JPH0131834B2 - - Google Patents
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- JPH0131834B2 JPH0131834B2 JP21171782A JP21171782A JPH0131834B2 JP H0131834 B2 JPH0131834 B2 JP H0131834B2 JP 21171782 A JP21171782 A JP 21171782A JP 21171782 A JP21171782 A JP 21171782A JP H0131834 B2 JPH0131834 B2 JP H0131834B2
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 56
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 9
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 2
- 238000003860 storage Methods 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 1
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 1
- 235000021419 vinegar Nutrition 0.000 description 1
- 239000000052 vinegar Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/455—Demodulation-circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はテレビジヨン受像機およびVTRビデ
オチユーナーに用いることができるテレビジヨン
同期受信機に関するものである。
オチユーナーに用いることができるテレビジヨン
同期受信機に関するものである。
従来例の構成とその問題点
近年、テレビ受像機やVTRビデオチユーナー
には、可変容量ダイオードを同調素子に用いた、
いわゆる電子チユーナが広く使われている。電子
チユーナーは、無接点であるので接点不良の問題
がないこと、電子的に制御できるので遠隔制御等
多機能化に便利なことなどの利点を有している。
しかし可変容量ダイオードの特性にバラツキがあ
ること、同調にインダクタを必要とすることのた
めに、その製造の無調整化、自動化に困難を伴
う。
には、可変容量ダイオードを同調素子に用いた、
いわゆる電子チユーナが広く使われている。電子
チユーナーは、無接点であるので接点不良の問題
がないこと、電子的に制御できるので遠隔制御等
多機能化に便利なことなどの利点を有している。
しかし可変容量ダイオードの特性にバラツキがあ
ること、同調にインダクタを必要とすることのた
めに、その製造の無調整化、自動化に困難を伴
う。
そこで可変容量ダイオードとインダクタによる
同調回路を用いることなく、そして集積回路化し
やすい受信機を構成するために、同期受信機を用
いることが考えられる。同期受信機の方式には
種々あるが、微弱なテレビジヨン信号に同期搬送
波を位相同期させるには同期搬送波再生方式が適
している。この方式はコスタスループ（Costas
loop）方式として知られている。しかしこの方式
をテレビジヨン受像機に応用するには、テレビジ
ヨン受像機に適した周波数引込み回路を構成する
必要がある。
同調回路を用いることなく、そして集積回路化し
やすい受信機を構成するために、同期受信機を用
いることが考えられる。同期受信機の方式には
種々あるが、微弱なテレビジヨン信号に同期搬送
波を位相同期させるには同期搬送波再生方式が適
している。この方式はコスタスループ（Costas
loop）方式として知られている。しかしこの方式
をテレビジヨン受像機に応用するには、テレビジ
ヨン受像機に適した周波数引込み回路を構成する
必要がある。
第１図は従来の同期受信機の構成を示す要部ブ
ロツク図である。この従来例では、同期搬送波再
生方式同期受信機に、微分器を用いた周波数誤差
検出回路が結合されている。このうちコスタスル
ープ方式同期受信機は、変調搬送波入力の同相成
分を同期検波する第１の同期検波器１、直交成分
を同期検波する第２の同期検波器２、これら２つ
の同期検波器１，２の各々の出力を低域濾波する
低域濾波器３および４、これら２つの低域濾波器
３，４の出力を電圧乗算する位相検出器５、この
位相検出器５の出力を低域濾波する低域濾波器
６、この低域濾波器６の出力で制御される電圧制
御発振器７、この電圧制御発振器７の出力を90゜
移相する90゜移相器８からなつている。そして周
波数誤差検出回路は、上記第１の同期検波器１の
出力を低域濾波器３で低域濾波して得た出力を帯
