JP3593822B2 - 中間周波処理回路 - Google Patents

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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば、テレビ受信機などに用いられる映像および音声信号の中間周波処理回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
テレビ受信機などにおいて、受信アンテナで受信したVHFまたはUHF帯のテレビ高周波信号からチューナー回路(同調回路)により希望するチャネルの信号が選択され、例えば、日本の場合には、映像信号は58.75MHz、音声信号は54.25MHzの中間周波数に変換された中間周波信号が得られる。一般的に、チューナー回路からの中間周波信号には、映像信号および音声信号の両方が含まれている。この複合中間周波信号から映像と音声の中間周波信号が分離され、映像中間増幅回路および音声中間増幅回路により増幅され、それぞれ映像および音声検波回路に入力される。
【0003】
このため、チューナー回路からの複合中間周波信号から映像信号および音声信号を分離するための分離用回路がチューナー回路の次段に設けられている。このような回路として、図4に示すインターキャリア方式および図5に示す擬似スプリットキャリア方式などの回路が用いられている。
【0004】
図4に示すインターキャリア方式の音声中間周波検波回路は、バンドパスフィルタBPF、映像搬送波再生回路VCG、掛算器MULおよびバンドパスフィルタBPFとにより構成されている。
バンドパスフィルタBPFの帯域幅は、中間周波数54.25MHzの音声信号および中間周波数58.75MHzの映像信号両方が通過できるように、広く設定されている。これに対して、バンドパスフィルタBPFは中心周波数が、映像中間周波数58.75MHzと音声中間周波数54.25MHzとの差である4.5MHzであり、帯域幅は音声多重放送などの場合を考慮して、例えば、50KHzに設定されている。
【0005】
映像搬送波再生回路VCG1 は、入力した映像信号の中間周波信号に応じて、映像信号の搬送波(キャリア)VIFC を再生し、掛算器MUL1 に出力する。
掛算器MUL1 は、入力した映像搬送波VIFC と映像中間周波信号とを掛算して、出力する。そして、掛算器MUL1 からの信号を図示しないローパスフィルタを介して、高周波成分除去され、映像信号VP のみが出力される。
【0006】
一方、掛算器MULの出力がバンドパスフィルタBPFを介して、音声中間周波信号以外の周波数成分が除去され、音声中間周波信号SIFとして、音声信号復調回路に出力される。
なお、音声中間周波信号SIFはFM信号であり、音声信号復調回路は、例えば、FM検波回路により構成される。
【0007】
このように構成を有するインターキャリア方式の回路においては、バンドパスフィルタBPFに入力された複合中間周波信号VIFはバンドパスフィルタBPFにより、映像および音声中間周波信号以外の成分が除去され、中間周波信号VIFとして出力される。
【0008】
中間周波信号VIFは映像搬送波再生回路VCGにより、周波数58.75MHzの映像搬送波VIFが発生される。映像搬送波VIFと中間周波信号VIFはともに掛算器MULに入力され、掛算器MULにより、映像信号および映像中間周波数58.75MHzの2倍の周波数を有する高周波成分を含む信号が発生される。そして、図4に図示しないローパスフィルタにより、高周波成分が除去され、映像信号Vのみが出力される。
【0009】
一方、掛算器MULの出力信号には、58.75MHz映像中間周波数周波数と54.25MHzの音声中間周波数との差である4.5MHzの音声中間信号が含まれているので、掛算器MULの出力信号が中心周波数4.5MHzのバンドパスフィルタBPFを介して、他の成分が除去され、中心周波数4.5MHzの音声中間周波信号SIFのみが出力される。
【0010】
図5は擬似スプリットキャリア方式の分離用回路の回路図を示している。図示のように、この回路は、バンドパスフィルタBPF,BPF、映像搬送波再生回路VCG、掛算器MUL、MULにより構成されている。
