JPH10108098A - 中間周波処理回路 - Google Patents
中間周波処理回路Info
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- JPH10108098A JPH10108098A JP8278982A JP27898296A JPH10108098A JP H10108098 A JPH10108098 A JP H10108098A JP 8278982 A JP8278982 A JP 8278982A JP 27898296 A JP27898296 A JP 27898296A JP H10108098 A JPH10108098 A JP H10108098A
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Abstract
AFT回路の基準周波数の精度緩和が図れ、回路構成を
簡単化できる中間周波処理回路を実現する。 【解決手段】 音声中間周波信号SIFを逓倍器10に
よりN逓倍し、映像搬送波VIFC と掛算して、低域に
変換した信号Sm をPLL回路に入力し、PLL回路に
よりFM検波し、音声信号および映像搬送波VIFC の
周波数ずれに応じた電圧信号S401を発生する。ロー
パスフィルタ60により、音声信号成分を除去し、映像
搬送波VIFC の周波数ずれ分に比例したAFT信号V
AFT のみを生成し、また、キャパシタC1 により、直流
成分を除去した音声信号VMPX を出力するので、音声信
号のS/N比の向上を実現でき、AFT信号生成用基準
信号を発生する電圧制御発振器50に対する精度の要求
を緩和でき、一つの中間周波処理回路により、音声検波
およびAFT信号VAFT の発生を実現できる。
Description
信機などに用いられる映像および音声信号の中間周波処
理回路に関するものである。
ナで受信したVHFまたはUHF帯のテレビ高周波信号
からチューナー回路(同調回路)により希望するチャネ
ルの信号が選択され、例えば、日本の場合には、映像信
号は58.75MHz、音声信号は54.25MHzの
中間周波数に変換された中間周波信号が得られる。一般
的に、チューナー回路からの中間周波信号には、映像信
号および音声信号の両方が含まれている。この複合中間
周波信号から映像と音声の中間周波信号が分離され、映
像中間増幅回路および音声中間増幅回路により増幅さ
れ、それぞれ映像および音声検波回路に入力される。
周波信号から映像信号および音声信号を分離するための
分離用回路がチューナー回路の次段に設けられている。
このような回路として、図4に示すインターキャリア方
式および図5に示す擬似スプリットキャリア方式などの
回路が用いられている。
間周波検波回路は、バンドパスフィルタBPF1 、映像
搬送波再生回路VCG1 、掛算器MUL1 およびバンド
パスフィルタBPF2 とにより構成されている。バンド
パスフィルタBPF1 の帯域幅は、中間周波数54.2
5MHzの音声信号および中間周波数58.75MHz
の映像信号両方が通過できるように、広く設定されてい
る。これに対して、バンドパスフィルタBPF2 は中心
周波数が、映像中間周波数58.75MHzと音声中間
周波数54.25MHzとの差である4.5MHzであ
り、帯域幅は音声多重放送などの場合を考慮して、例え
ば、50KHzに設定されている。
映像信号の中間周波信号に応じて、映像信号の搬送波
(キャリア)VIFC を再生し、掛算器MUL1 に出力
する。掛算器MUL1 は、入力した映像搬送波VIFC
と映像中間周波信号とを掛算して、出力する。そして、
掛算器MUL1 からの信号を図示しないローパスフィル
タを介して、高周波成分除去され、映像信号VP のみが
出力される。
フィルタBPF2 を介して、音声中間周波信号以外の周
波数成分が除去され、音声中間周波信号SIFとして、
音声信号復調回路に出力される。なお、音声中間周波信
号SIFはFM信号であり、音声信号復調回路は、例え
ば、FM検波回路により構成される。
方式の回路においては、バンドパスフィルタBPF1 に
入力された複合中間周波信号VIFS はバンドパスフィ
ルタBPF1 により、映像および音声中間周波信号以外
の成分が除去され、中間周波信号VIFB として出力さ
れる。
路VCG1 により、周波数58.75MHzの映像搬送
波VIFC が発生される。映像搬送波VIFC と中間周