域濾波する帯域濾波器９、この帯域濾波器９の出
力を微分する微分器１０、上記第２の同期検波器
２の出力を低域濾波器４で低域濾波して得た出力
を帯域濾波する帯域濾波器１１、この帯域濾波器
１１の出力と上記微分器１０の出力を乗算する電
圧乗算器１２、この電圧乗算器１２の出力を低域
濾波する低域濾波器１３からなり、上記コスタス
ループ方式同期受信機と電圧加算器１４で結合さ
れている。
ロツク図である。この従来例では、同期搬送波再
生方式同期受信機に、微分器を用いた周波数誤差
検出回路が結合されている。このうちコスタスル
ープ方式同期受信機は、変調搬送波入力の同相成
分を同期検波する第１の同期検波器１、直交成分
を同期検波する第２の同期検波器２、これら２つ
の同期検波器１，２の各々の出力を低域濾波する
低域濾波器３および４、これら２つの低域濾波器
３，４の出力を電圧乗算する位相検出器５、この
位相検出器５の出力を低域濾波する低域濾波器
６、この低域濾波器６の出力で制御される電圧制
御発振器７、この電圧制御発振器７の出力を90゜
移相する90゜移相器８からなつている。そして周
波数誤差検出回路は、上記第１の同期検波器１の
出力を低域濾波器３で低域濾波して得た出力を帯
域濾波する帯域濾波器９、この帯域濾波器９の出
力を微分する微分器１０、上記第２の同期検波器
２の出力を低域濾波器４で低域濾波して得た出力
を帯域濾波する帯域濾波器１１、この帯域濾波器
１１の出力と上記微分器１０の出力を乗算する電
圧乗算器１２、この電圧乗算器１２の出力を低域
濾波する低域濾波器１３からなり、上記コスタス
ループ方式同期受信機と電圧加算器１４で結合さ
れている。
上記コスタスループ方式同期受信機では、第１
および第２の同期検波器１，２から得た同相およ
び直交成分の信号を位相検出器５に加え、この位
相検出器５から受信機の入力である変調搬送波と
電圧制御発振器７の出力すなわち同期搬送波との
位相誤差に比例した電圧を得、この電圧を電圧制
御発振器７に帰還することによつて、上記位相誤
差が０になるように制御される。また上記周波数
誤差検出回路では、上記同相成分の信号を微分器
１０で微分した信号と上記直交成分の信号とを電
圧乗算器１２で電圧乗算して、変調搬送波と同期
搬送波との周波数誤差に比例した電圧を得、この
電圧を電圧加算器１４で上記位相誤差に比例した
電圧に重畳して、上記同期受信機の引込み時間を
短縮している。
および第２の同期検波器１，２から得た同相およ
び直交成分の信号を位相検出器５に加え、この位
相検出器５から受信機の入力である変調搬送波と
電圧制御発振器７の出力すなわち同期搬送波との
位相誤差に比例した電圧を得、この電圧を電圧制
御発振器７に帰還することによつて、上記位相誤
差が０になるように制御される。また上記周波数
誤差検出回路では、上記同相成分の信号を微分器
１０で微分した信号と上記直交成分の信号とを電
圧乗算器１２で電圧乗算して、変調搬送波と同期
搬送波との周波数誤差に比例した電圧を得、この
電圧を電圧加算器１４で上記位相誤差に比例した
電圧に重畳して、上記同期受信機の引込み時間を
短縮している。
第１図に示すこのような従来例では、周波数誤
差検出回路を特に付加しなければならないこと、
また実際に微分器を構成するには困難が伴うとい
う問題点を有している。
差検出回路を特に付加しなければならないこと、
また実際に微分器を構成するには困難が伴うとい
う問題点を有している。
発明の目的
本発明の目的は、微分器を用いた周波数誤差検
出回路を付加することなく、同期受信機の引込み
時間を短縮することを可能とする同期受信機を提
供することである。
出回路を付加することなく、同期受信機の引込み
時間を短縮することを可能とする同期受信機を提
供することである。
発明の構成
上記目的を達成するために、本発明は、電圧制
御発振器と、この電圧制御発振器の出力の位相を
90゜移相させる90゜移相器と、上記電圧制御発振器
の出力と上記90゜移相器の出力とをそれぞれ同期
搬送波とし、これら２つの同期搬送波によつて受
信機入力部から入力される映像搬送波信号の同相
および直交成分を検波する第１および第２の同期
検波器と、上記第１および第２の同期検波器の出
力の位相差を検出する位相検出器と、この位相検
出器の出力を低域濾波する第１の低域濾波器と、
上記第１の同期検波器で発生する音声中間周波信
号の周波数を弁別する周波数弁別器と、この周波
数弁別器の出力を低域濾波する第２の低域濾波器
とを備え、この第２の低域濾波器の出力を上記位
相検出器の出力を低域濾波する上記第１の低域濾
波器の出力とともに上記制御発振器に帰還するよ
う構成したものであり、これにより上記電圧制御
発振器の出力周波数を上記映像搬送波の周波数に
引込み、さらに上記第１と第２の同期検波器の検
波出力の位相差を０にするようにしている。
御発振器と、この電圧制御発振器の出力の位相を
90゜移相させる90゜移相器と、上記電圧制御発振器
の出力と上記90゜移相器の出力とをそれぞれ同期
