JPH0410255B2 - - Google Patents

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JPH0410255B2
JPH0410255B2 JP59065655A JP6565584A JPH0410255B2 JP H0410255 B2 JPH0410255 B2 JP H0410255B2 JP 59065655 A JP59065655 A JP 59065655A JP 6565584 A JP6565584 A JP 6565584A JP H0410255 B2 JPH0410255 B2 JP H0410255B2
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    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04NPICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00Details of television systems
    • H04N5/44Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
    • H04N5/50Tuning indicators; Automatic tuning control
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03DDEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D1/00Demodulation of amplitude-modulated oscillations
    • H03D1/22Homodyne or synchrodyne circuits
    • H03D1/24Homodyne or synchrodyne circuits for demodulation of signals wherein one sideband or the carrier has been wholly or partially suppressed
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06Receivers
    • H04B1/16Circuits
    • H04B1/30Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
    • H04B1/302Circuits for homodyne or synchrodyne receivers for single sideband receivers
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04NPICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00Details of television systems
    • H04N5/44Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は変調されて高周波搬送波にのつている
信号を受信するために、一対の信号径路を具え、
これらの信号径路が高周波入力端子と重合せ回路
との間に並列に設けられていると共に、順次に受
信された変調されている高周波搬送波の周波数を
低い周波数に下げるための一対の第1のミクサ段
であつて、高周波同調発振器からこれらの第1の
ミクサ段に直交位相関係にあるミクシング信号が
加えられる第1のミクサ段と、信号選択用の一対
のフイルタリング要素と、選択された変調されて
いる搬送波の周波数を上げるための一対の第2の
ミクサ段であつて、固定されている低周波発振器
からこれらの第2のミクサ段にこれまた直交位相
関係にあるミクシング信号が加えられる第2のミ
クサ段とを具え、これらの第2のミクサ段が重合
せ回路の入力端子に接続され、前記の重合せ回路
が2個の信号径路の出力端子の間に配置され第1
の出力信号を発生する加算段又は減算段段を具え
る受信機に関するものである。
このような受信機の原理は「Proceedibgs of
the IRE」第44巻第12号、第1703〜1705頁にのつ
ているD.K.Weaverの論文「A third method
of generation and detection of SSB signals」
から既知であるが、単側波帯信号の受信に限られ
るものではない。そしてこの原理を両側波帯信号
を受信し、処理することは、例えば、ドイツ連邦
共和国公開特許願第2657170号から知られている。
このタイプの受信機での信号処理は一般に次の
ようなことに達する。即ち高周波搬送波上で変調
され、2個の第1ミクサ段に加えられる所望の変
調信号がこの高周波信号のスペクトルの中心周波
数又はその近傍にある同調可能な発振器周波数に
より低周波レンジに変換させられる。単側波帯変
調された高周波信号の場合は、この結果OHzを中
心として折に畳まれた変調信号のベースバンドが
得られ、両側波帯変調された高周波信号の場合は
中心周波数が搬送波周波数に対応し、発振器周波
数がこの搬送波周波数に合わされ、この結果変調
信号がベースバンドに周波数変換される。加え
て、2個の第1ミクサ段に加えられるミクシング
信号間の相互の直交位相関係の結果、これらのミ
クサ段の出力側に得られる低周波変調信号間に
90゜の位相差が生ずる。
2個のフイルタリング要素(これは簡単な構造
で可成り帯域幅の狭いものとすることができる)
での濾波の後、2個の第2のミクサ段で低周波直
交位相変調信号に固定された低周波発振器の直交
位相ミクシング信号を混合する。このミクシング
処理の結果周波数スペクトルが固定された低周波
発振器の周波数に対して互に鏡像反転させられて
いる2個の副信号が得られ、一方の第2のミクサ
段の出力側にこれらの2個の副信号の和が得ら
れ、他方の第2のミクサ段の出力側に差が得られ
る。この和と差は固定された低周波発振器周波数
を中心として互に鏡像反転させられている2個の
等しい変調信号の和と差を形成するから、重合せ
回路でこの和と差を適当に重合せる(即ち、互に
加え合せることと差し引くこと)と、所望の周波
数スペクトルを具える変調信号が得られる。この
変調信号は固定された低周波発振器周波数に依存
する中心周波数上で変調されているが、例えば、
D.K.Weaverの前記論文に記載されているような
特別の場合にはベースバンドに入る。そしてこの
時は所望の変調信号に対して鏡像関係にある周波
数スペクトルを有する前記の和と差の中の不所望
な変調信号は互に打消される。重合せ回路の出力
側に得られる所望の所謂第1の出力信号はこの後
で処理回路でベースバンドに変換され、再生装置
で再生される。
しかし、実際には、2個の信号径路の信号の振
幅と位相の対応にずれが生じ、これが重合せ回路
の出力側の所望の変調信号の周波数スペクトルに
振幅と位相のずれを持込む。また相互の打消しが
不完全なため影像干渉信号即ち不所望な変調信号
の影像周波数の拒絶が持込まれる。更に、例え
ば、TV受信機のような広帯域の用途では、これ
らのずれの結果許し難い干渉効果が生ずる。
本発明の目的は冒頭に記載したタイプの受信機
であつて、2個の信号径路の信号の振幅と位相の
対応のずれが振幅と位相の制御により非常に低い
値少なくとも無視できる程度に低い値に下げるこ
とができ、前記干渉効果を回避でき、上記制御が
少なくとも大部分積分可能である受信機を提供す
るにある。
この目的を達成するため、本発明によれば、こ
のような受信機は、2個の信号径路に接続して固
定された低周波発振器の周波数を中心として第1
の出力信号に対し鏡像反転させられている第2の
出力信号を生ずる手段を設け、これらの2個の出
力信号の一方を搬送波選択回路に加えるように
し、搬送波選択回路の一側を一方では第1の同期
復調器の搬送波入力端子に接続し、他方では90℃
移相器を介して第2の同期復調器の搬送波入力端
子に接続し、他方の出力信号を2個の同期復調器
の信号入力端子に加えるようにし、これらの2個
の同期復調器を低域フイルタを介して制御自在の
平衡回路の振幅制御入力端子と位相制御入力端子
