック等）を使用した誘電体フィルタ、または、
平衡型の入力端をもつ弾性表面波フィルタでもよいこと
はもちろんのことである。ここで、ＢＰＦ４１ｂが弾性
表面波フィルタで構成された場合、ＢＰＦ４１ｂと位相
器４１ｄとの間は、平衡線路で接続される。

【００６６】さらに、近時では、集積回路の高周波化に
ともない、ＢＰＦ４１ｂが弾性表面波フィルタで構成さ
れた場合、ミキサ４１ｅ，４１Ｆを集積回路で構成でき
一つのパッケージに収められることももちろんのことで
ある。

【００６７】また、合成器４１ｊは、差動増幅器によっ
て構成されても、全く同様の動作を行なうことはもちろ
んのことである。したがって、上記した第２の実施の形
態によれば、位相器４１ｄ，４１ｇによって、各信号Ｓ
３６，Ｓ４１を２つに分配して、一方の信号の位相をπ
／２ずらし、ミキサ４１ｅ，４１ｆによって、位相をず
らした信号とずらさない信号とに演算処理を施し、ミキ
サ４１ｅ，４１ｆの出力Ｓ４２，Ｓ４３を合成器４１ｊ
で合成してイメージ周波数成分を除去するようにしたの
で、１個のＢＰＦ４１ｂで、ユニット部４１の出力信号
波レベルを向上させることができる。また、第２の実施
の形態では、位相器４１ｄ，４１ｇによって、各信号Ｓ
３６，Ｓ４１を２つに分配し、分配した信号の位相をそ
れぞれπ／４，−π／４ずらすようにしても同様の効果
が得られる。このとき、例えば係数器４１ｄ１，４１ｇ
２をπ／４，係数器４１ｄ２，４１ｇ１を−π／４に設
定する。

【００６８】

【発明の効果】以上詳述したようにこの発明によれば、
簡易な構成で良好な性能をもち、経済的に有利であるＣ
ＡＴＶ受信装置におけるチューナ及びユニットを提供す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明に係るＣＡＴＶ受信装置におけるチュ
ーナの一実施の形態を示すブロック構成図。