搬送波とし、これら２つの同期搬送波によつて受
信機入力部から入力される映像搬送波信号の同相
および直交成分を検波する第１および第２の同期
検波器と、上記第１および第２の同期検波器の出
力の位相差を検出する位相検出器と、この位相検
出器の出力を低域濾波する第１の低域濾波器と、
上記第１の同期検波器で発生する音声中間周波信
号の周波数を弁別する周波数弁別器と、この周波
数弁別器の出力を低域濾波する第２の低域濾波器
とを備え、この第２の低域濾波器の出力を上記位
相検出器の出力を低域濾波する上記第１の低域濾
波器の出力とともに上記制御発振器に帰還するよ
う構成したものであり、これにより上記電圧制御
発振器の出力周波数を上記映像搬送波の周波数に
引込み、さらに上記第１と第２の同期検波器の検
波出力の位相差を０にするようにしている。
実施例の説明
以下本発明の実施例を図面に基づいて説明す
る。第２図は本発明の一実施例のブロツク図であ
る。１５は高周波入力部、１６は第１の同期検波
器、１７は第２の同期検波器、１８および１９は
低域濾波器、２０および２１は信号増幅器、２２
は位相検出器、２３は低域濾波器、２４は電圧制
御発振器、２５は90゜移相器で、これらによりコ
スタスループを構成する。２６は音声中間周波増
幅器、２７は周波数弁別回路、２８は電圧減算
器、２９は低域濾波器で、これらにより周波数引
込み回路を構成し、その出力は電圧加算器３０で
上記コスタスループの低域濾波器２３の出力に加
算される。３１は電圧記憶装置、３２は電圧選択
器、３３は制御入力装置で、これらは選局電圧発
生回路を構成する。前記電圧選択器３２の出力電
圧は電圧加算器３０で上記コスタスループの低域
濾波器２３の出力と加算される。３４は映像信号
増幅器、３５は映像出力装置、３６は音声出力装
置である。
る。第２図は本発明の一実施例のブロツク図であ
る。１５は高周波入力部、１６は第１の同期検波
器、１７は第２の同期検波器、１８および１９は
低域濾波器、２０および２１は信号増幅器、２２
は位相検出器、２３は低域濾波器、２４は電圧制
御発振器、２５は90゜移相器で、これらによりコ
スタスループを構成する。２６は音声中間周波増
幅器、２７は周波数弁別回路、２８は電圧減算
器、２９は低域濾波器で、これらにより周波数引
込み回路を構成し、その出力は電圧加算器３０で
上記コスタスループの低域濾波器２３の出力に加
算される。３１は電圧記憶装置、３２は電圧選択
器、３３は制御入力装置で、これらは選局電圧発
生回路を構成する。前記電圧選択器３２の出力電
圧は電圧加算器３０で上記コスタスループの低域
濾波器２３の出力と加算される。３４は映像信号
増幅器、３５は映像出力装置、３６は音声出力装
置である。
このようにして構成された本実施例のテレビジ
ヨン同期受信機について、以下その動作を説明す
る。まず、テレビジヨン信号をコスタスループ方
式同期受信機で受信するときの動作について説明
する。高周波入力部１５に入力された受信希望チ
ヤンネルの映像搬送波信号をυV（ｔ）、音声搬送波
信号をυS（ｔ）とする。υV（ｔ）は残留側波帯変調
されているから次式のように表せる。
ヨン同期受信機について、以下その動作を説明す
る。まず、テレビジヨン信号をコスタスループ方
式同期受信機で受信するときの動作について説明
する。高周波入力部１５に入力された受信希望チ
ヤンネルの映像搬送波信号をυV（ｔ）、音声搬送波
信号をυS（ｔ）とする。υV（ｔ）は残留側波帯変調
されているから次式のように表せる。
υV（ｔ）＝Re｛〔Ｉ（ｔ）＋jQ（ｔ）〕expj〔ωVｔ＋
V〕｝＝Ｉ（ｔ）cos〔ωVｔ＋V〕 −Ｑ（ｔ）sin〔ωVｔ＋V〕 ……(1) ここで、Reは｛ ｝内の式の実数部である。
Ｉ（ｔ）は搬送波信号に対し同相成分の信号で、
この中に映像信号を含む。Ｑ（ｔ）は搬送波信号
に対し直交成分の信号、ωVは映像搬送波信号の
角周波数、Vは映像搬送波信号の位相である。
V〕｝＝Ｉ（ｔ）cos〔ωVｔ＋V〕 −Ｑ（ｔ）sin〔ωVｔ＋V〕 ……(1) ここで、Reは｛ ｝内の式の実数部である。
Ｉ（ｔ）は搬送波信号に対し同相成分の信号で、
この中に映像信号を含む。Ｑ（ｔ）は搬送波信号
に対し直交成分の信号、ωVは映像搬送波信号の
角周波数、Vは映像搬送波信号の位相である。
電圧制御発振器２４の出力を
υ0（ｔ）＝A0cos（ω0t＋0） ……(2)
とし、これを式(1)の映像搬送波信号υV（ｔ）とと
もに電圧乗算器から成る第１の同期検波器１６に
加えると、その出力υPV（ｔ）は υPV（ｔ）＝｛Ｉ（ｔ）cos〔ωVｔ＋V〕−Ｑ（ｔ
）sin〔ωVｔ＋V〕｝A0cos（ω0t＋0） ＝A0I（ｔ）cos〔ωVｔ＋V〕cos（ω0t＋0
）−A0Q（ｔ）sin〔ωVｔ＋V〕cos（ω0t＋0） ＝A0I（ｔ）／２｛cos〔（ωV＋ω0）ｔ＋V
＋0〕＋cos〔（ωV−ω0）ｔ＋V−0〕｝ −A0Q（ｔ）／２｛sin〔（ωV＋ω0）ｔ＋V