【0011】
バンドパスフィルタBPFの帯域幅は、図3に示すバンドパスフィルタBPFと同様である。バンドパスフィルタBPFから、映像中間周波信号VIFが出力される。
また、バンドパスフィルタBPFは、中心周波数は54.25MHz、帯域幅は音声多重放送などの場合を考慮して、例えば、約50KHzに設定されている狭帯域のバンドパスフィルタである。このため、バンドパスフィルタBPFから、周波数は54.25MHzの音声中間周波信号SIFが出力される。
【0012】
映像搬送波再生回路VCGは、図3に示す映像搬送波再生回路VCGと略同様な構成および機能を有し、ただし、本回路においては、映像搬送波再生回路VCGにより発生された映像搬送波VIFは掛算器MUL,MULの両方に出力される。
【0013】
掛算器MULは、映像搬送波再生回路VCGにより発生された映像搬送波VIFと映像中間周波信号VIFを受けて、これらの信号を掛算処理して、映像信号および高周波成分を含む信号を出力し、出力信号を図示しないローパスフィルタにより、高周波成分が除去され、映像信号Vのみが出力される。
【0014】
掛算器MULは、映像搬送波再生回路VCGにより発生された映像搬送波VIFと音声中間周波信号SIFを受けて、これらの信号の周波数の差および周波数の和に相当する周波数成分を含む信号が出力される。そして、図示しないローパスフィルタにより、高周波成分が除去され、4.5MHzの音声中間周波信号SIFのみが出力される。
【0015】
上述のように得られた音声中間周波信号SIFは中心周波数4.5MHzのFM信号であり、図6に示す音声信号復調回路により復調され、音声信号VMPX が出力される。
【0016】
図6に示すように、音声信号復調回路は、π/2移相器PSF、単同調回路TCおよび掛算器MULにより構成されている。
π/2移相器PSFは、入力した音声中間周波信号SIFの位相をπ/2回転させる回路である。単同調回路TCは、図7に示すように、キャパシタCおよびコイルLにより構成され、音声中間周波信号SIFの中心周波数4.5MHzに同調している同調回路である。
【0017】
図8は単同調回路TCの振幅および位相特性を示すグラフである。なお、図8においては、周波数fS0は音声中間周波信号SIFの中心周波数4.5MHzである。
【0018】
π/2移相器PSFおよび単同調回路TCを通過した音声中間周波信号と元の音声中間周波信号SIFはともに掛算器MULに入力される。掛算処理の結果、音声信号VMPX および他の高周波成分を含む信号が発生される。そして、図示しないローパスフィルタにより、高周波成分が除去され、音声信号VMPX のみが出力される。
【0019】
このように、音声信号復調回路により、音声中間周波信号SIFがFM復調され、音声信号VMPX が得られる。
【0020】
さらに、図3および図4に示す映像信号および音声信号の分離用回路から得られた映像搬送波VIFを用いて、図9に示すAFT(Automatic Fine Tuning )回路により、AFT信号VAFT が発生される。
【0021】
図9に示すように、AFT回路はπ/2移相器PSFおよび掛算器MULにより構成されている。
π/2移相器PSFの一例は図10に示している。図10に示すように、本例のπ/2移相器PSFは出力ノードNDとNDとの間に接続されている外付けのコイルLおよびキャパシタCを用いて、これを基準として、入力された映像搬送波VIFの周波数ずれを検出する。映像搬送波VIFの周波数ずれの量に応じた位相変化を与えた発振信号を掛算器MULに出力する。
図11はこのπ/2移相器PSFの周波数特性を示すグラフである。
【0022】
掛算器MULは位相変化された映像搬送波VIFと元の映像搬送波VIFを受けて、掛算処理して、そして図示しないローパスフィルタにより、映像搬送波VIFの周波数ずれに応じたAFT信号VAFT を発生する。
図12はAFT回路の出力特性を示している。なお、図11および図12においては、周波数fV0は映像中間周波信号の中心周波数58.75MHzである。
【0023】
このように構成されたAFT回路により、映像搬送波VIFの周波数の変化に応じたAFT信号VAFT が発生され、チューナー回路にフィードバックすることで、チューナー回路における局部発振回路の発振周波数を微調整することにより、チューナー回路から出力された中間周波信号の周波数を一定に保持する。