とにそれぞれ接続し、この制御自在の平衡回路は
前記低周波発振器と前記第2のミクサ段との間に
接続されているとともに振幅及び位相制御回路を
有して2個の信号径路の信号の振幅及び位相を互
に平衡にさせるように構成したことを特徴とす
る。
この発明は2個の信号径路間の振幅と位相の不
平衡の程度が直接前記2個の出力信号の各々の影
像干渉成分の振幅と位相で表わされ、これらの影
像干渉成分の周波数の位相が正確に確定できるこ
とを有利に用いている。
本発明は第1の第2の出力信号の一方の信号の
影像干渉成分の振幅と位相は、正しく選択されて
いれば、2個の出力信号の各々の全影像干渉信号
の振幅と位相、従つて2個の信号径路間の振幅と
位相の不平衡の信頼できる目安であり、この目的
に搬送波(これはパイロツト又は変調信号自体の
中間周波搬送波とすることができる)が特に適し
ていることを認識したことに基づいている。
本発明は更に影像干渉成分の同相成分を同期検
波(同期同相検波と称する)することにより2個
の信号径路間の振幅の不平衡についての表示が得
られ、直交成分を同期検波(同期直交検波と称す
る)することにより2個の信号径路間の位相の不
平衡についての表示が得られることを認識したこ
とに基づいている。
本発明の手段を用いる時は、第1の出力信号内
の影像干渉信号が第2の出力信号内の変調信号と
同じ周波数位置を有し、逆も成立する。2個の出
力信号の一方から搬送波(関連する変調信号が変
調されてのつている搬送波とすると好適である)
を取り出し、これを第1の同期復調器での同期同
相検波に対する検出搬送波として用いると共に、
90゜移相した後他方の出力信号内の影像干渉信号
の第2の同期復調器での影像直交検波に対する検
波搬送波として用いると、2個の同期復調器の出
力側に2個の信号径路間の振幅と位相の不平衡と
共に変化する直流電圧が得られる。そしてこれら
の直流電圧を2個の信号径路の信号の相互の振幅
と位相を制御する制御電圧として用いることによ
り簡単な方法で本発明の目的が達成される。
本発明に係る受信機の一つの好適な実施例は前
記手段がもう一つの重合せ回路を具え、これらの
2個の重合せ回路の一方が加算段を具え、他方の
重合せ回路が減算段を具え、この加算段が前記の
一方の出力信号を発生し、この減算段が前記の他
方の出力信号を発生するように構成したことを特
徴とする。
この手法を用いると固定された低周波発振器の
周波数に対して互に鏡像反転させられている2個
の出力信号の各々が別個の夫々加算段及び減算段
の出力側に得られるが、これは2個の第2のミク
サ段の出力信号を夫々相互に加算したり、減算し
たりすることによる。そして第2のミクサ段の出
力信号は、前述したように、固定された低周波発
振器の周波数を中心として互に鏡像反転させられ
ている2個の変調信号の和と差を夫々形成する。
本発明に係る受信機のもう一つの好適な実施例
では、前記第1の出力信号を固定された低周波発
振器の周波数に対して鏡像反転することにより前
記第2の出力信号を作るが、この目的で、この好
適な実施例は前記手段が乗算回路を具え、この乗
算回路の第1の入力端子を重合せ回路を介して2
個の信号径路に接続し、第2の入力端子を固定さ
れた低周波発振器の出力端子に接続し、この第2
の入力端子に2個の第2のミクサ段に加えられる
発振器周波数の2倍を加えるように構成したこと
を特徴とする。
この手法を用いる場合は第1の出力信号に2個
の第2のミクサ段に加えられる発振器周波数の2
倍、即ち、固定された低周波発振器の周波数の2
倍を乗算することにより前記鏡像反転を行なう。
この場合この乗算で生ずる下側波帯が前記第2の
出力信号を形成する。
テレビジヨン信号を受信するのに適した本発明
に係る受信機の一つの好適な実施例はテレビジヨ
ン信号を受信するために、放送に正しく同調させ
た時に高周波同期発振器の周波数を所望のテレビ
ジヨン信号の画像搬送波と音声搬送波との間に位
置させ、固定された低周波発振器から第2のミク
サ段に加えられるミクシング信号の周波数を少な
くとも2個のフイルタリング要素の出力側にある
信号の最高信号周波数に等しくすると共にこれと
同じオーダーの大きさとし、搬送波選択回路をそ
こに加えられる第1又は第2の出力信号内の前記
搬送波の一方に合わせるように構成したことを特
徴とする。
この手法を用いる場合は、受信TV信号の画像
搬送波と音声搬送波の両方とも振幅と位相を測定
すべき映像干渉信号の基準として用いるのに適し
ており、低周波TV変調信号を完全にほどくこと
が簡単な搬送波選択回路を用いて固定された低周
波発振器の周波数(これは搬送波の選択を行なう
のに十分に低い)で行なわれる。
テレビジヨン信号用のこのような受信機の別の
好適な実施例はテレビジヨン信号を受信するため
に、搬送波選択回路をそこに加えられる第1又は
第2の出力信号内の画像搬送波に合わせ、この搬
送波選択回路を自動利得制御のためにゲート回路
とピーク検出器とを介して、2個の信号径路に接
続される可変増幅装置に接続し、このゲート回路
を受信テレビジヨン信号のライン同期信号から取
り出したゲート信号により制御するように構成し
たことを特徴とする。
この手法が適用される場合は、影像干渉信号と
自動利得制御(AGC)のための受信TV信号の振
幅との両方に対する基準として画像搬送波が用い
られる。
もう一つの好適な実施例は、テレビジヨン信号
を受信するために、搬送波選択回路をそこに加え
られる第1又は第2の出力信号内の画像搬送波に
合せ、この出力信号を高域フイルタを介して処理
回路に含まれる同期ビデオ検波器にも加え、上記
搬送波選択回路をこの同期ビデオ検波器の搬送波
入力端子にも接続したことを特徴とする。
この手法が適用される場合は、搬送波選択回路
で選択された画像搬送波が影像干渉信号に対する
基準として用いられるだけでなく、ビデオ信号の
同期検波及び音声信号のインターキヤリア検波に
対する搬送波としても利用される。
周波数変調されたた音声搬送波を有するテレビ
ジヨン信号を受信するための本発明に係る受信機
の別の好適な実施例は周波数変調された音声搬送
波を有するるテレビジヨン信号を受信するため
に、搬送波選択回路をそこに加えられる第1又は
第2の出力信号内の周波数変調された音声搬送波
の中心周波数に合せ、この出力信号を乗算回路の
第1の入力端子にも加え、搬送波選択回路の出力
端子を乗算回路の第2の入力端子に接続し、乗算
回路の出力端子を自動利得制御のための積分器を
介して2個の信号径路の一方に接続されている可
変利得増幅器に接続したことを特徴とする。
この手法が適用される場合は、音声搬送波が影
像干渉信号と自動利得制御(AGC)のための受
信TV信号の振幅との両方に対する基準として用
いる。
このような受信機の更に好適な実施例は周波数
変調された音声搬送波を有するテレビジヨン信号
を受信するために、搬送波選択回路をそこに加え
られる第1又は第2の出力信号内の音声搬送波の
中心周波数に合せると共にフエーズロツクドルー
プを介して2個の同期復調器に接続し、このフエ
ーズロツクドループが搬送波選択回路に接続され
た位相検出器と、ループフイルタと、同相及び直
交出力端子を有する電圧制御御発振器とを具え、
この同相出力端子を第1の同期復調器の搬送波入
力端子に接続し、直交出力端子を位相検出器と第
2の同期復調器の搬送波入力端子とに接続し、ル
ープフイルタの出力端子をオーデイオ信号処理ユ
ニツトに接続し、前記出力信号の一方を高域フイ
ルタを介して同期ビデオ検波器の信号入力端子と
画像搬送波再生器とに加え、この画像搬送波再生
器を同期ビデオ検波器の搬送波入力端子に接続し
たことを特徴とする。
この手法を適用する場合には、影響干渉信号を
求めるための音声搬送波の再生が前記フエーズロ
ツクドループを用いて得られる。そしてこれと同
時にビデオ信号の検波と独立に音声が検波され
る。
影像干渉信号を求めるためのフエーズロツクド
ループにより搬送波の再生が行われる本発明に係
る受信機のもう一つの好適な実施例では、このフ
エーズロツクドループのループフイルタの出力側
に得られ電圧制御発振器の制御信号が自動周波数
制御の制御信号として積分器を介して高周波同調
発振器に加えられる。
隣り合うチヤネルの選択度を十分なものにする
本発明に係るテレビジヨン信号用の受信機は、テ
レビジヨン信号を受信するために、2個のフイル
タリング要素を2.25MHzのオーダーの3dBクロス