＋0〕＋sin〔（ωV−ω0）ｔ＋V−0〕｝……(3) いま、電圧制御発振器２４の出力が映像搬送波
に同期すると、ω0＝ωVであるから、 υPV（ｔ）＝A0I（ｔ）／２｛cos〔2ωVｔ＋V＋0〕
＋cos〔V−0〕｝−A0Q（ｔ）／２｛sin〔2ωVｔ＋
V＋0〕 ＋sin〔V−0〕｝ ……(4) 低域濾波器２３で2ωV信号を除去すると、 υPV（ｔ）＝A0I（ｔ）／２cos−A0Q（ｔ）／２sin
……(5) ここで、はV−0で、映像搬送波と電圧制
御発振器出力との位相差である。もし＝０なら
ば υPV（ｔ）＝A0I（ｔ）／２ ……(6) となる。すなわち映像搬送波に対同相成分の信号
が検波出力として得られる。しかし直交成分は検
出されない。検波出力A0I（ｔ）／２は映像検波出力 として、低域濾波器１８を経て信号増幅器２０で
増幅され、映像信号増幅器３４を経て映像出力装
置３５に出力される。
もに電圧乗算器から成る第１の同期検波器１６に
加えると、その出力υPV（ｔ）は υPV（ｔ）＝｛Ｉ（ｔ）cos〔ωVｔ＋V〕−Ｑ（ｔ
）sin〔ωVｔ＋V〕｝A0cos（ω0t＋0） ＝A0I（ｔ）cos〔ωVｔ＋V〕cos（ω0t＋0
）−A0Q（ｔ）sin〔ωVｔ＋V〕cos（ω0t＋0） ＝A0I（ｔ）／２｛cos〔（ωV＋ω0）ｔ＋V
＋0〕＋cos〔（ωV−ω0）ｔ＋V−0〕｝ −A0Q（ｔ）／２｛sin〔（ωV＋ω0）ｔ＋V
＋0〕＋sin〔（ωV−ω0）ｔ＋V−0〕｝……(3) いま、電圧制御発振器２４の出力が映像搬送波
に同期すると、ω0＝ωVであるから、 υPV（ｔ）＝A0I（ｔ）／２｛cos〔2ωVｔ＋V＋0〕
＋cos〔V−0〕｝−A0Q（ｔ）／２｛sin〔2ωVｔ＋
V＋0〕 ＋sin〔V−0〕｝ ……(4) 低域濾波器２３で2ωV信号を除去すると、 υPV（ｔ）＝A0I（ｔ）／２cos−A0Q（ｔ）／２sin
……(5) ここで、はV−0で、映像搬送波と電圧制
御発振器出力との位相差である。もし＝０なら
ば υPV（ｔ）＝A0I（ｔ）／２ ……(6) となる。すなわち映像搬送波に対同相成分の信号
が検波出力として得られる。しかし直交成分は検
出されない。検波出力A0I（ｔ）／２は映像検波出力 として、低域濾波器１８を経て信号増幅器２０で
増幅され、映像信号増幅器３４を経て映像出力装
置３５に出力される。
低域濾波器１８の濾波特性は第３図に示されて
いる。映像信号はこの図に示すようにベースバン
ドで濾波される。従来のスーパーヘテロダイン受
信方式でテレビジヨン信号を受信したときは、そ
の中間周波増幅器のナイキスト濾波特性のため
に、総合的なベースバンド周波数特性は平担であ
るとみなせるが、本発明のような同期受信方式で
は、第４図ａのようになつているとみなさなけれ
ばならない。すなわち低域部の電圧利得は高域部
の利得の２倍となつている。そこで第２図の実施
例では映像信号増幅器３４の周波数特性を第４図
ｂのようにしてこれを補正している。
いる。映像信号はこの図に示すようにベースバン
ドで濾波される。従来のスーパーヘテロダイン受
信方式でテレビジヨン信号を受信したときは、そ
の中間周波増幅器のナイキスト濾波特性のため
に、総合的なベースバンド周波数特性は平担であ
るとみなせるが、本発明のような同期受信方式で
は、第４図ａのようになつているとみなさなけれ
ばならない。すなわち低域部の電圧利得は高域部
の利得の２倍となつている。そこで第２図の実施
例では映像信号増幅器３４の周波数特性を第４図
ｂのようにしてこれを補正している。
テレビジヨン放送の音声搬送波信号υS（ｔ）は
周波数変調されているから、 υS（ｔ）＝AScos〔｛ωS＋ｓ（ｔ）｝ｔ＋S〕………
(7) で表せる。ここで、ASは音声搬送波信号の振幅、
ωSは音声搬送波信号の角周波数、ｓ（ｔ）は音声
信号、Sは音声搬送波信号の位相である。
周波数変調されているから、 υS（ｔ）＝AScos〔｛ωS＋ｓ（ｔ）｝ｔ＋S〕………
(7) で表せる。ここで、ASは音声搬送波信号の振幅、
ωSは音声搬送波信号の角周波数、ｓ（ｔ）は音声
信号、Sは音声搬送波信号の位相である。
このυS（ｔ）と式(2)のυ0（ｔ）を同期検波器１６
に加えると、その出力は、 υPS（ｔ）＝AScos〔｛ωS＋ｓ（ｔ）｝ｔ＋S〕A0cos
（ω0t＋0）＝ASA0／２cos〔（ωS＋ω0）ｔ ＋ｓ（ｔ）ｔ＋S＋0〕＋ASA0／２cos〔（
ωS−ω0）ｔ＋ｓ（ｔ）ｔ＋S−0〕……(8) 低域濾波器１８でωS＋ω0の周波数成分を除去
すると、 υPS（ｔ）＝ASA0／２cos〔（ωS−ω0）ｔ ＋ｓ（ｔ）ｔ＋S−0〕 ……(9) ωIF＝ωS−ω0・ω0＝ωVとすると、 υPS（ｔ）＝ASA0／２cos〔｛ωIF＋ｓ（ｔ）｝ｔ＋S
−0〕 ……(10) 式(9)のυPS（ｔ）は式(7)で示される音声搬送波信
号を角周波数がωIFの音声中間周波信号に変換し
たものにほかならない。
に加えると、その出力は、 υPS（ｔ）＝AScos〔｛ωS＋ｓ（ｔ）｝ｔ＋S〕A0cos