このため、AFT回路は高い感度と動作安定性が要求され、温度特性を含めて、誤差を0.05%以内に抑制できる高精度が要求されている。
【0024】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来の映像および音声中間周波処理回路においては、外付けのコイルを用いているので、コイルの調整が必要であり、また、AFT回路においては、高精度が要求されるため、コイルの調整が困難である。
また、音声中間周波信号SIFは狭帯域のFM信号であり、音声復調回路をICに内蔵するには、コイルと同等の高S/N比を得ることは困難である。
【0025】
さらに、上述した従来の中間周波処理回路においては、音声中間周波信号SIFの復調回路とAFT回路はそれぞれ別々の回路が必要であり、回路構成が複雑になるという問題がある。
【0026】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路構成の簡単化を実現でき、周波数逓倍と周波数変換により音声信号変調指数の増大を図り、復調される音声信号のS/N比の向上およびAFT回路の基準周波数の精度緩和が図れる中間周波処理回路を提供することにある。
【0027】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、音声中間周波信号から音声信号を復調して出力する中間周波処理回路であって、上記音声中間周波信号を所定の逓倍数N(Nは整数である)で逓倍し、逓倍信号を出力する逓倍手段と、上記逓倍信号と映像中間周波信号の搬送波の周波数を有する入力信号とを掛算し、掛算結果に含まれる高周波成分を除去する周波数変換手段と、上記周波数変換手段の出力信号を受けて、当該出力信号に含まれている音声信号を復調する復調手段とを有する。
【0028】
また、本発明では、好適には、上記入力信号は、同調回路からの映像中間周波信号の搬送波であり、さらに、上記復調手段は、PLL回路により構成されている。
【0029】
また、本発明では、同調回路からの映像中間周波信号を受けて、当該映像中間周波信号の搬送波の周波数変化分に応じた制御信号を上記同調回路に出力し、上記同調回路の出力周波数を安定させる中間周波処理回路であって、上記映像中間周波信号の搬送波と音声中間周波信号を所定の逓倍数N(Nは整数である)で逓倍した周波数を有する入力信号とを掛算し、掛算結果に含まれる高周波成分を除去する周波数変換手段と、上記周波数変換手段の出力信号を受けて、当該出力信号に含まれている上記映像中間周波信号の周波数変化分に応じた信号を抽出し、抽出した信号を上記同調回路に出力し、上記同調回路の出力周波数を制御する復調手段とを有する。
【0030】
さらに、本発明では、好適には、上記入力信号は、発振器からの発振信号である。
【0031】
本発明によれば、同調回路、例えば、チューナー回路からの音声中間周波信号が逓倍手段により、N逓倍された逓倍信号が出力され、さらに周波数変換手段により、当該逓倍信号とチューナー回路からの映像中間周波信号とが掛算され、掛算結果の高周波成分が除去され、周波数が低域に変換された信号が出力される。
【0032】
周波数変換された信号が、例えば、PLL回路により構成された復調回路により復調され、音声信号が出力される。また、復調回路の出力信号が音声信号を除去するローパスフィルタを介して、音声信号成分が除去され、映像中間周波信号の搬送波の周波数変化分に応じた信号が得られ、この信号は増幅回路により増幅され、チューナー回路の出力周波数を安定化させるためのAFT信号として、チューナー回路に供給される。
【0033】
このように、逓倍手段により逓倍し、さらに周波数変換手段により周波数変換することにより、狭帯域FM信号である音声中間周波信号の広帯域化を実現でき、音声中間周波信号の変調指数の向上が図れ、高S/N比の音声信号が得られる。
さらに、本発明により、一つの回路により、音声信号の復調とAFT信号の出力を実現でき、回路構成の簡単化が図る。
【0034】
【発明の実施の形態】
第1実施形態