オーバー周波数を有する6次の低域フイルタと
し、高域フイルタを少なくともほぼ1.5MHzの
3dBクロスオーバー周波数を有する2次のものと
したことを特徴とする。
本発明に係る受信機のもう一つの好適な実施例
は、位相制御回路が2個の発振器の一方の出力端
子と、この発振器によりミクシング信号を与えら
れる2個のミクサ段の一方との間に設けられる第
1の加算回路と、上記出力端子の一方とこの第1
の加算回路との間に設けられる第1のレベル制御
器とを具え、この第1レベル制御器の制御入力端
子を平衡回路の位相制御入力端子に接続したこと
を特徴とする。
この手法を用いると、位相制御回路が簡単に作
れる。
このような受信機の更に好適な実施例は、位相
制御回路がバランスのとれた構造をしており、第
2の加算回路を具え、これらの2個の回路が各々
第1の搬送波と出力端子とを介して一方では固定
された低周波発振器の夫々の出力端子と他方では
第2のミクサ段との間に接続され、また各々が第
2の入力端子と、夫々第1又は第2のレベル制御
器とを介して交差するように固定された低周波発
振器の前記出力端子に接続され、上記2個のレベ
ル制御器が制御入力端子を介して平衡回路の位相
制御入力端子に接続されたことを特徴とする。
この実施例は特に積分に適しており、干渉に関
係しない位相制御を与える。
本発明に係る受信機のもう一つの実施例は振幅
制御回路を簡単に作られるようにするもので、そ
れ故、振幅制御回路が2個の発振器の一方の2個
の出力端子の一方と、その発振器に接続されたミ
クサ段との間に接続された第3のレベル制御器を
具え、この第3のレベル制御器の制御入力端子を
平衡回路の振幅制御入力端子に接続したことを特
徴とする。
更に好適な実施例は振幅制御回路がバランスの
とれた構造をしており、第4のレベル制御器を具
え、これらの第3と第4のレベル制御器を夫々一
方では固定された低周波発振器の出力端子と、他
方では第2のミクサ段の一方との間に入れ、制御
信号平衡回路を介して平衡回路の振幅制御入力端
子に接続したことを特徴とする。
この振幅制御回路は特に干渉に感応せず、積分
に適している。
更に他の好適な実施例は前記レベル制御器の
各々が乗算回路を具え、この乗算回路の第1の入
力端子を固定された低周波発振器の出力端子に接
続し、第2の入力端子を平衡回路の2個の制御入
力端子の一方に接続し、出力端子を関連するレベ
ル制御器の出力端子に接続したことを特徴とす
る。
実施例をあげて図面につき本発明を詳細に説明
する。
第1図は本発明に係る受信機を示したもので、
これはテレビジヨン信号を受信するのに適してい
る。この受信機はアンテナAに接続された制御自
在の高周波増幅器4を具え、その出力端子5が2
個の並列な信号径路1〜3,1′〜3′の高周波入
力端子を形成する。これらの信号経路1〜3,
1′〜3′は出力端子6,6′を介して重合せ回路
として機能する加算段8と、別の重合せ回路とし
て機能する減算段7とに接続される。2個の信号
径路1〜3,1′〜3′は、順次に相互に接続され
た、一対の第1のミクサ段1,1′と、高周波を
濾波する要素として機能するる一対の低減フイル
タ3,3′と、一対の第2ミクサ段2,2′とを具
える。第1のミクサ段1,1′のミクシング信号
入力端子に高周波同調発振器TOの出力端子O1
O′1を接続し、第2のミクサ段2,2′のミクシン
グ信号入力端子に制御自在の平衡回路15〜18
を介して固定された低周波発振器FOの出力端子
O2,O′2を接続する。減算段7及び加算段8では
出力端子6,6′から出力される2個の信号が
夫々互に差し引かれた加え合わされ、減算段7及
び加算段8の出力端子には夫々第2及び第1の出
力信号及びVが得られる。
加算段8の出力端子を搬送波選択回路として機
能する帯域フイルタ9を介して搬送波再生回路と
して機能するフエーズロツクドループ(PLL)
10の入力端子に接続する。PLL10は位相検
出器19と、ループフイルタ20と、電圧制御発
振器(VCO)21とを具え、これらが帯域フイ
ルタ(搬送波選択回路)9の側から順次に接続さ
れている。VCO21は同相出力端子10′と、直
交位相出力端子10″とを有し、これらの出力端
子が夫々第1と第2の同期復調器11及び12の
搬送波入力端子に接続されている。これらの2個
の同期復調器11及び12の信号入力端子は減算
段7の出力端子に接続されている。他方同期復調
器11及び12の出力端子は夫々低域フイルタ1
3及び14を介して制御自在の平衡回路15〜1
8の振幅制御入力端子aと位相制御入力端子pと
に夫々接続する。制御自在の平衡回路15〜18
は振幅制御回路15〜16と位相制御回路17〜
18とを具えるのが、これらは後述する態様で、
夫々振幅制御入力端子a及び位相制御入力端子p
にある振幅制御信号A及び位相制御信号Pに依存
して低周波発振器FOから第2のミクサ段2,
2′に加えられるミクシング信号の振幅及び位相
をそれぞれ制御する。
上述した受信機を用いてTV信号を受信する時
は所望のTV受信信号に同調させるため高周波同
調発振器TOの周波数fTOを少なくともほぼ受信変
調信号この場合TV信号のスペクトルの中心周波
数に、すなわちfVを画像搬送波の周波数とし、fS
を音声搬送波の周波数とした時、少なくともほぼ
1/2(fV+fS)に合わせる。このことは全て第
4A図に略式図示されている。この時fVとfSの間
の周波数間隔を、例えば、5.5MHzとし、fTOとfV
の間の周波数間隔を、例えば、2.25MHzをするこ
とができる。
この結果、第1の2個のミクサ段1及び1′で
周波数が下げられ、これと同時にOHzを中心とす
るTV信号のスペクトルの折り畳みがほぼ中心周
波数の領域で行なわれる。2個の第1のミクサ段
1,1′の出力側の2個の低周波(LF)TV信号
の折り畳まれた周波数スペクトルを第4B図に略
式図示した。この時画像搬送波の周波数fV
2.25MHzであり、音声搬送波の周波数fSは3.25M
Hzである。第1のミクサ段1と1′とに加えられ
る2個の発振信号の間には互に90゜異なる直交位
相関係があるため、2個の第1のミクサ段1及び
1′の出力端子から出力される前記の低周波TV
信号の間には互に90゜の位相差が存在する。これ
らの低周波直交位相TV信号は低域フイルタ3及
び3′(周波数特性の一例を第4H図に曲線LPで
示した)で選択した後2個の第2のミクサ段2及
び2′に加える。この選択は近傍の送信機を抑圧
するためだけでなく、画像信号に対して音声信号
を減衰させるためにも用いられる。これらの低域
フイルタ3及び3′の設計を適切にすると、例え
ば、3dB帯域幅が21/4MHzの大きさである6次 のフイルタを用いると、低周波TV信号の高い方
の周波数レンジで周波数に依存する信号の減衰が
得られ、後段での画像搬送波を中心とするナイキ
ストエツジの実現が簡単になる。第4B図の点線
はこのような周波数に依存する信号の減衰の変化
を示す。
2個の第2ミクサ段2及び2′で、2個の低周
波直交位相TV信号の周波数が上昇させられ、固
定された低周波発振器FOの周波数fFOにより中心
周波数に変換させられる。発振器FOの周波数fFO
は、折り畳まれていた低周波TV信号のスペクト
ルを完全にほどくために、第4B図に示すように
このスペクトル内の最高の信号周波数よりも高く
なければならず、例えば、4MHzとする。この時
中心周波数は、fVを低周波画像搬送波の周波数と
して、fFO−fVになる。また2個の第2ミクサ段2
及び2′に加えられる発振器ミクシング信号は互
に直交位相関係にあるから、このミクシング処理
の結果2個の信号径路内のTV信号の間にも互に
90゜の位相のずれが生ずる。夫々第1のミクサ段
1及び1′と第2のミクサ段2及び2′とに加えら
れる発振器ミクシング信号の間の相互の直交位相
関係の符号に依存して、即ち、一方の発振器ミク
シング信号の位相が他方のミクシング信号の位相
よりも90゜だけ進んでいるか遅れているかに依存
して、それ自体は既知の態様で信号径路1〜3の
出力端子6に周波数fFOに対して鏡像関係にある
2個の中間周波数(IF)TV信号間の差が生じ、
信号径路1′〜3′の出力端子6′に2個のの中間
周波(IF)TV信号の和が生ずるか又はその逆と
なる。
加算段8でこの和と差を加え合わせることによ
り、2個のIF―TV信号の一方の具える第1の出
力信号Vが得られる。また減算段7で上記和と差