波信号VIFB はともに掛算器MUL1 に入力され、掛
算器MUL1 により、映像信号および映像中間周波数5
8.75MHzの2倍の周波数を有する高周波成分を含
む信号が発生される。そして、図4に図示しないローパ
スフィルタにより、高周波成分が除去され、映像信号V
P のみが出力される。
8.75MHz映像中間周波数周波数と54.25MH
zの音声中間周波数との差である4.5MHzの音声中
間信号が含まれているので、掛算器MUL1 の出力信号
が中心周波数4.5MHzのバンドパスフィルタBPF
2 を介して、他の成分が除去され、中心周波数4.5M
Hzの音声中間周波信号SIFのみが出力される。
用回路の回路図を示している。図示のように、この回路
は、バンドパスフィルタBPF3 ,BPF4 、映像搬送
波再生回路VCG2 、掛算器MUL2 、MUL3 により
構成されている。
図3に示すバンドパスフィルタBPF1 と同様である。
バンドパスフィルタBPF3 から、映像中間周波信号V
IFB が出力される。また、バンドパスフィルタBPF
4 は、中心周波数は54.25MHz、帯域幅は音声多
重放送などの場合を考慮して、例えば、約50KHzに
設定されている狭帯域のバンドパスフィルタである。こ
のため、バンドパスフィルタBPF4から、周波数は5
4.25MHzの音声中間周波信号SIFB が出力され
る。
す映像搬送波再生回路VCG1 と略同様な構成および機
能を有し、ただし、本回路においては、映像搬送波再生
回路VCG2 により発生された映像搬送波VIFC は掛
算器MUL2 ,MUL3 の両方に出力される。
CG1 により発生された映像搬送波VIFC と映像中間
周波信号VIFB を受けて、これらの信号を掛算処理し
て、映像信号および高周波成分を含む信号を出力し、出
力信号を図示しないローパスフィルタにより、高周波成
分が除去され、映像信号VP のみが出力される。
CG2 により発生された映像搬送波VIFC と音声中間
周波信号SIFB を受けて、これらの信号の周波数の差
および周波数の和に相当する周波数成分を含む信号が出
力される。そして、図示しないローパスフィルタによ
り、高周波成分が除去され、4.5MHzの音声中間周
波信号SIFのみが出力される。
IFは中心周波数4.5MHzのFM信号であり、図6
に示す音声信号復調回路により復調され、音声信号V
MPX が出力される。
π/2移相器PSFS 、単同調回路TCおよび掛算器M
ULS により構成されている。π/2移相器PSF
S は、入力した音声中間周波信号SIFの位相をπ/2
回転させる回路である。単同調回路TCは、図7に示す
ように、キャパシタCおよびコイルLにより構成され、
音声中間周波信号SIFの中心周波数4.5MHzに同
調している同調回路である。
性を示すグラフである。なお、図8においては、周波数
fS0は音声中間周波信号SIFの中心周波数4.5MH
zである。
Cを通過した音声中間周波信号と元の音声中間周波信号
SIFはともに掛算器MULS に入力される。掛算処理
の結果、音声信号VMPX および他の高周波成分を含む信
号が発生される。そして、図示しないローパスフィルタ
により、高周波成分が除去され、音声信号VMPX のみが
出力される。
声中間周波信号SIFがFM復調され、音声信号VMPX
が得られる。
よび音声信号の分離用回路から得られた映像搬送波VI
FC を用いて、図9に示すAFT(Automatic Fine Tun
ing)回路により、AFT信号VAFT が発生される。
相器PSFA および掛算器MULAにより構成されてい
る。π/2移相器PSFA の一例は図10に示してい
る。図10に示すように、本例のπ/2移相器PSFA
は出力ノードND1 とND2 との間に接続されている外
付けのコイルLA およびキャパシタCA を用いて、これ
を基準として、入力された映像搬送波VIFC の周波数
ずれを検出する。映像搬送波VIFC の周波数ずれの量
に応じた位相変化を与えた発振信号を掛算器MULA に
出力する。図11はこのπ/2移相器PSFA の周波数
特性を示すグラフである。
波VIFC と元の映像搬送波VIF C を受けて、掛算処
理して、そして図示しないローパスフィルタにより、映
像搬送波VIFC の周波数ずれに応じたAFT信号V
AFT を発生する。図12はAFT回路の出力特性を示し
ている。なお、図11および図12においては、周波数
fV0は映像中間周波信号の中心周波数58.75MHz