図1は本発明に係る中間周波処理回路の第1の実施形態を示す回路図である。図示のように、本例の中間周波処理回路は、逓倍器10、掛算器MUL、位相検出器20、増幅器30、ローパスフィルタ40、電圧制御発振器(VCO)50、ローパスフィルタ60、キャパシタCおよび増幅器70,80,90により構成されている。
【0035】
位相検出器20、増幅器30、ローパスフィルタ40および電圧制御発振器50によりPLL回路が構成されている。
逓倍器10は、入力された音声中間周波信号SIFを受けて、予め設定された逓倍数Nで逓倍した逓倍信号S10を生成し、掛算器MULに出力する。
【0036】
掛算器MULは、逓倍器10からの逓倍信号S10および映像搬送波VIFを受けて、これらの信号を用いて掛算処理を行い、処理結果を図示しないローパスフィルタを介して、発振信号Sとして位相検出器20に出力する。
【0037】
位相検出器20は、掛算器MULからの発振信号Sおよび電圧制御発振器50からの発振信号S50を受けて、これらの信号の位相を比較し、位相差に応じた位相差信号S20を増幅器30に出力する。
位相差信号S20は増幅器30により増幅され、増幅信号S30として、ローパスフィルタ40に出力される。
【0038】
ローパスフィルタ40は、増幅器30からの増幅信号S30に含まれる高周波成分を除去して、低周波成分のみを含む信号S401、S402を発生して出力する。
【0039】
電圧制御発振器50は、ローパスフィルタ40からの信号S402を受けて、これに応じて、発振信号S50を周波数を制御する。発振信号S50は位相検出器20にフィードバックされる。
【0040】
一方、ローパスフィルタ40からの信号S401はさらにローパスフィルタ60を介して、音声信号成分が除去され、増幅器70により増幅され、AFT信号VAFT として出力端子TAFT に出力される。
また、ローパスフィルタ40からの信号S401は増幅器80を介して、増幅された後、キャパシタCにより、直流成分および直流に近い周波数成分、例えば、映像搬送波VIFの周波数変化に応じた低周波成分がカットされ、増幅器90により増幅した後、音声信号VMPX として、出力端子TMPX に出力される。
【0041】
なお、本実施形態においては、位相検出器20、増幅器30、ローパスフィルタおよび電圧制御発振器50により構成されたPLL回路が音声中間周波信号のFM検波に用いられている。
【0042】
例えば、電圧制御発振器50の中心周波数fVCO は、掛算器MULからの発振信号Sの搬送波周波数に設定されている。これにより、掛算器MULからの発振信号Sの位相変化に応じて電圧が変動する信号S20が発生され、信号S20が増幅器30により増幅され、さらにローパスフィルタ40により、高周波成分が除去され、低周波成分のみを含む信号S401,S402が出力される。
【0043】
ローパスフィルタ40からの信号S401が電圧制御発振器50に入力され、これに応じて、電圧制御発振器50により発生された発振信号S50の周波数が制御される。
例えば、掛算器MULからの発振信号Sの位相が変化しないとき、位相検出器20からの出力信号S20が一定のレベルに保持され、ローパスフィルタ40の出力信号S402のレベルも一定に保持されている。このため、電圧制御発振器50により発生された発振信号S50の周波数が中心周波数fVCO に保持されている。
【0044】
一方、掛算器MULからの発振信号Sの位相が変化すると、位相変化分に応じた信号が発生され、この位相変化を示す信号が増幅器30により増幅され、さらにローパスフィルタ40を介して、高周波成分が除去され、低周波成分のみが残される。この信号S402が電圧制御発振器50に入力され、電圧制御発振器50は、この信号に応じて、発生された発振信号の周波数を制御する。
【0045】
このように、ローパスフィルタ40の出力信号には、掛算器MULからの発振信号Sの位相変化に応じて変化する。この位相変化分は、例えば、音声中間周波信号SIFの変調信号である音声信号または掛算器MULに入力された映像搬送波信号VIFの周波数変化分を含むので、ローパスフィルタ40の出力信号S401より、音声信号VMPX およびAFT信号VAFT を取り出すことができる。
【0046】
以下、図1を参照しながら、数式を用いて、本実施形態の動作について説明する。