を互に差し引くことにより他方のIF―TV信号を
具える第2の出力信号が得られる。第4C図の
曲線Sは第1の出力信号Vで生ずるIF―TV信号
の周波数スペクトルを略式図示したものであり、
第4D図の曲線は第2の出力信号で生ずる
IF―TV信号を略式図示したものである。曲線S
とはfFOに対して互に鏡像関係にあり、勿論出
力信号に含まれる画像搬送波周波数fVV及び音
声搬送波周波数fSSも鏡像関係にある。
2個の信号径路内の信号が互に対し振幅及び位
相の点で対応しなくなるなのは、実際には、就中
回路1,2及び3の要素の値が回路1′,2′及び
3′の要素の値に対し非対称で不正確であること
や、老化、温度差や、2個の発振器の発振器ミク
シング信号間の振幅のずれや、位相が90゜以外に
異なつてずれること等による。これらのずれは第
1の出力信号Vでも、第2の出力信号でも生
じ、加算段8や減算段7で十分には互に補償しあ
わないTV信号のベクトル差に等しい影像干渉信
号を生む。第1の出力信号V及び第2の出力信号
Vで影像干渉信号の周波数スペクトルの位置は周
波数fFOを中心として関連するTV信号S及びの
周波数スペクトルに対し鏡像関係にある。第4C
図の曲線nは第1の出力信号V内の影像干渉信号
の周波数スペクトルを示し、第4D図の曲線は
第2の出力信号内の影像干渉信号の周波数スペ
クトルを示す。図面では簡明にむるため曲線n及
びは周波数軸の下に描いてあるが、実際には、
これらの影像干渉信号は勿論夫々のIF―TV信号
S及びに重なつており、別々には得られない。
第4C図及び第4D図から明らかなように、周
波数スペクトルSととの相対位置や、周波数ス
ペクトルnととの相対位置や、Sとnとの重畳
周波数とととの重畳周波数との相対位置は周
波数fFOに対して鏡像関係にあるため、出力信号
V内のIF―TV信号Sの周波数位置は他方の出力
信号内の影像干渉信号の周波数位置と対応
し、IF―TV信号の周波数位置が出力信号V内
の影像干渉信号nの周波数位置と対応する。換言
すれば、所定の信号成分、例えば、搬送波と関連
する出力信号V内の影像干渉成分は、その周波数
位置の点で、出力信号内の関連する信号成分自
体と対応し、逆も成立する。この影像干渉成分の
振幅は、出力信号又はVの一方に他方の出力信
号V又はからの関連する信号成分を乗算する。
即ち、同期検波をすることにより得られる直流電
圧積の大きさに担当し、位相は、出力信号V又は
Vの一方に他方の出力信号又はVからの関連す
る90゜移相した信号成分を乗算する、即ち、同期
検波をとることにより得られる直流電圧積の大き
さに相当する。
原理的にはスペクトルS又は内の搬送波以外
の信号成分を影像干渉信号を求める場合の基準と
して使用することもできるが、実際には搬送波を
基準として用いるのが好適である。蓋し、搬送波
は何時でも存在し、信号の内容により影響されな
いからである。従つて、その影像干渉成分の振幅
と位相は全般的な影像干渉信号の振幅と位相の信
頼できる目安であり、従つて2個の信号径路の信
号の振幅及び位相の前述したずれの信頼できる目
安となる。
同期復調器11及び12での前述した同期検波
の場合の搬送波とその影像干渉信号成分の間の対
応する周波数位置は上述した以外の種々の態様で
実現することができること明らかである。例え
ば、後述するが、第6図に示した方法で2個の出
力信号の一方V又はをfFOを中心として鏡像反
転し、他方の出力信号又はVを得ることもでき
る。この場合は減算段や加算段で重ね合せること
により他方の出力信号又はVを形成する必要は
ない。
図示した実施例では、画像搬送波fVを影像干渉
信号を求める基準として用いており、この目的で
搬送波選択回路9により加算段8の第1の出力信
号Vから画像搬送波fVを取出している。画像搬送
波fVを基準として用いると、その振幅がかなり大
きいため、簡単な手段で影像干渉信号の振幅及び
位相と、後述するAVC制御のためのTV受信信号
の振幅とがいずれも正確に検出できるという利点
が得られる。加えて、画像搬送波fVは後述するIF
―TV信号Sの同期検波で用いるのに適してい
る。
取出された画像搬送波fVは制御信号としてフエ
ーズロツクドループ10に加えられる。このフエ
ーズロツクドループ10は既知の態様でこの画像
搬送波と同相の検出搬送波を発生し、この検出搬
送波を同相出力端子10′から第1の同期復調器
11の搬送波入力端子に与えると共に、画像搬送
波に対して90゜位相がずれている検出搬送波、即
ち、直交検出搬送波を発生し、この直交検出搬送
波を直交出力端子10″から第2の同期復調器1
2の搬送波入力端子に加える。2個の同期復調器
11及び12の信号入力端子には減算段7の出力
信号を加える。前述したように、画像搬送波fV
の影像干渉信号の同相成分と直交成分との大きさ
を示す夫々の同期復調器11および12の出力端
子に現われる直流電圧積は、低域フイルタ13及
び14で濾波した後、夫々振幅制御信号A及び位
相制御信号Pとして、夫々振幅制御入力端子a及
び位相制御入力端子pから夫々振幅制御回路1
5,16及び位相制御回路17,18に加えられ
る。
振幅制御回路15,16はそこに加えられる発
振器ミクシング信号を因子(1+A)だけ増幅す
ることにより第2のミクサ段2′のミクシング利
得を制御する。この結果2個の信号径路の信号間
の振幅のアンバランスに負帰還がかかるが、この
振幅のアンバランスは早期に上記振幅制御信号A
を生じている。この目的で振幅制御回路15,1
6は所謂第3レベルの制御器として機能する乗算
回路16を具えるが、その第1の入力端子は固定
された低周波発振器FOの出力端子O′2に接続さ
れ、第2の入力端子は信号インクリメント回路1
5を介して振幅制御入力端子aに接続され、出力
端子は第2のミクサ段2′に接続される。振幅制
御入力端子aに加えれる振幅制御信号Aは信号イ
ンクリメント回路15で因子1ないし(1+A)
だけインクリメントされ、その後で後に第2のミ
クサ段2′に加えられる発振器ミクシング信号が
乗算回路16で振幅変調される。
位相制御回路17,18では、固定された低周
波発振器FOの2個の発振器ミクシング信号間の
直交位相関係からのずれが表面化され、これが位
相制御信号Pの大きさで2個の信号径路の信号間
の位相のアンバランスに負帰還をかけるように変
化する。負帰還はもつと早く上記位相制御信号P
を作つている。この目的で、位相制御回路17,
18の加算回路18でこれらの2個の発振器ミク
シング信号をベクルト的に加算する。この加算回
路18は一方では固定された低周波発振器FOの
2個の出力端子O2及びO′2に接続され、他方では
第2のミクサ段2に接続される。出力端子O′2
らの発振器ミクシング信号はこの出力端子O′2
加算回路18との間に設けられ、所謂第1レベル
の制御器として機能する乗算回路17により位相
制御信号Pと共に直線的に変化する。乗算回路1
7は第1の入力端子に加えられる発振器ミクシン
グ信号に第2の入力端子に加えられる位相制御信
号Pを乗算する。明らかに上述した方法とは異な
る方法で2個の信号径路の信号の振幅と位相を平
衡させることもできる。例えば、振幅制御回路1
5,16の代りに可変利得増幅器を設け、位相制
御回路17,18の代りに、制御自在の位相シフ
タを2個の信号径路の一方の中又は高周波同調発
振器TOの出力端子O1及びO′1と第1ミクサ段1
及び1′との間に設けることができる。
代りに、搬送波の再生を除き、搬送波選択回路
9で取出された関連搬送波自体(これは増幅して
おいてもよい)を同相検出搬送波として用い、例
えば、受動移相回路で90゜移相させた後、直交検
出搬送波として用いることも考えられる。しか
し、図示した実施例では、フエーズロツクドルー
ブ10は画像搬送波と同相及び画像搬送波に対し
て直交位相にある検出搬送波を簡単に再生するだ
けでなく、AFC制御信号を発生させるためにも
用いている。このAFC制御信号はフエーズロツ
クドループ10のループフイルタ20の出力信号
から取り出されるが、これは、周知のように、制
御信号(本例では画像搬送波)の瞬時の周波数の
ずれを表わす。この結果、このループフイルタの
出力信号はAFCを行うのに特に適している。こ
の目的でループフイルタ20の出力端子を低域フ
イルタ23′(ここでループフイルタ20の出力
信号が十分に積分される)を介して高周波同調発