【図２】この発明に係るＣＡＴＶ受信装置におけるユニ
ットの一実施の形態を示すブロック構成図。

【図３】従来のＣＡＴＶ受信装置におけるチューナを示
すブロック構成図。

【図４】同従来装置におけるチューナの複同調タイプ帯
域通過フィルタ一段の通過特性を説明するために示す特
性図。

【図５】従来装置におけるチューナ，周波数変換ユニッ
ト部及びデジタル信号処理部を示すブロック構成図。

【図６】同従来装置の周波数変換ユニット部における弾
性表面波フィルタ一段の通過特性を説明するために示す
特性図。

【符号の説明】

１１…入力端子、１２…第１の周波数変換器、１
３…局部発振器、１４…増幅器、１５…ＢＰＦ、１６…
増幅器、１７…ＢＰＦ、１８…第
２の周波数変換器、１９…局部発振器、２０…増幅
器、２１…端子、２２…ＣＡＴ
Ｖチューナ、２２ａ…入力端子、２２ｂ…第１の
周波数変換器、２２ｃ…局部発振器、２２ｄ…増幅器、
２２ｅ…ＢＰＦ、２２ｆ…増幅器、２２ｇ…ＢＰＦ、
２２ｈ…第２の周波数変換器、２２ｉ…局部発振器、
２２ｊ…増幅器、２２ｋ…出力端子、２
３…周波数変換ユニット部、２３ａ…入力端子、
２３ｂ…ＢＰＦ、２３ｃ…ＡＧＣ増幅器、
２３ｄ…周波数変換器、２３ｅ…局部発振器、
２３ｆ…増幅器、２３ｇ…ベースバンド増幅器、
２３ｈ…出力端子、２４…デジタル信号処理部、２
４ａ…入力端子、２４ｂ…Ａ／Ｄ変換器、２４ｃ…
信号処理回路、２４ｄ…出力端子、２４ｅ
…出力端子、２５…入力端子、２６…第１の周波
数変換器、２７…局部発振器、２８…増幅器、２９…Ｂ
ＰＦ、３０…増幅器、３１…位相器、３１１…係数器、
３１２…係数器、３２…ミキサ、３３…ミキサ、３４…
位相器、３４１…係数器、３４２…係数器、３５…局部
発振器、３６…増幅器、３７…合成器、３８…出力端
子、４１…ユニット部、４１ａ…入力端
子、４１ｂ…ＢＰＦ、４１ｃ…ＡＧＣ増
幅器、４１ｄ…位相器、４１ｄ１…係数器、
４１ｄ２…係数器、４１ｅ…ミキサ、
４１ｆ…ミキサ、４１ｇ…位相器、
４１ｇ１…係数器、４１ｇ２…係数器、
４１ｈ…局部発振器、４１ｉ…増幅器、
４１ｊ…合成器、４１ｋ…出力端子。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ＣＡＴＶ受信装置に用いられるダブルス
ーパチューナであって、広帯域なテレビジョン信号を供
給する入力端子と、第１の局部発振信号を出力する第１の局部発振手段と、前記入力端子に供給された前記広帯域なテレビジョン信
号と、前記第１の局部発振手段から出力された前記第１
の局部発振信号とを演算することにより、前記テレビジ
ョン信号帯域より高い周波数帯へ周波数変換を行なう第
１の周波数変換部と、前記第１の周波数変換部により周波数変換されたテレビ
ジョン信号の周波数選択を行ない、前記テレビジョン信
号の１〜２チャンネル分の帯域をもつ帯域通過型フィル
タと、前記帯域通過型フィルタにより周波数選択された前記テ
レビジョン信号の周波数帯をより低い周波数帯へ周波数
変換を行なうとともに、前記テレビジョン信号に含まれ
るイメージ周波数の除去を行なう第２の周波数変換部と
を具備してなることを特徴とするＣＡＴＶ受信装置にお
けるチューナ。
【請求項２】前記帯域通過型フィルタは、インダクタ
とキャパシタとで構成される複同調のフィルタ１段，誘
電体共振器で構成されるフィルタ１個，弾性表面波フィ
ルタ１個のうち少なくとも一つを備えること特徴とする
請求項１記載のＣＡＴＶ受信装置におけるチューナ。
【請求項３】さらに、前記帯域通過型フィルタが弾性
表面波フィルタである場合、前記帯域通過型フィルタと
前記第２の周波数変換部との間は、平衡線路で接続され
ていることを特徴とする請求項２記載のＣＡＴＶ受信装
置におけるチューナ。
【請求項４】さらに、前記帯域通過型フィルタが弾性
表面波フィルタである場合、前記第２の周波数変換部
は、高周波集積回路で構成されてなることを特徴とする
請求項３記載のＣＡＴＶ受信装置におけるチューナ。
【請求項５】前記第２の周波数変換部は、前記帯域通過型フィルタにより周波数選択された前記テ
レビジョン信号を２つに分配し、一方の前記テレビジョ
ン信号をそのまま通過させ、他方の前記テレビジョン信
号をπ／２だけ位相シフトする第１の位相シフト手段
と、第２の局部発振信号を出力する第２の局部発振手段と、前記第２の局部発振手段から出力された前記第２の局部
発振信号を２つに分配し、一方の前記第２の局部発振信
号をそのまま通過させ、他方の前記第２の局部発振信号
をπ／２だけ位相シフトする第２の位相シフト手段と、前記第１の位相シフト手段から出力された前記テレビジ
ョン信号と、前記第２の位相シフト手段によりπ／２だ
け位相シフトされた第２の局部発振信号とを乗算する第
１のミキサと、前記第１の位相シフト手段によりπ／２だけ位相シフト
されたテレビジョン信号と、前記第２の位相シフト手段
から出力された前記第２の局部発振信号とを乗算する第
２のミキサと、前記第１のミキサの出力信号と、前記第２のミキサの出