（ω0t＋0）＝ASA0／２cos〔（ωS＋ω0）ｔ ＋ｓ（ｔ）ｔ＋S＋0〕＋ASA0／２cos〔（
ωS−ω0）ｔ＋ｓ（ｔ）ｔ＋S−0〕……(8) 低域濾波器１８でωS＋ω0の周波数成分を除去
すると、 υPS（ｔ）＝ASA0／２cos〔（ωS−ω0）ｔ ＋ｓ（ｔ）ｔ＋S−0〕 ……(9) ωIF＝ωS−ω0・ω0＝ωVとすると、 υPS（ｔ）＝ASA0／２cos〔｛ωIF＋ｓ（ｔ）｝ｔ＋S
−0〕 ……(10) 式(9)のυPS（ｔ）は式(7)で示される音声搬送波信
号を角周波数がωIFの音声中間周波信号に変換し
たものにほかならない。
低域濾波器１８の濾波特性は、第３図のように
音声中間周波信号の周波数ωIFをカバーするよう
になつている。音声中間周波信号はこの低域濾波
器１８を経て信号増幅器２０および音声中間周波
増幅器２６で増幅される。その出力は周波数弁別
器２７で復調され、音声信号ｓ（ｔ）が得られる。
ｓ（ｔ）は音声出力装置３６に供給される。
音声中間周波信号の周波数ωIFをカバーするよう
になつている。音声中間周波信号はこの低域濾波
器１８を経て信号増幅器２０および音声中間周波
増幅器２６で増幅される。その出力は周波数弁別
器２７で復調され、音声信号ｓ（ｔ）が得られる。
ｓ（ｔ）は音声出力装置３６に供給される。
以上では、映像搬送波信号υV（ｔ）の位相と電
圧制御発振器２４出力の同期搬送波信号υ0（ｔ）
の位相との間に差がないもの、すなわち＝０と
して説明したが、この状態は次のようにして得ら
れる。
圧制御発振器２４出力の同期搬送波信号υ0（ｔ）
の位相との間に差がないもの、すなわち＝０と
して説明したが、この状態は次のようにして得ら
れる。
90゜移相器の出力υQ（ｔ）は電圧制御発振器２４
の出力と90゜の位相差を持つから、 υQ（ｔ）＝A0sin（ω0t＋0） ……(11) これを式(1)のυV（ｔ）とともに電圧乗算器から
成る第２の同期検波器１７に加えると、その出力
υPQ（ｔ）は、 υPQ（ｔ）＝｛Ｉ（ｔ）cos〔ωVｔ＋V〕−Ｑ（ｔ）s
in〔ωV＋V〕｝A0sin（ω0t＋0） ＝A0I（ｔ）cos〔ωV＋V〕sin（ω0t＋0）−
A0Q（ｔ）sin〔ωV＋V〕sin（ω0t＋0） ＝A0I（ｔ）／２｛sin〔（ωV＋ω0）ｔ＋V＋
0）−sin〔ωV−ω0）ｔ＋V−0〕｝ −A0Q（ｔ）／２｛−cos〔（ωV＋ω0）ｔ＋V
＋0〕＋cos〔（ωV−ω0）ｔ＋V−0）｝……(12)
ω0＝ωVであるから、 υPQ（ｔ）＝A0I（ｔ）／２｛sin〔2ωVｔ＋V＋0〕
−sin〔V＋0〕｝−A0Q（ｔ）／２｛−cos〔2ωVｔ
＋V＋0〕 ＋cos〔V−0〕｝ ……（13） 低域濾波器１９で2ωV信号を除去すると、 υPQ（ｔ）＝−A0I（ｔ）／２sin−A0Q（ｔ）／２cos
……（14） が得られる。このυPQ（ｔ）は信号増幅器２１で増
幅され、位相検出器２２に加えられる。
の出力と90゜の位相差を持つから、 υQ（ｔ）＝A0sin（ω0t＋0） ……(11) これを式(1)のυV（ｔ）とともに電圧乗算器から
成る第２の同期検波器１７に加えると、その出力
υPQ（ｔ）は、 υPQ（ｔ）＝｛Ｉ（ｔ）cos〔ωVｔ＋V〕−Ｑ（ｔ）s
in〔ωV＋V〕｝A0sin（ω0t＋0） ＝A0I（ｔ）cos〔ωV＋V〕sin（ω0t＋0）−
A0Q（ｔ）sin〔ωV＋V〕sin（ω0t＋0） ＝A0I（ｔ）／２｛sin〔（ωV＋ω0）ｔ＋V＋
0）−sin〔ωV−ω0）ｔ＋V−0〕｝ −A0Q（ｔ）／２｛−cos〔（ωV＋ω0）ｔ＋V
＋0〕＋cos〔（ωV−ω0）ｔ＋V−0）｝……(12)
ω0＝ωVであるから、 υPQ（ｔ）＝A0I（ｔ）／２｛sin〔2ωVｔ＋V＋0〕
−sin〔V＋0〕｝−A0Q（ｔ）／２｛−cos〔2ωVｔ
＋V＋0〕 ＋cos〔V−0〕｝ ……（13） 低域濾波器１９で2ωV信号を除去すると、 υPQ（ｔ）＝−A0I（ｔ）／２sin−A0Q（ｔ）／２cos
……（14） が得られる。このυPQ（ｔ）は信号増幅器２１で増
幅され、位相検出器２２に加えられる。
電圧乗算器から成る位相検出器２２ではυPV
（ｔ）とυPQ（ｔ）が電圧乗算され、その結果、制
御電圧υC（ｔ）が発生する。
（ｔ）とυPQ（ｔ）が電圧乗算され、その結果、制
御電圧υC（ｔ）が発生する。
υC（ｔ）＝υPV（ｔ）・υPQ（ｔ）＝｛A0I（ｔ）／２
cos−A0Q（ｔ）／２sin｝｛−A0I（ｔ）／２sin
−A0Q（ｔ）／２cos｝ ＝−A0 2／８｛Ｉ（ｔ）2−Ｑ（ｔ）2｝θ−A0 2
／４｛Ｉ（ｔ）Ｑ（ｔ）｝……（15） ここでθ＝2である。ただし第１と第２の信
号増幅器の増幅度はここでは１とする。
cos−A0Q（ｔ）／２sin｝｛−A0I（ｔ）／２sin
−A0Q（ｔ）／２cos｝ ＝−A0 2／８｛Ｉ（ｔ）2−Ｑ（ｔ）2｝θ−A0 2
／４｛Ｉ（ｔ）Ｑ（ｔ）｝……（15） ここでθ＝2である。ただし第１と第２の信