振器TOの制御入力端子に接続する。
搬送波選択回路9の出力側での画像搬送波の振
幅は受信TV信号の振幅の信頼できる目安であ
り、ビデオ信号内の、例えば、ライン同期パルス
の間に基準レベルが生ずる瞬時にこの画像搬送波
をサンプリングすることにより、信号の内容に無
関係に、測定することができる。このサンプリン
グは乗算回路26の助けを借りて行なわれるが、
この乗算回路26は搬送波選択回路9に接続さ
れ、ゲート回路として機能し、受信TV信号のラ
イン同期信号がゲート信号として加えられる(遅
延させてから加えてもよい)。乗算回路26の出
力側にでるサンプリングされた画像搬送波はピー
ク検波器27で振幅検波され、その後で積分器2
8で積分されてAGC信号となり、可変利得高周
波増幅器4の制御入力端子に加えられ、自動利得
制御を行なう。
第1図のテレビジヨン受信機はまた、加算段8
の出力側に順次に接続された、高域フイルタ22
と、同期ビデオ検波器23と、信号処理ユニツト
24と、再生装置25とを示している。高域フイ
ルタ22は、第4H図の点線HPで示したような
周波数特性を有するが、2次のオーダーとし、少
なくともほぼ1.5MHzの3dBクロスオーバ周波数
を有し、第4E図に理想化した形で示したような
IF―TV信号Sにナイキストエツジを与えると好
適である。このIF―TV信号Sの同期検波は同期
ビデオ検波器23で行なわれ、これと同時にfS
TV音声信号のインターキヤリヤ検波を行なう。
後者はこれらの信号に再生された同相画像搬送波
を乗算することにより行なわれる。この目的で、
同期ビデオ検波器23の搬送波入力端子をフエー
ズロツクドループ10の同相出力端子に接続す
る。このようにして得られたベースバンドビデオ
信号と、IF音声信号とを第4F図に略式図示す
るが、これらはそれ自体は既知の態様で信号処理
ユニツト24で処理され、ベースバンド画像・音
声信号となり、それが再生装置25で再生され
る。信号処理ユニツト24は、図示しないが、就
中ライン同期分離器を具え、これが前述した乗算
回路26に接続され、そこにライン同期信号をゲ
ート信号として加える。
第2図は周波数変調された音声搬送波を含むテ
レビジヨン信号を受信するのに適した受信機を示
したものである。この第2図で示された回路で第
1図に示した受信機の回路と同じ機能を有する回
路には同じ符号を与えてある。
第2図に示した受信機では、第1図に示した受
信機で行なわれるのと対照的に、第1の出力信号
Vの影像干渉信号nの振幅と位相を求めるのに当
つて第2の出力信号の音声搬送波Sを基準とし
て用いる。この目的で、第2図の受信機では減算
段7の出力端子を搬送波選択回路9に接続し、加
算段8の出力端子を2個の同期復調器11及び1
2の信号入力端子に接続する。搬送波選択回路9
は第2の出力信号内のFM音声搬送波Sの中心
周波数に同調させる。搬送波選択回路9の帯域幅
は、一方では周波数変調された音声搬送波Sが通
り抜けることができ、他方ではIF―TV信号の
画像信号成分が十分に抑圧される(理想化された
形態を第4G図に示す)ようなものに選ぶ。フエ
ーズロツクドループは今度は受信信号の搬送波と
同相及び直交する検出搬送波、本例では音声搬送
波並びにAFC制御電圧を発生するために用いる
だけでなく、関連する周波数変調されている音声
搬送波Sの周波数検波にも使用される。搬送波選
択回路9で前述したように画像信号成分が抑圧さ
れている結果、この所謂「スプリツトカウント」
信号処理では、画像信号による変調された音声信
号が混乱が全くないし少なくともほとんど起こら
ない。
ループフイルタ20の出力側に復調された音声
信号が得られるが、これは一方ではオーデイオ増
幅器29で増幅された後拡声器30で再生され、
他方では積分器23′で適当に積分された後、
AFC制御信号として高周波同調発振器TOに加え
られる。周波数変調されている音声搬送波Sの振
幅はTV受信信号の振幅に対し一定の関係にある
から、音声搬送波Sの振幅検波によりこれらの簡
単にAGC制御信号を得ることができる。この目
的でこのFM音声搬送波Sの同期検波を乗算回路
26′で行なうが、この乗算回路26′の搬送波入
力端子はフエーズロツクドループ10の同期出力
端子10′に接続し、信号入力端子は減算段7の
出力端子に接続する(図示しないが搬送波選択回
路9に通した後でもよい)。乗算回路26′の出力
側に得られる直流電圧積は積分器28′で適当に
積分した後AGC制御信号として可変利得高周波
増幅器4に加える。
本例のTV受信機はビデオ信号を処理するため
に高域フイルタ22と同期ビデオ検波器23の画
像搬送波入力端子との間に画像搬送波フイルタ3
1とフエーズロツクドループ32とを具える。フ
エーズロツクドループ32は画像搬送波再生器と
して機能し、既知の態様で画像搬送波フイルタ3
1によりIF―TV信号から選択されたIF画像搬送
波fVを再生する。同期ビデオ検波器23で再生さ
れた画像搬送波を用いてビデオ信号を同期検波
し、このように得られたベースバンドビデオ信号
がユニツト24,25で更に処理された後表示さ
れる。
明らかに第2の出力信号V内の影像干渉信号
の振幅と位相を求める基準として加算段8の出力
側に得られる第1の出力信号Vの音声搬送波fS
用いることもできる。また注意すべきことは、2
個の発振器の一方の2個の発振器ミクシング信号
間の相互の直交位相関係を反転することにより第
1の出力信号Vを減算段7から得、第2の出力信
号を加算段8から得るようにすることができる
ことである。勿論この時は他方の発振器ミクシン
グ信号に対して一方の発振器ミクシング信号の進
み又は遅れを夫々遅れ又は進みに切換えねばなら
ない。
第3図は平衡回路15〜18のバランスのとれ
た一実施例を示したものであるが、これは位相制
御回路として、第1の加算回路18と前述した第
1のレベル制御器として動作する乗算回路17と
の他に、第2の加算回路18′と第2のレベル制
御器として動作する乗算回路17′とを具える。
2個の加算回路18及び18′は各々第1の入力
端子と出力端子とを介して一方では固定された低
周波発振器FOの出力端子O2及びO2と、他方では
第2のミクサ段2及び2′との間に接続され、更
に各々第2の入力端子と第1及び第2のレベル制
御器17及び17′と介して夫々クロスするよう
に前記出力端子O′2及びO2に接続されている。な
おこれらのレベル制御器17及び17′は位相制
御入力端子pから位相制御信号P/2を受取る。
両方の発振器ミクシング信号を、それらの位相差
が両方の発振器ミクシング信号の各々の等位相変
化のためn/2に依存して小さくなるように又は
大きくなるように、同相制御することにより固定
された低周波発振器FOの発振器ミクシング信号
間の位相関係、従つて2個の信号径路の信号の位
相関係が制御される。
このバランスのとれた平衡回路15〜18は振
幅制御回路として、前述した第1の信号インクリ
メント回路15と第3のレベル制御器として動作
する乗算回路16との他に、信号インクリメント
回路15′と第4のレベル制御器として動作する
乗算回路16′とを具える。第3と第4のレベル
制御器16及び16′は一方では第2及び第1の
加算回路18′及び18と、他方では2個の第2
のミクサ段2′及び2との間に設けられる。振幅
制御信号1+1/2A及び1−1/2Aが夫々信号
インクリメント回路15及び15′を介してこれ
らの第3及び第4のレベル制御器16及び16′
に加えられる。この目的で信号インクリメント回
路15及び15′を平衡のとれた減衰回路36を
介して振幅制御入力端子aに接続する。この減衰
回路36は互に極性を反対にして振幅制御信号
1/2Aを2個の信号インクリメント回路15及
び15′に加える。このように一方の発振器ミク
シング信号の振幅を下げ、同時に等しい量だけ他
方の発振器ミクシング信号の振幅を大きくするこ
とにより2個の発振器ミクシング信号間の発振関
係、従つて2個の信号径路の信号間の振幅関係を
制御できる。
第5A図ないし5E図は一例として両側波帯
AM変調(ラジオ)信号を受信した時の受信機内
でのいくつかの周波数スペクトルを略式図示した
ものである。
第5A図は高周波受信信号及び高周波同調周波
数fTO(これは高周波搬送波fcからずれている)の
周波数スペクトルを示したものである。
第5B図は第1のミクサ段1及び1′の出力側
の低周波直交位相信号の折り畳まれた周波数スペ