力信号とを合成する合成手段とを具備してなることを特
徴とする請求項１記載のＣＡＴＶ受信装置におけるチュ
ーナ。
【請求項６】前記第２の周波数変換部は、前記帯域通過型フィルタにより周波数選択された前記テ
レビジョン信号を２つに分配し、一方の前記テレビジョ
ン信号をπ／４だけ位相シフトし、他方の前記テレビジ
ョン信号を−π／４だけ位相シフトする第１の位相シフ
ト手段と、第２の局部発振信号を出力する第２の局部発振手段と、前記第２の局部発振手段から出力された前記第２の局部
発振信号を２つに分配し、一方の前記第２の局部発振信
号をπ／４だけ位相シフトし、他方の前記第２の局部発
振信号を−π／４だけ位相シフトする第２の位相シフト
手段と、前記第１の位相シフト手段によりπ／４だけ位相シフト
されたテレビジョン信号と、前記第２の位相シフト手段
により−π／４だけ位相シフトされた第２の局部発振信
号とを乗算する第１のミキサと、前記第１の位相シフト手段により−π／４だけ位相シフ
トされたテレビジョン信号と、前記第２の位相シフト手
段によりπ／４だけ位相シフトされた第２の局部発振信
号とを乗算する第２のミキサと、前記第１のミキサの出力信号と、前記第２のミキサの出
力信号とを合成する合成手段とを具備してなることを特
徴とする請求項１記載のＣＡＴＶ受信装置におけるチュ
ーナ。
【請求項７】ＣＡＴＶ受信装置に用いられるチューナ
から出力される中間周波数信号を、デジタル変調波のデ
ータレートの整数倍の周波数を中心とした周波数帯へ周
波数変換する周波数変換部であって、前記チューナから出力される前記中間周波数信号を通過
させ、前記中間周波数信号の１チャンネル分の帯域幅を
もつ帯域通過型フィルタと、前記帯域通過型フィルタを通過した中間周波数信号の周
波数変換を行ない、前記中間周波数信号に含まれるイメ
ージ周波数を除去するミキサ部とを具備してなることを
特徴とするＣＡＴＶ受信装置におけるユニット。
【請求項８】前記帯域通過型フィルタは、インダクタ
とキャパシタとで構成される複同調のフィルタ１段，誘
電体共振器で構成されるフィルタ１個，弾性表面波フィ
ルタ１個のうち一方のみを備えること特徴とする請求項
７記載のＣＡＴＶ受信装置におけるユニット。
【請求項９】さらに、前記帯域通過型フィルタが弾性
表面波フィルタである場合、前記帯域通過型フィルタと
前記ミキサ部との間は、平衡線路で接続されていること
を特徴とする請求項８記載のＣＡＴＶ受信装置における
ユニット。
【請求項１０】さらに、前記帯域通過型フィルタが弾
性表面波フィルタである場合、前記ミキサ部は、高周波
集積回路で構成されてなることを特徴とする請求項９記
載のＣＡＴＶ受信装置におけるユニット。
【請求項１１】前記ミキサ部は、前記帯域通過型フィルタを通過した前記中間周波数信号
を２つに分配し、一方の前記中間周波数信号をそのまま
通過させ、他方の前記中間周波数信号をπ／２だけ位相
シフトする第１の位相シフト手段と、局部発振信号を出力する局部発振手段と、前記局部発振手段から出力された前記局部発振信号を２
つに分配し、一方の前記局部発振信号をそのまま通過さ
せ、他方の前記局部発振信号をπ／２だけ位相シフトす
る第２の位相シフト手段と、前記第１の位相シフト手段から出力された前記中間周波
数信号と、前記第２の位相シフト手段によりπ／２だけ
位相シフトされた局部発振信号とを乗算する第１のミキ
サと、前記第１の位相シフト手段によりπ／２だけ位相シフト
された中間周波数信号と、前記第２の位相シフト手段か
ら出力された前記局部発振信号とを乗算する第２のミキ
サと、前記第１のミキサの出力信号と、前記第２のミキサの出
力信号とを合成する合成手段とを具備してなることを特
徴とする請求項７記載のＣＡＴＶ受信装置におけるユニ
ット。
【請求項１２】前記ミキサ部は、前記帯域通過型フィルタを通過した前記中間周波数信号
を２つに分配し、一方の前記中間周波数信号をπ／４だ
け位相シフトし、他方の前記中間周波数信号を−π／４
だけ位相シフトする第１の位相シフト手段と、局部発振信号を出力する局部発振手段と、前記局部発振手段から出力された前記局部発振信号を２
つに分配し、一方の前記局部発振信号をπ／４だけ位相
シフトし、他方の前記局部発振信号を−π／４だけ位相
シフトする第２の位相シフト手段と、前記第１の位相シフト手段によりπ／４だけ位相シフト
された中間周波数信号と、前記第２の位相シフト手段に
より−π／４だけ位相シフトされた局部発振信号とを乗
算する第１のミキサと、前記第１の位相シフト手段により−π／４だけ位相シフ
トされた中間周波数信号と、前記第２の位相シフト手段
によりπ／４だけ位相シフトされた局部発振信号とを乗
算する第２のミキサと、前記第１のミキサの出力信号と、前記第２のミキサの出
力信号とを合成する合成手段とを具備してなることを特
徴とする請求項７記載のＣＡＴＶ受信装置におけるユニ
ット。
【請求項１３】前記合成手段は、差動増幅器であるこ
とを特徴とする請求項１１及び１２のいずれかに記載の
ＣＡＴＶ受信装置におけるユニット。