号増幅器の増幅度はここでは１とする。
映像搬送波信号υV（ｔ）は残留側波帯特性を持
つているから、同相成分Ｉ（ｔ）は直交成分Ｑ
（ｔ）よりも常に大きい。したがつて、 A0 2／８｛Ｉ（ｔ）2−Ｑ（ｔ）2｝≠０ である。このときループ帯域幅が式（15）の第２
項成分を除去するのに十分狭ければ、電圧制御発
振器２４はθ＝０となるように制御される。すな
わち映像搬送波信号υV（ｔ）と電圧制御発振器２
４の出力υ0（ｔ）の位相誤差は、＝０の状態
となる。
つているから、同相成分Ｉ（ｔ）は直交成分Ｑ
（ｔ）よりも常に大きい。したがつて、 A0 2／８｛Ｉ（ｔ）2−Ｑ（ｔ）2｝≠０ である。このときループ帯域幅が式（15）の第２
項成分を除去するのに十分狭ければ、電圧制御発
振器２４はθ＝０となるように制御される。すな
わち映像搬送波信号υV（ｔ）と電圧制御発振器２
４の出力υ0（ｔ）の位相誤差は、＝０の状態
となる。
次に、周波数引込み回路の動作について説明す
る。同期検波器１６で音声中間周波信号υPS（ｔ）
が得られること、このυPS（ｔ）が低域濾波器１
８、信号増幅器２０、音声中間周波増幅器２６を
経て周波数弁別器２７で音声信号ｓ（ｔ）に復調
されることは前に述べた。周波数引込み回路は、
この周波数弁別器２７から得られる周波数弁別出
力をコスタスループの周波数引込みに利用して、
その引込み時間を短縮しようとするものである。
る。同期検波器１６で音声中間周波信号υPS（ｔ）
が得られること、このυPS（ｔ）が低域濾波器１
８、信号増幅器２０、音声中間周波増幅器２６を
経て周波数弁別器２７で音声信号ｓ（ｔ）に復調
されることは前に述べた。周波数引込み回路は、
この周波数弁別器２７から得られる周波数弁別出
力をコスタスループの周波数引込みに利用して、
その引込み時間を短縮しようとするものである。
周波数弁別器２７に加わる音声中間周波信号
υPS′（ｔ）は式(9)の振幅をある一定値AS′とおき、
ωS−ω0を中間周波角周波数ωIFと誤差周波数Δω
の和とし、S−0の微分値をこのΔωに含めるこ
とにより次式で表わすことができる。
υPS′（ｔ）は式(9)の振幅をある一定値AS′とおき、
ωS−ω0を中間周波角周波数ωIFと誤差周波数Δω
の和とし、S−0の微分値をこのΔωに含めるこ
とにより次式で表わすことができる。
υPS′（ｔ）＝AS′cos〔ωIF＋Δω＋ｓ（ｔ）〕ｔ
……(16) ただしωIF＝ωS−ωVである。
……(16) ただしωIF＝ωS−ωVである。
音声信号ｓ（ｔ）の平均値は０であるから、音
声中間周波信号υPS′（ｔ）の瞬時角周波数の平均
値はωIF＋Δωである。この平均値周波数に対応す
る周波数弁別器２７の出力を図示すると第５図ａ
のようになる。ただし電圧VSは角周波数ωIFに対
応する周波数弁別器出力である。電圧減算器２８
はこの出力から音声中間周波信号の搬送角周波数
がωIFであるときその出力電圧が0Vとなるように
電圧VSを減ずる。このときの電圧減算器出力を
第５図ｂに示す。
声中間周波信号υPS′（ｔ）の瞬時角周波数の平均
値はωIF＋Δωである。この平均値周波数に対応す
る周波数弁別器２７の出力を図示すると第５図ａ
のようになる。ただし電圧VSは角周波数ωIFに対
応する周波数弁別器出力である。電圧減算器２８
はこの出力から音声中間周波信号の搬送角周波数
がωIFであるときその出力電圧が0Vとなるように
電圧VSを減ずる。このときの電圧減算器出力を
第５図ｂに示す。
す。
低域濾波器２９の遮断周波数をｓ（ｔ）成分を
除去するのに充分低く決めておくならば、低域濾
波器２９からは誤差周波数Δωの極性およびその
大きさに対応した出力電圧が得られる。この出力
電圧が電圧加算器３０を経て電圧制御発振器２４
に加わる。
除去するのに充分低く決めておくならば、低域濾
波器２９からは誤差周波数Δωの極性およびその
大きさに対応した出力電圧が得られる。この出力
電圧が電圧加算器３０を経て電圧制御発振器２４
に加わる。
低域濾波器２９は電圧積分器で構成することが
できる。電圧減算器２９の出力が0Vを基準とし
て誤差を持つ場合、その誤差の正負に従つて電圧
積分器出力の増減の方向が決まり、その絶対値に
従つて積分器出力の変化の速度が変わる。そして
周波数引込みの動作が完了して電圧減算器出力が
0Vになると、積分器出力の変動は無くなる。結
局、音声中間周波増幅器２６、周波数弁別器２
７、電圧減算器２８、低域濾波器２９から成る周
波数引込み回路は、コスタスループの周波数引込
み動作を助けることになる。
できる。電圧減算器２９の出力が0Vを基準とし
て誤差を持つ場合、その誤差の正負に従つて電圧
積分器出力の増減の方向が決まり、その絶対値に
従つて積分器出力の変化の速度が変わる。そして
周波数引込みの動作が完了して電圧減算器出力が
0Vになると、積分器出力の変動は無くなる。結
局、音声中間周波増幅器２６、周波数弁別器２
７、電圧減算器２８、低域濾波器２９から成る周