である。
映像搬送波VIFC の周波数の変化に応じたAFT信号
VAFT が発生され、チューナー回路にフィードバックす
ることで、チューナー回路における局部発振回路の発振
周波数を微調整することにより、チューナー回路から出
力された中間周波信号の周波数を一定に保持する。この
ため、AFT回路は高い感度と動作安定性が要求され、
温度特性を含めて、誤差を0.05%以内に抑制できる
高精度が要求されている。
来の映像および音声中間周波処理回路においては、外付
けのコイルを用いているので、コイルの調整が必要であ
り、また、AFT回路においては、高精度が要求される
ため、コイルの調整が困難である。また、音声中間周波
信号SIFは狭帯域のFM信号であり、音声復調回路を
ICに内蔵するには、コイルと同等の高S/N比を得る
ことは困難である。
においては、音声中間周波信号SIFの復調回路とAF
T回路はそれぞれ別々の回路が必要であり、回路構成が
複雑になるという問題がある。
のであり、その目的は、回路構成の簡単化を実現でき、
周波数逓倍と周波数変換により音声信号変調指数の増大
を図り、復調される音声信号のS/N比の向上およびA
FT回路の基準周波数の精度緩和が図れる中間周波処理
回路を提供することにある。
め、本発明は、音声中間周波信号から音声信号を復調し
て出力する中間周波処理回路であって、上記音声中間周
波信号を所定の逓倍数N(Nは整数である)で逓倍し、
逓倍信号を出力する逓倍手段と、上記逓倍信号と所定の
周波数を有する第1の発振信号とを掛算し、掛算結果に
含まれる高周波成分を除去する周波数変換手段と、上記
周波数変換手段の出力信号を受けて、当該出力信号に含
まれている音声信号を復調する復調手段とを有する。
発振信号は、同調回路からの映像中間周波信号の搬送波
であり、さらに、上記復調手段は、PLL回路により構
成されている。
間周波信号を受けて、当該映像中間周波信号の搬送波の
周波数変化分に応じた制御信号を上記同調回路に出力
し、上記同調回路の出力周波数を安定させる中間周波処
理回路であって、上記映像中間周波信号の搬送波と所定
の周波数を有する第2の発振信号とを掛算し、掛算結果
に含まれる高周波成分を除去する周波数変換手段と、上
記周波数変換手段の出力信号を受けて、当該出力信号に
含まれている上記映像中間周波信号の周波数変化分に応
じた信号を抽出し、抽出した信号を上記同調回路に出力
し、上記同調回路の出力周波数を制御する復調手段とを
有する。
の発振信号は、所定の動作周波数を有する発振器からの
発振信号である。
ーナー回路からの音声中間周波信号が逓倍手段により、
N逓倍された逓倍信号が出力され、さらに周波数変換手
段により、当該逓倍信号とチューナー回路からの映像中
間周波信号とが掛算され、掛算結果の高周波成分が除去
され、周波数が低域に変換された信号が出力される。
回路により構成された復調回路により復調され、音声信
号が出力される。また、復調回路の出力信号が音声信号
を除去するローパスフィルタを介して、音声信号成分が
除去され、映像中間周波信号の搬送波の周波数変化分に
応じた信号が得られ、この信号は増幅回路により増幅さ
れ、チューナー回路の出力周波数を安定化させるための
AFT信号として、チューナー回路に供給される。
に周波数変換手段により周波数変換することにより、狭
帯域FM信号である音声中間周波信号の広帯域化を実現
でき、音声中間周波信号の変調指数の向上が図れ、高S
/N比の音声信号が得られる。さらに、本発明により、
一つの回路により、音声信号の復調とAFT信号の出力
を実現でき、回路構成の簡単化が図る。
を示す回路図である。図示のように、本例の中間周波処
理回路は、逓倍器10、掛算器MUL、位相検出器2
0、増幅器30、ローパスフィルタ40、電圧制御発振
器(VCO)50、ローパスフィルタ60、キャパシタ
C1 および増幅器70,80,90により構成されてい
る。
ィルタ40および電圧制御発振器50によりPLL回路
が構成されている。逓倍器10は、入力された音声中間
周波信号SIFを受けて、予め設定された逓倍数Nで逓
倍した逓倍信号S10を生成し、掛算器MULに出力す
る。
号S10および映像搬送波VIFCを受けて、これらの
信号を用いて掛算処理を行い、処理結果を図示しないロ
ーパスフィルタを介して、発振信号Sm として位相検出
器20に出力する。
振信号Sm および電圧制御発振器50からの発振信号S
50を受けて、これらの信号の位相を比較し、位相差に