逓倍器10に入力される音声中間周波信号SIFはFM信号であり、次式により表すことができる。
【0047】
【数1】
SIF(t) = Acos {ωSCt + φ+ m sin ρt } …(1)
ここで、ωSCは音声中間周波信号SIFの搬送波の角周波数、ρは音声変調波の角周波数、mは変調指数をそれぞれ示している。
なお、式(1)におけるφはFM信号の位相の初期値であり、ここで、便利のために、φ=0とする。こうすると、上記の式(1)は、次式のように簡略化できる。
【0048】
【数2】
SIF(t) = Acos {ωSCt + m sin ρt } …(2)
【0049】
式(2)に示す信号SIF(t)が逓倍器10に入力され、N逓倍されると、次式に示す逓倍信号S10が得られる。
【0050】
【数3】
S10(t) = Acos{ NωSCt +N m sin ρt} …(3)
【0051】
なお、ここで、掛算器MULに入力された映像搬送波VIFは、次式に示すように、搬送波角周波数ωPCを有する発振信号とする。
【0052】
【数4】
VIF(t) = B cos ωPCt …(4)
【0053】
掛算器MULにより、映像搬送波VIFと逓倍信号S10との掛算演算が行われ、次に示す掛算信号が得られる。
【0054】
【数5】
Figure 0003593822
【0055】
そして、式(5)に示す掛算処理の結果が、図1に図示しないローパスフィルタを通過することにより、高周波成分 cos{(NωSC+ωPC)t+ N m sinρt}が減衰し、低周波成分 cos{(NωSC−ωPC)t+ N m sinρt}のみが位相検出器20に出力される。
即ち、位相検出器20に入力される信号Sは次式のように表すことができる。
【0056】
【数6】
(t) = C cos {(NωSC −ωPC)t + N m sinρt} …(6)
【0057】
これにより、信号SのFM変調指数は元の音声中間周波信号SIFの変調指数のN倍となり、また、映像搬送波VIFとの掛算の結果、信号Sの搬送波の周波数fは(N ωSC−ωPC)t となり、逓倍器10の逓倍数Nを設定することにより、信号Sの搬送波周波数は、音声中間周波信号SIFの搬送波周波数(fSIF =ωSCt)より低く変換することができる。
【0058】
例えば、ここで、音声中間周波信号SIFの搬送波周波数は4.5MHz、映像中間周波信号の搬送波周波数は58.75MHz、逓倍器10の逓倍数Nは14とすると、PLL回路の位相検出器20に入力された信号の搬送波周波数は4.25MHzとなる。
【0059】
このように、音声中間周波信号SIFは上述した中間周波処理回路により、変調指数がN倍となり、また、音声中間周波信号の搬送波の周波数が低域に変換され、FM信号としての音声中間周波信号SIFの低域化を実現できる。
即ち、狹帯域のFM変調信号である音声中間周波信号SIFを広帯域化することができる。そして、この広帯域化されたFM変調信号を、例えば、本例のように、PLL回路により構成されたFM検波回路により復調することにより、高S/N比の音声信号が得られる。
【0060】
次に、図1を参照しながら、数式を用いて、AFT信号VAFT の生成動作について説明する。
掛算器MULには、映像搬送波VIFが入力され、この信号が逓倍器10によりN逓倍した逓倍信号とともに掛算器MULに入力され、掛算処理の結果、低域変換される。そして、低域変換された信号SがPLL回路によりFM検波され、信号Sの位相変化分に応じた信号S401がPLL回路により出力される。
【0061】
信号S401はローパスフィルタ60により、なかに含まれている音声信号VMPX の成分が除去され、映像搬送波VIFの周波数変換に応じた信号成分のみが残される。そして、この信号が増幅器70により増幅され、AFT信号VAFT としてチューナー回路にフィードバックされ、チューナー回路の局部発振器の発振周波数を微調整することにより、チューナー回路により出力された中間周波信号の周波数を一定に保持させる。
【0062】
PLL回路において、電圧制御発振器50の中心角周波数fVCO は (N ωSC−ωPC) と設定する。このため、位相検出器20に入力された信号Sに位相の変換がないとき、電圧制御発振器50からの出力信号S50は、次式により表される。
【0063】