クトルを示したものである。2個の低域フイルタ
3及び3′で濾波した後、固定された低周波発振
器からの低周波直交位相信号の最高周波数を越え
る、例えば、20KHzの周波数fFOにより第2のミク
サ段2,2′で2個の低周波直交位相信号の上方
への周波数変換が行なわれる。同時に、2個の段
7又は8一方では第5C図に示したようなスペク
トルVを有する第1の出力信号が得られ、他方の
段では第5D図に示したようなスペクトルを有
する第2の出力信号が得られるような同相及び逆
相関係で前述した態様で直交位相関係が切り替え
られる。2個の信号の各々の搬送波は影像干渉信
号を求めるに当つて基準として用いるのに完全に
適している。蓋し、搬送波fcは内の影像干渉成
分と同じ周波数に位置し、内の搬送波は
内の搬送波はV内の影像干渉成分fnと同じ周波
数に位置するからである。
搬送波選択回路を2個の出力信号V及びの一
方の搬送波に合せ、他方の出力信号を同期復調器
11及び12の信号入力端子に加えることによ
り、第1図及び第2図に示した受信機と同じ方法
で2個の信号径路1〜3及び1′〜3′間の振幅と
位相の平衡が得られる。
この時2個の前述した受信機におけるのと同じ
態様でAFCが得られ、第2図の受信機と同じ態
様でAGCが得られる。
第5C図及び第5D図の信号s及びの一方を
同期検波することにより2個の前述した受信機に
つき示したような態様で更に信号処理動作を行な
うことができる。これはベースバンド変調信号を
与えるが、その周波数スペクトルを理想化された
形で第5E図に示してある。
明らかに、図示しないが、高周波AM単側波帯
信号を受信した時、ベースバンド内のfTOとfFO
当に選択することにより重ね合せ回路の出力側に
変調信号を得ることができる。こうすると、例え
ば、このベースバンド変調信号内にパイロツトが
存在する時、搬送波選択回路をそのパイロツトに
合せることにより同じ手段を用いることができ
る。
第6図は受信機内で周波数を鏡像反転すること
により第1の出力信号Vから第2の出力信号を
得る手段を示したものである。簡明ならしめるた
め一部しか示していないが、機能が第1図及び第
2図に示した受信機の回路の機能に対応する回路
には同じ符号を付してある。
この手段は乗算回路38を具えるが、その第1
の入力端子は加算段8の出力端子に接続し、第2
の入力端子は周波数2倍器37を介して固定され
た低周波発振器FOの出力端子O2及びO′2の一方に
接続する。
実際的な低周波発振器FOの実施例の多くでは
直交位相発振器信号を直交位相発振器信号の周波
数の2倍の内部クロツク周波数から得ているが、
この場合は周波数2倍器37を省くことができ
る。加算段8から得られる第1の出力信号Vに
2fFOを乗算すると、一方では、第1の出力信号V
をfFOを中心として鏡像反転したものであり、第
2の出力信号を作る下側波帯積が得られ、他方
では、2fFOだけずれた第1の出力信号Vに対応す
る上側波帯積が得られる。搬送波選択回路9によ
りこの下側波帯積から搬送波、即ち、第2の出力
信号を選択することにより、前述した態様で本
発明の目的を達成することができる。
明らかにこの代りに、第1の出力信号Vの対応
する周波数像反転により第2の出力信号を得る
ことができる。
更に注意すべきことは図示した受信機では第1
の出力信号Vも第2の出力信号も信号処理に適
していることである。蓋し、これらの出力信号は
各々単独で全信号情報を担つているからである。
明らかに低周波信号スペクトルのOHz近傍の信号
情報を省いても何等不便が生じない場合はフイル
タ要素3及び3′として低域フイルタを用いる代
りに帯域フイルタを用いることができる。
【図面の簡単な説明】
第1図はテレビジヨン信号を受信するのに適し
ている本発明に係る受信機のブロツク図、第2図
は周波数変調された音声搬送波を有するテレビジ
ヨン信号を受信するのに適した本発明に係る受信
機のブロツク図、第3図は本発明に係る受信機内
の平衡回路の一実施例のブロツク図、第4Aない
し4G図は本発明に係る受信機内の種々の場所で
の信号の周波数特性を示す説明図、第4H図は本
発明に係る受信機内での低域フイルタと高域フイ
ルタの周波数特性を示す説明図、第5Aないし5
E図は受信された両側波帯AM信号の周波数特性
を示す説明図、第6図は互に鏡像反転させられて
いる第1と第2の出力信号を得る手段のブロツク
図である。 (1〜3,1′〜3′…信号径路)、1,1′…第
1のミクサ段、2,2′…第2のミクサ段、3,
3′…低域フイルタ、4…高周波増幅器、5…RF
増幅器の出力端子(2個の信号径路の入力端子)、
6,6′…信号径路の出力端子、7…減算段、8
…加算段、9…帯域フイルタ(搬送波選択回路)、
10…フエーズロツクドループ(PLL)、(1
0′…同相出力端子、10″…直交位相出力端子)、
11…第1の同期復調器、12…第2の同期復調
器、13…低域フイルタ、14…低域フイルタ、
(15〜18…制御自在の平衡回路)、15,1
5′…信号インクリメント回路、16,16′…乗
算回路、(15,16…振幅制御回路)、17,1
7′…乗算回路、18,18′…加算回路、(17,
18…位相制御回路)、19…位相検出器、20
…ループフイルタ、21…電圧制御発振器
(VCO)、22…高域フイルタ、23…同期ビデ
オ検波器、23′…低域フイルタ(積分器)、24
…信号処理ユニツト、25…再生装置、26,2
6′…乗算回路、27…ピーク検波器、28,2
8′…低域フイルタ(積分器)、29…オーデイオ
増幅器、30…拡声器、31…画像搬送波フイル
タ、32…フエーズロツクドループ、36…減衰
回路、37…周波数2倍器、38…乗算回路。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 1 変調されて高周波搬送波にのつている信号を
    受信するために、一対の信号経路1―3,1′―
    3′を具え、これらの信号経路が高周波入力端子
    5と重合せ回路との間に並列に設けられていると
    共に、順次に、受信された変調されている高周波
    搬送の周波数を低い周波数に下げるための一対の
    第1のミクサ段1,1′であつて、高周波同調発
    振器TOからこれらの第1のミクサ段1,1′に
    直変位相関係にあるミクシング信号が加えられる
    第1のミクサ段1,1′と、信号選択用の一対の
    フイルタリング要素3,3′と、選択された変調
    されている搬送波の周波数を上げるための一対の
    第2のミクサ段2,2′であつて、固定されてい
    る低周波発振器FOからこれらの第2のミクサ段
    2,2′にこれまた直交位相関係にあるミクシン
    グ信号が加えられる第2のミクサ段2,2′とを
    具え、これらの第2のミクサ段2,2′が重合せ
    回路の入力端子に接続され、前記の重合せ回路が
    2個の信号経路出力端子6,6′の間に配置され
    第1の出力端子(V又は)を発生する加算段8
    又は減算段7を具える受信機において、2個の信
    号経路に接続して固定された低周波数発振器の周
    波数を中心として第1の出力信号(V又は)に
    対し鏡像反転させられている第2の出力信号(
    又はV)を生ずる手段(7又は8或いは38)を
    設け、これらの2個の出力信号の一方(V又は
    V)を搬送波選択回路9に加えるようにし、搬送
    波選択回路の一側を一方では第1の同期復調器1
    1の搬送波入力端子に接続し、他方では90゜位相
    器21を介して第2の同期復調器12の搬送波入
    力端子に接続し、他方の出力信号(又はV)を
    2個の同期復調器11,12の信号入力端子に加
    えるようにし、これらの2個の同期復調器11,
    12を低域フイルタ13,14を介して制御自在
    の平衡回路15,16,17,18の振幅制御入
    力端子aと位相制御入力端子pとにそれぞれ接続
    し、この制御自在の平衡回路は前記低周波発振器
    FOと前記第2のミクサ段2,2′との間に接続さ
    れているとともに振幅制御回路15,16及び位
    相制御回路17,18を有して2個の信号経路の
    信号の振幅及び位相を互いに平衡にさせるように
    構成したことを特徴とする受信機。 2 前記手段が他の重合せ回路8又は7を具え、