応じた位相差信号S20を増幅器30に出力する。位相
差信号S20は増幅器30により増幅され、増幅信号S
30として、ローパスフィルタ40に出力される。
の増幅信号S30に含まれる高周波成分を除去して、低
周波成分のみを含む信号S401、S402を発生して
出力する。
40からの信号S402を受けて、これに応じて、発振
信号S50を周波数を制御する。発振信号S50は位相
検出器20にフィードバックされる。
401はさらにローパスフィルタ60を介して、音声信
号成分が除去され、増幅器70により増幅され、AFT
信号VAFT として出力端子TAFT に出力される。また、
ローパスフィルタ40からの信号S401は増幅器80
を介して、増幅された後、キャパシタC1 により、直流
成分および直流に近い周波数成分、例えば、映像搬送波
VIFC の周波数変化に応じた低周波成分がカットさ
れ、増幅器90により増幅した後、音声信号VMPX とし
て、出力端子TMPX に出力される。
20、増幅器30、ローパスフィルタおよび電圧制御発
振器50により構成されたPLL回路が音声中間周波信
号のFM検波に用いられている。
fVCO は、掛算器MULからの発振信号Sm の搬送波周
波数に設定されている。これにより、掛算器MULから
の発振信号Sm の位相変化に応じて電圧が変動する信号
S20が発生され、信号S20が増幅器30により増幅
され、さらにローパスフィルタ40により、高周波成分
が除去され、低周波成分のみを含む信号S401,S4
02が出力される。
が電圧制御発振器50に入力され、これに応じて、電圧
制御発振器50により発生された発振信号S50の周波
数が制御される。例えば、掛算器MULからの発振信号
Sm の位相が変化しないとき、位相検出器20からの出
力信号S20が一定のレベルに保持され、ローパスフィ
ルタ40の出力信号S402のレベルも一定に保持され
ている。このため、電圧制御発振器50により発生され
た発振信号S50の周波数が中心周波数fVCO に保持さ
れている。
位相が変化すると、位相変化分に応じた信号が発生さ
れ、この位相変化を示す信号が増幅器30により増幅さ
れ、さらにローパスフィルタ40を介して、高周波成分
が除去され、低周波成分のみが残される。この信号S4
02が電圧制御発振器50に入力され、電圧制御発振器
50は、この信号に応じて、発生された発振信号の周波
数を制御する。
信号には、掛算器MULからの発振信号Sm の位相変化
に応じて変化する。この位相変化分は、例えば、音声中
間周波信号SIFの変調信号である音声信号または掛算
器MULに入力された映像搬送波信号VIFC の周波数
変化分を含むので、ローパスフィルタ40の出力信号S
401より、音声信号VMPX およびAFT信号VAFT を
取り出すことができる。
て、本実施形態の動作について説明する。逓倍器10に
入力される音声中間周波信号SIFはFM信号であり、
次式により表すことができる。
波数、ρは音声変調波の角周波数、mは変調指数をそれ
ぞれ示している。なお、式(1)におけるφ0 はFM信
号の位相の初期値であり、ここで、便利のために、φ0
=0とする。こうすると、上記の式(1)は、次式のよ
うに簡略化できる。
入力され、N逓倍されると、次式に示す逓倍信号S10
が得られる。
映像搬送波VIFC は、次式に示すように、搬送波角周
波数ωPCを有する発振信号とする。
と逓倍信号S10との掛算演算が行われ、次に示す掛算
信号が得られる。
が、図1に図示しないローパスフィルタを通過すること
により、高周波成分 cos{(NωSC+ωPC)t+ N m sinρ
t}が減衰し、低周波成分 cos{(NωSC−ωPC)t+ N m
sinρt}のみが位相検出器20に出力される。即ち、
位相検出器20に入力される信号Sm は次式のように表
すことができる。
の音声中間周波信号SIFの変調指数のN倍となり、ま
た、映像搬送波VIFC との掛算の結果、信号Sm の搬
送波の周波数fm は(N ωSC−ωPC)t となり、逓倍器
10の逓倍数Nを設定することにより、信号Sm の搬送
波周波数は、音声中間周波信号SIFの搬送波周波数
(fSIF =ωSCt)より低く変換することができる。
の搬送波周波数は4.5MHz、映像中間周波信号の搬
送波周波数は58.75MHz、逓倍器10の逓倍数N
は14とすると、PLL回路の位相検出器20に入力さ
れた信号の搬送波周波数は4.25MHzとなる。