【数7】
S50(t) = V cos(NωSC −ωPC)t …(7)
【0064】
掛算器MULに入力された映像搬送波VIFの周波数には、Δωのずれがあるとすると、位相検出器20に入力された信号Sは次式のように表せる。
【0065】
【数8】
(t) = Ccos{(NωSC −ωPC + Δω)t + N m sinρt} …(8)
【0066】
信号SはPLL回路により、FM検波され、ローパスフィルタ40により出力された信号S401には、映像搬送波VIFの周波数ずれΔωおよび音声信号成分 N m sinρtに比例した電圧信号が含まれている。
図1に示すローパスフィルタ60により、音声信号成分が除去され、映像搬送波VIFの周波数ずれΔωに比例する電圧信号のみが残される。そして、この電圧信号が増幅器70により増幅され、AFT信号VAFT として、出力端子TAFT に出力される。
【0067】
AFT信号VAFT がチューナー回路に出力され、例えば、チューナー回路にある局部発振器の発振周波数を微調整することにより、チューナー回路から出力された中間周波信号の周波数を一定に保持する。
【0068】
このように、本発明の中間周波処理回路により、映像搬送波VIFの周波数ずれの量を検出して、ずれの量に応じて変化するAFT信号VAFT を発生し、チューナー回路にフィードバックすることにより、中間周波信号の周波数の安定化を図る。
【0069】
一般的に、映像搬送波VIFの周波数ずれを検出するための基準信号の周波数は映像搬送波VIFの要求された周波数精度と同様若しくはそれ以上の精度が必要である。
本実施形態においては、映像搬送波VIFの周波数は、掛算器MULにより、低域に変換され、位相比較の基準信号として用いられる電圧制御発振器50の発振信号S50の中心周波数fVCO は(N ωSC−ωPC) であるため、電圧制御発振器50に要求される精度と従来の基準信号発生器に要求される精度比xは、次式のように表すことができる。
【0070】
【数9】
x = ωPC/(N ωSC−ωPC) …(9)
【0071】
ここで、本実施形態において、逓倍器の逓倍数Nは(N=14)とすると、電圧制御発振器50の中心周波数fVCO は(fVCO =4.25MHz)となる。式(9)に示す精度比xは約13.8倍である。また、逓倍数(N=16)とすると、電圧制御発振器50の中心周波数fVCO は(fVCO =13.25MHz)となり、式(9)に示す精度比xは約4.43倍である。
【0072】
即ち、本実施形態において、映像搬送波VIFが掛算器MULにより低域に変換することにより、基準信号を発生する電圧制御発振器50に対する精度要求は従来のAFT信号生成回路の基準信号発生器と比べて、緩和される。
【0073】
以上説明したように、本実施形態によれば、音声中間周波信号SIFを逓倍器10によりN逓倍し、映像搬送波VIFと掛算して、低域に変換した信号SをPLL回路に入力される。PLL回路により、信号SをFM検波して、音声信号および映像搬送波VIFの周波数ずれに応じた信号S401を発生し、キャパシタCにより、直流成分が除去され、さらに増幅器90により増幅された音声信号VMPX を出力し、また、ローパスフィルタ60により、音声信号成分が除去され、映像搬送波VIFの周波数ずれ分に比例した信号のみを出力し、増幅器70により増幅して、AFT信号VAFT としてチューナー回路にフィードバックするので、音声信号のS/N比の向上を実現でき、位相比較の基準信号を発生する電圧制御発振器50に対する精度の要求を緩和でき、一つの中間周波処理回路により、音声検波およびAFT信号VAFT の発生を実現できる。
【0074】
第2実施形態
図2は本発明に係る中間周波処理回路の第2の実施形態を示す回路図である。図示のように、本実施形態の中間周波処理回路は、逓倍器10、発振器12、掛算器MUL、位相検出器20、増幅器30、ローパスフィルタ40、電圧制御発振器50、ローパスフィルタ60、キャパシタCおよび増幅器80,90により構成されている。
【0075】
なお、本実施形態と図1に示す第1の実施形態と比べると、掛算器MULに入力された映像搬送波VIFの代わりに、本実施形態では、発振器12からの発振信号S12を用いることで異なる。