    これらの2個の重合せ回路の一方が加算段8を具
    え、他方の重合せ回路が減算段7を具え、この加
    算段が前記の一方の出力信号を発生し、この減算
    段が前記の他方の出力信号を発生するように構成
    したことを特徴とする特許請求の範囲第1項記載
    の受信機。 3 前記手段が乗算回路を具え、この乗算回路の
    第1の入力端子を重合せ回路を介して2個の信号
    経路に接続し、第2の入力端子を固定された低周
    波発振器の出力端子に接続し、この第2の入力端
    子に2個の第2のミクサ段に加えられる発振器周
    波数の2倍を加えるように構成したことを特徴と
    する特許請求の範囲第1項記載の受信機。 4 テレビジヨン信号を受信するために、放送に
    正しく同調させたときに高周波同調発振器の周波
    数を所望のテレビジヨン信号の画像搬送波と音声
    搬送波との間に位置させ、固定された低周波発振
    器から第2のミクサ段に加えられるミクシング信
    号の周波数を少なくとも2個のフイルタリング要
    素の出力側にある信号の最高信号周波数に等しく
    すると共にこれと同じオーダーの大きさとし、搬
    送波選択回路をそこに加えられる第1又は第2の
    出力信号内の前記搬送波の一方に合わせるように
    構成したことを特徴とする特許請求の範囲前記各
    項のいずれかに記載の受信機。 5 テレビジヨン信号を受信するために、搬送波
    選択回路をそこに加えられる第1又は第2の出力
    信号内の画像搬送波に合わせ、この搬送波選択回
    路を自動利得制御のためにゲート回路とピーク検
    出器とを介して、2個の信号径路に接続される可
    変増幅装置に接続し、このゲート回路を受信テレ
    ビジヨン信号のライン同期信号から取り出したゲ
    ート信号により制御するように構成したことを特
    徴とする特許請求の範囲第4項に記載の受信機。 6 テレビジヨン信号を受信するために、搬送波
    選択回路をそこに加えられる第1又は第2の出力
    信号内の画像搬送波に合わせ、この出力信号を高
    域フイルタを介して処理回路に含まれる同期ビデ
    オ検波器にも加え、上記搬送波選択回路をこの同
    期ビデオ検波器の搬送波入力端子にも接続したこ
    とを特徴とする特許請求の範囲第4項又は第5項
    に記載の受信機。 7 周波数変調された音声搬送波を有するテレビ
    ジヨン信号を受信するために、搬送波選択回路を
    そこに加えられる第1又は第2の出力信号内の周
    波数変調された音声搬送波の中心周波数に合せ、
    この出力信号を乗算回路の第1の入力端子にも加
    え、搬送波選択回路の出力端子を乗算回路の第2
    の入力端子に接続し、乗算回路の出力端を自動利
    得制御ための積分器を介入して2個の信号径路の
    一方に接続されている可変利得増幅器に接続した
    ことを特徴とする特許請求の範囲第4項記載の受
    信機。 8 周波数変調された音声搬送波を有するテレビ
    ジヨン信号を受信するために、搬送波選択回路を
    そこに加えられる第1又は第2の出力信号内の音
    声搬送波の中心周波数に合せると共にフエーズロ
    ツクドループを介して2個の同期復調器に接続
    し、このフエーズロツクドループが搬送波選択回
    路に接続された位相検出器と、ループフイルタ
    と、同相及び直交出力端子を有する電圧制御発振
    器とを具え、この同期出力端子を第1の同期復調
    器の搬送波入力端子に接続し、直交出力端子を位
    相検出器と第2の同期復調器の搬送波入力端子と
    に接続し、ループフイルタの出力端子をオーデイ
    オ信号処理ユニツトに接続し、前記出力信号の一
    方を高域フイルタを介して同期ビデオ検波器の信
    号入力端子と画像搬送波再生器とに加え、この画
    像搬送波再生器を同期ビデオ検波器の搬送波入力
    端子に接続したことを特徴とする特許請求の範囲
    第4項又は第7項に記載の受信機。 9 搬送波選択回路をフエーズロツクドループを
    介して2個の同期復調器に接続し、このフエーズ
    ロツクドループが搬送波選択回路に接続された位
    相検出器と、ループフイルタと、同相及び直交出
    力端子を有する電圧制御発振器とを具え、この同
    相出力端子を第1の同期復調器の搬送波入力端子
    に接続し、直交出力端子を位相検出器と第2の同
    期復調器の搬送波入力端子とに接続し、ループフ
    イルタの出力端子を自動周波数制御のための積分
    器を介して高周波同調発振器の制御入力端子に接
    続したことを特徴とする特許請求の範囲前記各項
    のいずれかに記載の受信機。 10 テレビジヨン信号を受信するために、2個
    のフイルタリング要素を2.25MHzのオーダーの
    3dBクロスオーバ周波数を有する6次の低域フイ
    ルタとし、高域フイルタを少なくともほぼ1.5M
    Hzの3dBクロスオーバ周波数を有する2次のもの
    としたことを特徴とする特許請求の範囲第6項又
    は第8項に記載の受信機。 11 位相制御回路が2個の発振器の一方の出力
    端子と、この発振器によりミクシング信号が与え
    られる2個のミクサ段の一方との間に設けられる
    第1の加算回路と、上記出力端子の一方とこの第
    1の加算回路との間に設けられる第1のレベル制
    御器とを具え、この第1のレベル制御器の制御入
    力端子を平衡回路の位相制御入力端子に接続した
    ことを特徴とする特許請求の範囲前記各項のいず
    れかに記載の受信機。 12 位相制御回路がバランスのとれた構造をし
    ており、第2の加算回路を具え、これらの2個の
    回路が各々第1の入力端子と出力端子とを介して
    一方では固定された低周波発振器の夫々の出力端
    子と他方では第2のミクサ段との間に接続され、
    また各々が第2の入力端子と、夫々第1又は第2
    のレベル制御器とを介して交乂するように固定さ
    れた低周波発振器の前記出力端子に接続され上記
    2個のレベル制御器が制御入力端子を介して平衡
    回路の位相制御入力端子に接続された特許請求の
    範囲第11項記載の受信機。 13 振幅制御回路が2個の発振器の一方の2個
    の出力端子の一方と、その発振器に接続されたミ
    クサ段との間に接続された第3のレベル制御器を
    具え、この第3のレベル制御器の制御入力端子を
    平衡回路の振幅制御入力端子に接続したことを特
    徴とする特許請求の範囲前記各項のいずれかに記
    載の受信機。 14 振幅制御回路がバランスのとれた構造をし
    ており、第4のレベル制御器を具え、これらの第
    3と第4のレベル制御器を夫々一方では固定され
    た低周波発振器の出力端子と、他方では第2のミ
    クサ段の一方との間に入れ、制御信号平衡回路を
    介して平衡回路の振幅制御入力端子に接続したこ
    とを特徴とする特許請求の範囲第13項に記載の
    受信機。 15 前記レベル制御器の各々が乗算回路を具
    え、この乗算回路の第1の入力端子を固定された
    低周波発振器の出力端子に接続し、第2の入力端
    子を平衡回路の2個の制御入力端子の一方に接続
    し、出力端子を関連するレベル制御器の出力端子
    に接続したことを特徴とする特許請求の範囲第1
    1項乃至第14項のいずれかに記載の受信機。
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Families Citing this family (45)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NL8403648A (nl) * 1984-11-30 1986-06-16 Philips Nv Fasegesleutelde lus in het bijzonder voor toepassing in een direktmengende am-synchroonontvanger.