述した中間周波処理回路により、変調指数がN倍とな
り、また、音声中間周波信号の搬送波の周波数が低域に
変換され、FM信号としての音声中間周波信号SIFの
低域化を実現できる。即ち、狹帯域のFM変調信号であ
る音声中間周波信号SIFを広帯域化することができ
る。そして、この広帯域化されたFM変調信号を、例え
ば、本例のように、PLL回路により構成されたFM検
波回路により復調することにより、高S/N比の音声信
号が得られる。
て、AFT信号VAFT の生成動作について説明する。掛
算器MULには、映像搬送波VIFC が入力され、この
信号が逓倍器10によりN逓倍した逓倍信号とともに掛
算器MULに入力され、掛算処理の結果、低域変換され
る。そして、低域変換された信号Sm がPLL回路によ
りFM検波され、信号Sm の位相変化分に応じた信号S
401がPLL回路により出力される。
り、なかに含まれている音声信号VMPX の成分が除去さ
れ、映像搬送波VIFC の周波数変換に応じた信号成分
のみが残される。そして、この信号が増幅器70により
増幅され、AFT信号VAFTとしてチューナー回路にフ
ィードバックされ、チューナー回路の局部発振器の発振
周波数を微調整することにより、チューナー回路により
出力された中間周波信号の周波数を一定に保持させる。
の中心角周波数fVCO は (N ωSC−ωPC) と設定する。
このため、位相検出器20に入力された信号Sm に位相
の変換がないとき、電圧制御発振器50からの出力信号
S50は、次式により表される。
FC の周波数には、Δωのずれがあるとすると、位相検
出器20に入力された信号Sm は次式のように表せる。
れ、ローパスフィルタ40により出力された信号S40
1には、映像搬送波VIFC の周波数ずれΔωおよび音
声信号成分 N m sinρtに比例した電圧信号が含まれて
いる。図1に示すローパスフィルタ60により、音声信
号成分が除去され、映像搬送波VIFC の周波数ずれΔ
ωに比例する電圧信号のみが残される。そして、この電
圧信号が増幅器70により増幅され、AFT信号VAFT
として、出力端子TAFT に出力される。
され、例えば、チューナー回路にある局部発振器の発振
周波数を微調整することにより、チューナー回路から出
力された中間周波信号の周波数を一定に保持する。
より、映像搬送波VIFC の周波数ずれの量を検出し
て、ずれの量に応じて変化するAFT信号VAFT を発生
し、チューナー回路にフィードバックすることにより、
中間周波信号の周波数の安定化を図る。
れを検出するための基準信号の周波数は映像搬送波VI
FC の要求された周波数精度と同様若しくはそれ以上の
精度が必要である。本実施形態においては、映像搬送波
VIFC の周波数は、掛算器MULにより、低域に変換
され、位相比較の基準信号として用いられる電圧制御発
振器50の発振信号S50の中心周波数fVCO は(N ω
SC−ωPC) であるため、電圧制御発振器50に要求され
る精度と従来の基準信号発生器に要求される精度比x
は、次式のように表すことができる。
倍数Nは(N=14)とすると、電圧制御発振器50の
中心周波数fVCO は(fVCO =4.25MHz)とな
る。式(9)に示す精度比xは約13.8倍である。ま
た、逓倍数(N=16)とすると、電圧制御発振器50
の中心周波数fVCO は(fVCO =13.25MHz)と
なり、式(9)に示す精度比xは約4.43倍である。
IFC が掛算器MULにより低域に変換することによ
り、基準信号を発生する電圧制御発振器50に対する精
度要求は従来のAFT信号生成回路の基準信号発生器と
比べて、緩和される。
ば、音声中間周波信号SIFを逓倍器10によりN逓倍
し、映像搬送波VIFC と掛算して、低域に変換した信
号SmをPLL回路に入力される。PLL回路により、
信号Sm をFM検波して、音声信号および映像搬送波V
IFC の周波数ずれに応じた信号S401を発生し、キ
ャパシタC1 により、直流成分が除去され、さらに増幅
器90により増幅された音声信号VMPX を出力し、ま
た、ローパスフィルタ60により、音声信号成分が除去
され、映像搬送波VIFC の周波数ずれ分に比例した信
号のみを出力し、増幅器70により増幅して、AFT信
号VAFT としてチューナー回路にフィードバックするの
で、音声信号のS/N比の向上を実現でき、位相比較の
基準信号を発生する電圧制御発振器50に対する精度の