波数引込み回路は、コスタスループの周波数引込
み動作を助けることになる。
最後に本実施例のテレビジヨン受信機が受信希
望チヤンネルを選択し、受信状態に入る動作を説
明する。制御入力装置３３から入力された受信希
望のチヤンネルに対応して、電圧記憶装置３１に
記憶された選局電圧を電圧選択器３２で選択し、
これを電圧加算器３０に加える。この選局電圧に
よつて電圧制御発振器２４が制御され、同期搬送
波信号υ0（ｔ）が発生する。音声搬送波信号υS
（ｔ）とこの同期搬送波信号υ0（ｔ）が同期検波器
１６に加えられ、その結果音声中間周波信号υPS
（ｔ）が発生する。前記周波数引込み回路によつ
てこの音声中間周波信号υPS（ｔ）の周波数が、放
送されて来る映像搬送波信号υV（ｔ）の搬送周波
数ωVと音声搬送信号υS（ｔ）の搬送周波数ωSの差
すなわちωIFに等しくなるように、上記同期搬送
波信号υ0（ｔ）の周波数が制御される。この周波
数がコスタスループの周波数引込み範囲に入る
と、コスタスループは急速に位相同期の状態に入
る。コスタスループが位相同期すると同期検波器
１６からは映像信号υPV（ｔ）と音声中間周波信号
υPS（ｔ）が得られる。これらの信号は低域濾波器
１８等を経て、映像信号は映像出力装置３５に、
音声中間周波信号は周波数弁別器２７で復調され
てその復調信号である音声信号が音声出力装置３
６に出力される。
望チヤンネルを選択し、受信状態に入る動作を説
明する。制御入力装置３３から入力された受信希
望のチヤンネルに対応して、電圧記憶装置３１に
記憶された選局電圧を電圧選択器３２で選択し、
これを電圧加算器３０に加える。この選局電圧に
よつて電圧制御発振器２４が制御され、同期搬送
波信号υ0（ｔ）が発生する。音声搬送波信号υS
（ｔ）とこの同期搬送波信号υ0（ｔ）が同期検波器
１６に加えられ、その結果音声中間周波信号υPS
（ｔ）が発生する。前記周波数引込み回路によつ
てこの音声中間周波信号υPS（ｔ）の周波数が、放
送されて来る映像搬送波信号υV（ｔ）の搬送周波
数ωVと音声搬送信号υS（ｔ）の搬送周波数ωSの差
すなわちωIFに等しくなるように、上記同期搬送
波信号υ0（ｔ）の周波数が制御される。この周波
数がコスタスループの周波数引込み範囲に入る
と、コスタスループは急速に位相同期の状態に入
る。コスタスループが位相同期すると同期検波器
１６からは映像信号υPV（ｔ）と音声中間周波信号
υPS（ｔ）が得られる。これらの信号は低域濾波器
１８等を経て、映像信号は映像出力装置３５に、
音声中間周波信号は周波数弁別器２７で復調され
てその復調信号である音声信号が音声出力装置３
６に出力される。
発明の効果
以上本発明によれば、コスタスループを用いた
テレビジヨン同期受信機の同期検波器から発生す
る音声中間周波信号の周波数が、コスタスループ
が同期状態に入つたら映像搬送波周波数と音声搬
送周波数の差に等しくなることに着目して、音声
信号復調用の周波数弁別器の出力を利用して周波
数引込み回路を構成しており、したがつてテレビ
ジヨン受信機に必要不可欠な音声中間周波増幅器
および周波数弁別器はそのまま用い、低域濾波器
を付加するだけで周波数引込み回路が構成でき、
従来例のように微分器を用いた周波数誤差検出器
を特別に付加する必要がないという効果が得ら
る。
テレビジヨン同期受信機の同期検波器から発生す
る音声中間周波信号の周波数が、コスタスループ
が同期状態に入つたら映像搬送波周波数と音声搬
送周波数の差に等しくなることに着目して、音声
信号復調用の周波数弁別器の出力を利用して周波
数引込み回路を構成しており、したがつてテレビ
ジヨン受信機に必要不可欠な音声中間周波増幅器
および周波数弁別器はそのまま用い、低域濾波器
を付加するだけで周波数引込み回路が構成でき、
従来例のように微分器を用いた周波数誤差検出器
を特別に付加する必要がないという効果が得ら
る。
なお、本発明では音声信号復調用の周波数弁別
器出力から得られる制御電圧を電圧制御発振器に
負帰還させているので、周波数引込み回路の第２
の低域濾波器の出力に音声信号が残つていても、
この信号はコスタスループの第１の低域濾波器出
力に含まれる映像信号による音声信号への妨害を
減少させる方向に働くという効果も有している。
器出力から得られる制御電圧を電圧制御発振器に
負帰還させているので、周波数引込み回路の第２
の低域濾波器の出力に音声信号が残つていても、
この信号はコスタスループの第１の低域濾波器出
力に含まれる映像信号による音声信号への妨害を
減少させる方向に働くという効果も有している。
さらに、周波数引込み回路の低域濾波器を電圧
積分器で構成するならば、電圧積分器への入力が
0Vを基準として誤差を持つ場合、その誤差の正
負に従つて電圧積分器出力の増減の方向が決まる
ので、電圧制御発振器の制御回路が簡単になると
いう効果が得られる。
積分器で構成するならば、電圧積分器への入力が
0Vを基準として誤差を持つ場合、その誤差の正