PLL回路を構成する各部分は第1の実施形態と同様であり、ここで、これらの構成部分を図1と同様な符号を用いて表記している。なお、図1と同様な構成部分についてはその詳細の説明を省略する。
【0076】
図2に示すように、本例では、音声中間周波信号SIFを逓倍器10によりN逓倍した逓倍信号S10と発振器12により発生された発振信号S12がともに掛算器MULに入力される。掛算器MULにより掛算処理した結果を図示しないローパスフィルタを介して、高周波成分が除去され、低周波成分のみが残された信号Sm1がPLL回路を構成する位相検出器20に入力される。
【0077】
ここで、発振器12の出力信号S12は、例えば、映像搬送波VIFと同様な周波数を有する発振信号である。なお、この発振器は、例えば、セラミック発振器などにより構成することができる。
逓倍信号S10と発振信号S12との掛算処理の結果、音声中間周波信号SIFの変調指数が逓倍数N倍となり、また、FM信号である音声中間周波信号SIFの搬送波周波数が低域に変換されるので、PLL回路で構成されたFM検波回路により、高S/N比の音声信号VMPX が得られる。
【0078】
以上説明したように、本実施形態によれば、AFT信号VAFT の発生を実現できないが、音声中間周波信号SIFを逓倍して、発振信号S12との掛算処理により、音声中間周波信号SIFの変調指数の向上および搬送波周波数の低域変換を実現でき、高S/N比の音声信号が得られる。
【0079】
第3実施形態
図3は本発明に係る中間周波処理回路の第3の実施形態を示す回路図である。
図示のように、本実施形態の中間周波処理回路は、発振器14、掛算器MUL、位相検出器20、増幅器30、ローパスフィルタ40、電圧制御発振器50および増幅器70により構成されている。
【0080】
なお、本実施形態と図1に示す第1の実施形態と比べると、掛算器MULに入力された逓倍信号S10の代わりに、本実施形態では、発振器14からの発振信号S14を用いることで異なる。
PLL回路を構成する各部分は第1の実施形態と同様であり、ここで、これらの構成部分を図1と同様な符号を用いて表記している。なお、図1と同様な構成部分についてはその詳細の説明を省略する。
【0081】
図3に示すように、本例では、発振器14からの発振信号S14と映像搬送波VIFがともに掛算器MULに入力される。掛算器MULにより掛算処理した結果を図示しないローパスフィルタを介して、高周波成分が除去され、低周波成分のみが残された信号Sm2がPLL回路を構成する位相検出器20に入力される。
【0082】
PLL回路に入力された信号Sm2の周波数は、映像搬送波VIFの周波数ずれに応じて変化するので、PLL回路により、映像搬送波VIFの周波数ずれに比例する電圧信号S40が出力される。電圧信号S40が増幅器70により増幅され、AFT信号VAFT としてチューナー回路にフィードバックされ、チューナー回路の局部発振器の発振周波数を微調整することにより、チューナー回路から出力される中間周波信号の周波数を一定に保持される。
【0083】
なお、本例において、発振器14は、例えば、セラミック発振器などにより構成することができる。発振器14の動作周波数は、例えば、図1に示す逓倍器10からの逓倍信号S10と略同様な周波数に設定されている。ここで、発振器14からの発振信号S14の角周波数をωOSC とすると、位相検出器20に入力される信号Sm2の角周波数は、掛算器MULに入力された二つの信号の角周波数の差(ωPC−ωOSC )となる。また、これに応じて、PLL回路の電圧制御発振器50の中心周波数fVCO は(ωPC−ωOSC )に設定される。
【0084】
このように、映像搬送波VIFの周波数が低域に変換され、AFT信号VAFT を発生するための基準信号として、電圧制御発振器50からの発振信号S50が用いられる。このため、電圧制御発振器50に対する精度の要求は、従来の基準信号発生器に要求される精度に比べて緩和される。
【0085】
以上説明したように、本実施形態によれば、発振器14からの発振信号S14と映像搬送波VIFとの掛算処理により、映像搬送波VIFの周波数を低域に変換し、PLL回路により、映像搬送波VIFの周波数ずれに比例した電圧信号を検波して出力し、AFT信号VAFT としてチューナー回路にフィードバックするので、映像搬送波VIF周波数の低域変換により、位相比較の基準信号を発生する電圧制御発振器50の精度に対する要求を緩和でき、高精度なAFT信号VAFT を発生できる。