要求を緩和でき、一つの中間周波処理回路により、音声
検波およびAFT信号VAFT の発生を実現できる。
を示す回路図である。図示のように、本実施形態の中間
周波処理回路は、逓倍器10、発振器12、掛算器MU
L、位相検出器20、増幅器30、ローパスフィルタ4
0、電圧制御発振器50、ローパスフィルタ60、キャ
パシタC1 および増幅器80,90により構成されてい
る。
形態と比べると、掛算器MULに入力された映像搬送波
VIFC の代わりに、本実施形態では、発振器12から
の発振信号S12を用いることで異なる。PLL回路を
構成する各部分は第1の実施形態と同様であり、ここ
で、これらの構成部分を図1と同様な符号を用いて表記
している。なお、図1と同様な構成部分についてはその
詳細の説明を省略する。
波信号SIFを逓倍器10によりN逓倍した逓倍信号S
10と発振器12により発生された発振信号S12がと
もに掛算器MULに入力される。掛算器MULにより掛
算処理した結果を図示しないローパスフィルタを介し
て、高周波成分が除去され、低周波成分のみが残された
信号Sm1がPLL回路を構成する位相検出器20に入力
される。
例えば、映像搬送波VIFC と同様な周波数を有する発
振信号である。なお、この発振器は、例えば、セラミッ
ク発振器などにより構成することができる。逓倍信号S
10と発振信号S12との掛算処理の結果、音声中間周
波信号SIFの変調指数が逓倍数N倍となり、また、F
M信号である音声中間周波信号SIFの搬送波周波数が
低域に変換されるので、PLL回路で構成されたFM検
波回路により、高S/N比の音声信号VMPX が得られ
る。
ば、AFT信号VAFT の発生を実現できないが、音声中
間周波信号SIFを逓倍して、発振信号S12との掛算
処理により、音声中間周波信号SIFの変調指数の向上
および搬送波周波数の低域変換を実現でき、高S/N比
の音声信号が得られる。
を示す回路図である。図示のように、本実施形態の中間
周波処理回路は、発振器14、掛算器MUL、位相検出
器20、増幅器30、ローパスフィルタ40、電圧制御
発振器50および増幅器70により構成されている。
形態と比べると、掛算器MULに入力された逓倍信号S
10の代わりに、本実施形態では、発振器14からの発
振信号S14を用いることで異なる。PLL回路を構成
する各部分は第1の実施形態と同様であり、ここで、こ
れらの構成部分を図1と同様な符号を用いて表記してい
る。なお、図1と同様な構成部分についてはその詳細の
説明を省略する。
からの発振信号S14と映像搬送波VIFC がともに掛
算器MULに入力される。掛算器MULにより掛算処理
した結果を図示しないローパスフィルタを介して、高周
波成分が除去され、低周波成分のみが残された信号Sm2
がPLL回路を構成する位相検出器20に入力される。
は、映像搬送波VIFC の周波数ずれに応じて変化する
ので、PLL回路により、映像搬送波VIFC の周波数
ずれに比例する電圧信号S40が出力される。電圧信号
S40が増幅器70により増幅され、AFT信号VAFT
としてチューナー回路にフィードバックされ、チューナ
ー回路の局部発振器の発振周波数を微調整することによ
り、チューナー回路から出力される中間周波信号の周波
数を一定に保持される。
ば、セラミック発振器などにより構成することができ
る。発振器14の動作周波数は、例えば、図1に示す逓
倍器10からの逓倍信号S10と略同様な周波数に設定
されている。ここで、発振器14からの発振信号S14
の角周波数をωOSC とすると、位相検出器20に入力さ
れる信号Sm2の角周波数は、掛算器MULに入力された
二つの信号の角周波数の差(ωPC−ωOSC )となる。ま
た、これに応じて、PLL回路の電圧制御発振器50の
中心周波数fVCO は(ωPC−ωOSC )に設定される。
が低域に変換され、AFT信号VAFT を発生するための
基準信号として、電圧制御発振器50からの発振信号S
50が用いられる。このため、電圧制御発振器50に対
する精度の要求は、従来の基準信号発生器に要求される
精度に比べて緩和される。
ば、発振器14からの発振信号S14と映像搬送波VI
FC との掛算処理により、映像搬送波VIFC の周波数
を低域に変換し、PLL回路により、映像搬送波VIF
C の周波数ずれに比例した電圧信号を検波して出力し、
AFT信号VAFT としてチューナー回路にフィードバッ
クするので、映像搬送波VIFC 周波数の低域変換によ