負に従つて電圧積分器出力の増減の方向が決まる
ので、電圧制御発振器の制御回路が簡単になると
いう効果が得られる。
第１図は従来例の要部ブロツク図、第２図は本
発明の一実施例の要部ブロツク図、第３図は同期
検波器出力を濾波する低域濾波器の周波数特性
図、第４図ａは映像信号のベースバンド周波数特
性図、第４図ｂは映像信号増幅器の周波数特性
図、第５図ａは周波数弁別器の出力特性図、第５
図ｂは電圧減算器の出力特性図である。 １６…第１の同期検波器、１７…第２の同期検
波器、２２…位相検出器、２３…低域濾波器（第
１の）、２４…電圧制御発振器、２５…90゜移相
器、２６…音声中間周波増幅器、２７…周波数弁
別器、２８…電圧減算器、２９…低域濾波器（第
２の）、３０…電圧加算器。
発明の一実施例の要部ブロツク図、第３図は同期
検波器出力を濾波する低域濾波器の周波数特性
図、第４図ａは映像信号のベースバンド周波数特
性図、第４図ｂは映像信号増幅器の周波数特性
図、第５図ａは周波数弁別器の出力特性図、第５
図ｂは電圧減算器の出力特性図である。 １６…第１の同期検波器、１７…第２の同期検
波器、２２…位相検出器、２３…低域濾波器（第
１の）、２４…電圧制御発振器、２５…90゜移相
器、２６…音声中間周波増幅器、２７…周波数弁
別器、２８…電圧減算器、２９…低域濾波器（第
２の）、３０…電圧加算器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電圧制御発振器と、この電圧制御発振器の出
力の位相を90゜移相させる90゜移相器と、上記電圧
制御発振器の出力と上記90゜移相器の出力とをそ
れぞれ同期搬送波としこれら２つの同期搬送波に
よつて受信機入力部から入力される映像搬送波信
号の同相および直交成分を検波する第１および第
２の同期検波器と、上記第１および第２の同期検
波器の出力の位相差を検出する位相検出器と、こ
の位相検波器の出力を低域濾波する第１の低域濾
波器と、上記第１の同期検波器で発生する音声中
間周波信号の周波数を弁別する周波数弁別器と、
この周波数弁別器の出力を低域濾波する第２の低
域濾波器とを備え、この第２の低域濾波器の出力
を上記位相検出器の出力を低域濾波する上記第１
の低域濾波器の出力とともに上記電圧制御発振器
に帰還するようにしたテレビジヨン同期受信機。 ２ 周波数弁別器の出力を低域濾波する第２の低
域濾波器を電圧積分器で構成したことを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載のテレビジヨン同期
受信機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21171782A JPS59101981A (ja) | 1982-12-01 | 1982-12-01 | テレビジヨン同期受信機 |
| US06/550,217 US4578706A (en) | 1982-11-12 | 1983-11-09 | Television synchronous receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21171782A JPS59101981A (ja) | 1982-12-01 | 1982-12-01 | テレビジヨン同期受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59101981A JPS59101981A (ja) | 1984-06-12 |
| JPH0131834B2 true JPH0131834B2 (ja) | 1989-06-28 |
Family
ID=16610428
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21171782A Granted JPS59101981A (ja) | 1982-11-12 | 1982-12-01 | テレビジヨン同期受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59101981A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6165578A (ja) * | 1984-09-06 | 1986-04-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | テレビジヨン同期受信機 |
-
1982
- 1982-12-01 JP JP21171782A patent/JPS59101981A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59101981A (ja) | 1984-06-12 |
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