【0086】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の中間周波処理回路によれば、復調された音声信号のS/N比の向上を実現でき、AFT信号を発生するための基準信号発生器の精度に対する要求が緩和できる利点がある。
さらに、本発明によれば、一つの回路により、音声信号の復調とAFT信号の発生を実現でき、回路構成の簡単化を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係る中間周波処理回路の第1の実施形態を示す回路図である。
【図2】本発明に係る中間周波処理回路の第2の実施形態を示す回路図である。
【図3】本発明に係る中間周波処理回路の第3の実施形態を示す回路図である。
【図4】インターキャリア方式の中間周波処理回路のブロック図である。
【図5】擬似スプリットキャリア方式の中間周波処理回路のブロック図である。
【図6】従来の音声信号復調回路の一例を示すブロック図である。
【図7】音声信号復調回路に用いる単同調回路の一例を示す回路図である。
【図8】単同調回路の振幅および位相特性を示すグラフである。
【図9】従来のAFT回路の一例を示すブロック図である。
【図10】π/2移相器の一例を示す回路図である。
【図11】π/2移相器の周波数特性を示すグラフである。
【図12】AFT回路の出力特性を示すグラフである。
【符号の説明】
10…逓倍器、12,14…発振器、MUL…掛算器、20…位相検出器、30…増幅器、40…ローパスフィルタ、50…電圧制御発振器、60…ローパスフィルタ、C…キャパシタ、70,80,90…増幅器。

Claims (8)

  1. 音声中間周波信号から音声信号を復調して出力する中間周波処理回路であって、
    上記音声中間周波信号を所定の逓倍数N(Nは整数である)で逓倍し、逓倍信号を出力する逓倍手段と、
    上記逓倍信号と映像中間周波信号の搬送波の周波数を有する入力信号とを掛算し、掛算結果に含まれる高周波成分を除去する周波数変換手段と、
    上記周波数変換手段の出力信号を受けて、当該出力信号に含まれている音声信号を復調する復調手段と
    を有する中間周波処理回路。
  2. 上記入力信号は、発振器からの発振信号である
    請求項1記載の中間周波処理回路。
  3. 上記周波数変換手段は、掛算器およびローパスフィルタにより構成されている 請求項1記載の中間周波処理回路。
  4. 上記復調手段は、PLL回路により構成されている
    請求項1記載の中間周波処理回路。
  5. 上記入力信号は、同調回路からの映像中間周波信号の搬送波である
    請求項1記載の中間周波処理回路。
  6. 上記入力信号は、同調回路からの映像中間周波信号の搬送波であって、
    上記復調手段からの出力信号を受けて、当該出力信号に含まれている上記音声信号を除去するローパスフィルタと、
    上記ローパスフィルタの出力を増幅して、増幅した信号を上記同調回路に周波数安定用制御信号として供給する増幅手段と
    を有する請求項1記載の中間周波処理回路。
  7. 同調回路から映像中間周波信号を受けて、当該映像中間周波信号の搬送波の周波数変化分に応じた制御信号を上記同調回路に出力し、上記同調回路の出力周波数を安定させる中間周波処理回路であって、
    上記映像中間周波信号の搬送波と音声中間周波信号を所定の逓倍数N(Nは整数である)で逓倍した周波数を有する入力信号とを掛算し、掛算結果に含まれる高周波成分を除去する周波数変換手段と、
    上記周波数変換手段の出力信号を受けて、当該出力信号に含まれている上記映像中間周波信号の周波数変化分に応じた信号を抽出し、抽出した信号を上記同調回路に出力し、上記同調回路の出力周波数を制御する復調手段と
    を有する中間周波処理回路。
  8. 上記入力信号は、発振器からの発振信号である
    請求項7記載の中間周波処理回路。
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