EP0184593A1 (de) * 1984-12-14 1986-06-18 Deutsche ITT Industries GmbH Generatorschaltung zur Erzeugung zweier um 90 grad phasenverschobener Sinussignale
GB8606003D0 (en) * 1986-03-11 1986-04-16 Secr Defence Interference suppression
US4739407A (en) * 1986-03-27 1988-04-19 Hekimian Laboratories, Inc. Frequency modulation television receiver with tracking filter
NL8602819A (nl) * 1986-11-07 1988-06-01 Philips Nv Direktmengende synchroonontvanger.
DE3764361D1 (de) * 1987-03-14 1990-09-20 Itt Ind Gmbh Deutsche Fernsehsignal-frequenzumsetzungsschaltung.
DE3784930T2 (de) * 1987-09-03 1993-09-02 Philips Nv Empfaenger mit zwei zweigen.
EP0305604B1 (en) * 1987-09-03 1992-06-03 Koninklijke Philips Electronics N.V. Receiver comprising parallel signal paths
DE3784717T2 (de) * 1987-09-03 1993-08-26 Philips Nv Phasen- und verstaerkungsregelung fuer einen empfaenger mit zwei zweigen.
NL8800555A (nl) * 1988-03-07 1989-10-02 Philips Nv Synchrone demodulatieschakeling voor een op een draaggolf gemoduleerd televisiesignaal.
EP0343273B1 (de) * 1988-05-27 1994-04-27 Deutsche ITT Industries GmbH Korrekturschaltung für ein digitales Quadratur-Signalpaar
NL8802531A (nl) * 1988-10-14 1990-05-01 Philips Nv Fasedetector en frequentiedemodulator voorzien van zulk een fasedetector.
US5095536A (en) * 1990-03-23 1992-03-10 Rockwell International Corporation Direct conversion receiver with tri-phase architecture
US5122879A (en) * 1990-06-01 1992-06-16 Citizen Watch Co., Ltd. Television synchronous receiver with phase shifter for reducing interference from a lower adjacent channel
ES2075864T3 (es) * 1990-10-02 1995-10-16 Siemens Ag Instalacion para la desmodulacion sincronica de señales moduladas en la amplitud.
US5230099A (en) * 1991-01-24 1993-07-20 Rockwell International Corporation System for controlling phase and gain errors in an i/q direct conversion receiver
US5389964A (en) * 1992-12-30 1995-02-14 Information Resources, Inc. Broadcast channel substitution method and apparatus
WO1994029949A1 (de) * 1993-06-03 1994-12-22 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Fernsehtuner für terrestrischen empfang und satellitenempfang
US5404161A (en) * 1993-07-27 1995-04-04 Information Resources, Inc. Tuned signal detector for use with a radio frequency receiver
EP0674436B1 (de) * 1994-03-23 1999-09-08 Philips Patentverwaltung GmbH Schaltungsanordnung zum Demodulieren eines Videosignals
DE4417725A1 (de) * 1994-05-20 1995-11-23 Ant Nachrichtentech Einrichtung zur digitalen Demodulation der Bild- und Tonanteile eines Fernsehsignals
DE4427018A1 (de) * 1994-07-29 1996-02-08 Siemens Ag Schaltungsanordnung zur Zwischenfrequenzdemodulation
US5742591A (en) * 1995-06-07 1998-04-21 General Instrument Corporation Interference cancellation system for CATV return transmissions
US5828955A (en) * 1995-08-30 1998-10-27 Rockwell Semiconductor Systems, Inc. Near direct conversion receiver and method for equalizing amplitude and phase therein
US6941573B1 (en) 1996-08-07 2005-09-06 Information Resources, Inc. Television distribution system for signal substitution
US6633550B1 (en) 1997-02-20 2003-10-14 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Radio transceiver on a chip
US6118499A (en) * 1997-05-19 2000-09-12 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Digital television signal receiver
CN1110945C (zh) * 1998-07-18 2003-06-04 三星电子株式会社 检测同频道干扰n制信号伴随数字电视信号的方法及装置
FI105609B (fi) * 1998-10-27 2000-09-15 Nokia Mobile Phones Ltd Menetelmä ja järjestely lähetyssignaalin muodostamiseksi
US6879816B2 (en) 1998-11-12 2005-04-12 Broadcom Corporation Integrated switchless programmable attenuator and low noise amplifier
US6397051B1 (en) 1998-12-21 2002-05-28 At&T Corporation Dual image-reject mixer receiver for multiple channel reception and processing
GB9921811D0 (en) * 1999-09-16 1999-11-17 Mitel Semiconductor Ltd Digital tuner
JP2001119269A (ja) * 1999-10-19 2001-04-27 Nec Corp 90度移相器
US6671336B1 (en) 2000-05-16 2003-12-30 Motorola, Inc. Gain controller for circuit having in-phase and quadrature channels, and method
US6490070B1 (en) 2000-07-28 2002-12-03 Terabeam Corporation Method and apparatus for polarization tracking in wireless optical communication systems
US6483621B1 (en) * 2000-07-28 2002-11-19 Terabeam Corporation Method and apparatus for tone tracking in wireless optical communication systems
US6683926B2 (en) 2000-12-18 2004-01-27 Motorola, Inc. Gain controller with comparator offset compensation for circuit having in-phase and quadrature channels
JP2002218338A (ja) * 2001-01-16 2002-08-02 Sony Corp 受信装置及び方法、記録媒体、並びにプログラム
US6941076B1 (en) 2001-05-16 2005-09-06 Terabeam Corporation Tone modulation for out-of-band communication in a free-space optical communication link
US6970651B1 (en) 2001-07-31 2005-11-29 Terabeam Corporation High-sensitivity tracking in free-space optical communication systems
ATE441970T1 (de) 2004-04-13 2009-09-15 Maxlinear Inc Doppel-umsetzungsempfänger mit programmierbarer zwischenfrequenz und kanalauswahl
CA2583654C (en) 2004-10-12 2015-02-17 Maxlinear, Inc. A receiver architecture with digitally generated intermediate frequency
WO2006044373A1 (en) 2004-10-12 2006-04-27 Maxlinear, Inc. A hybrid receiver architecture using upconversion followed by direct downconversion
FR3013482B1 (fr) * 2013-11-20 2017-09-08 Epawn Procede et dispositif de localisation d’elements mobiles pourvus de tags standard de type nfc
RU2680974C1 (ru) * 2018-02-19 2019-03-01 Акционерное общество "Центральный научно-исследовательский радиотехнический институт имени академика А.И. Берга" (АО "ЦНИРТИ им. академика А.И. Берга") Радиоприемное устройство СВЧ

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NL183428B (nl) * 1976-09-17 1988-05-16 Philips Nv Televisieontvanger met een synchrone detectieschakeling en een frequentieafwijkings-detectieschakeling.
NL7613946A (nl) * 1976-12-16 1978-06-20 Philips Nv Televisieontvanger met een demodulatorschakeling voor het demoduleren van een op een draaggolf ge- moduleerd televisiesignaal.
DE2657170A1 (de) * 1976-12-17 1978-06-22 Philips Patentverwaltung Schaltungsanordnung zum empfang eines der seitenbaender aus einem zweiseitenbandsignal
GB2052196A (en) * 1979-06-27 1981-01-21 Plessey Co Ltd Demodulators
NL184594C (nl) * 1979-09-04 1989-09-01 Philips Nv Radio-ontvanger voorzien van een frequentie gesleutelde lus met audiofrequente terugkoppeling, en een stomschakeling.
US4314206A (en) * 1979-12-26 1982-02-02 Motorola Inc. Noise chopper for preventing false locks in a coherent carrier recovery system
US4359692A (en) * 1980-11-07 1982-11-16 Motorola Inc. Rapid acquisition shift keyed signal demodulator
GB2099245B (en) * 1981-05-26 1984-11-14 Philips Electronic Associated Demodulating an amplitude modulated signal

Also Published As

Publication number Publication date
AU568844B2 (en) 1988-01-14
KR920002762B1 (ko) 1992-04-02
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