り、位相比較の基準信号を発生する電圧制御発振器50
の精度に対する要求を緩和でき、高精度なAFT信号V
AFT を発生できる。
処理回路によれば、復調された音声信号のS/N比の向
上を実現でき、AFT信号を発生するための基準信号発
生器の精度に対する要求が緩和できる利点がある。さら
に、本発明によれば、一つの回路により、音声信号の復
調とAFT信号の発生を実現でき、回路構成の簡単化を
実現できる。
態を示す回路図である。
態を示す回路図である。
態を示す回路図である。
ロック図である。
路のブロック図である。
図である。
示す回路図である。
である。
る。
る。
20…位相検出器、30…増幅器、40…ローパスフィ
ルタ、50…電圧制御発振器、60…ローパスフィル
タ、C1 …キャパシタ、70,80,90…増幅器。
Claims (8)
- 【請求項1】音声中間周波信号から音声信号を復調して
出力する中間周波処理回路であって、 上記音声中間周波信号を所定の逓倍数N(Nは整数であ
る)で逓倍し、逓倍信号を出力する逓倍手段と、 上記逓倍信号と所定の周波数を有する第1の発振信号と
を掛算し、掛算結果に含まれる高周波成分を除去する周
波数変換手段と、 上記周波数変換手段の出力信号を受けて、当該出力信号
に含まれている音声信号を復調する復調手段とを有する
中間周波処理回路。 - 【請求項2】上記第1の発振信号は、所定の動作周波数
を有する発振器からの発振信号である請求項1記載の中
間周波処理回路。 - 【請求項3】上記周波数変換手段は、掛算器およびロー
パスフィルタにより構成されている請求項1記載の中間
周波処理回路。 - 【請求項4】上記復調手段は、PLL回路により構成さ
れている請求項1記載の中間周波処理回路。 - 【請求項5】上記第1の発振信号は、同調回路からの映
像中間周波信号の搬送波である請求項1記載の中間周波
処理回路。 - 【請求項6】上記第1の発振信号は、同調回路からの映
像中間周波信号の搬送波であって、 上記復調手段からの出力信号を受けて、当該出力信号に
含まれている上記音声信号を除去するローパスフィルタ
と、 上記ローパスフィルタの出力を増幅して、増幅した信号
を上記同調回路に周波数安定用制御信号として供給する
増幅手段とを有する請求項1記載の中間周波処理回路。 - 【請求項7】同調回路から映像中間周波信号を受けて、
当該映像中間周波信号の搬送波の周波数変化分に応じた
制御信号を上記同調回路に出力し、上記同調回路の出力
周波数を安定させる中間周波処理回路であって、 上記映像中間周波信号の搬送波と所定の周波数を有する
第2の発振信号とを掛算し、掛算結果に含まれる高周波
成分を除去する周波数変換手段と、 上記周波数変換手段の出力信号を受けて、当該出力信号
に含まれている上記映像中間周波信号の周波数変化分に
応じた信号を抽出し、抽出した信号を上記同調回路に出
力し、上記同調回路の出力周波数を制御する復調手段と
を有する中間周波処理回路。 - 【請求項8】上記第2の発振信号は、所定の動作周波数
を有する発振器からの発振信号である請求項7記載の中
間周波処理回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP27898296A JP3593822B2 (ja) | 1996-09-30 | 1996-09-30 | 中間周波処理回路 |
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Publication Number | Publication Date |
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JPH10108098A true JPH10108098A (ja) | 1998-04-24 |
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005318252A (ja) * | 2004-04-28 | 2005-11-10 | Renesas Technology Corp | 中間周波信号処理装置 |
-
1996
- 1996-09-30 JP JP27898296A patent/JP3593822B2/ja not_active Expired - Fee Related
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