JPS628962B2

JPS628962B2 -

Info

Publication number: JPS628962B2
Application number: JP8489177A
Authority: JP
Inventors: Teruo Muraoka; Yukinobu Ishigaki; Masaki Hagiwara; Takeo Nasu; Kunihiro Kato
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1977-07-15
Filing date: 1977-07-15
Publication date: 1987-02-25
Also published as: JPS5419641A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、復調の対象とされるFM信号の占有
周波数帯域内、及びまたはそれに近接する周波数
帯域に存在または生じた雑音（及びまたは妨害
波、干渉雑音）によつてFM復調信号中に生じる
雑音が効果的に排除でき、高忠実度のFM復調信
号が得られるようになされた位相追尾ループ（フ
エーズ・トラツキング・ループ、略称として
PTLと記載されることがある）方式によるFM復
調回路について、その適用可能な周波数帯域の拡
張と、構成の簡略化とが達成できるようにされた
PTL方式によるFM復調回路を得ることを目的と
〓〓〓
してなされたものである。

前記したPTL方式によるFM復調回路は、当
初、本出願人会社で研究開発されて実用化され
た、いわゆるCD−４方式による４チヤンネル立
体音響レコードより再生された雑音や妨害波の影
響を受けているFM信号から、雑音や妨害波の存
在に基づいてFM復調信号中に生じる雑音が効果
的に除去された状態の忠実度の高いFM復調信号
を得ることができるようにするためのFM復調回
路として本出願人会社によつて開発されたもので
あり、これは第１図に示すように、FM復調器３
の前段回路として可変帯域濾波器２を設けてお
き、前記した可変帯域濾波器２の中心周波数を、
入力端子１に供給されたFM信号の瞬時周波数に
常に一致するように制御することができれば、仮
え、復調の対象とされるFM信号中に雑音や妨害
波が存在していたとしても、FM復調器３からは
充分に高い品質のFM復調信号を出力端子４に送
出することが可能となるであろう、という着想を
出発点とし、その実現のための研究の積重ねの結
果として完成されたものであつて、このPTL方
式によるFM復調回路の基本的な構成は第２図に
よつて示されるようなものであり、本出願人会社
によつて既に特許出願されている。

すなわち、第２図において、１は復調の対象と
されるFM信号の入力端子、４はFM復調信号の
出力端子、５は全周波数帯域にわたつて入、出力
信号間に90゜の位相差を与えるヒルベルトフイル
タ（90゜位相器）、６は中心周波数が制御信号に
応じて可変となされている可変帯域濾波器、７は
位相比較器（掛算器）、８はループフイルタ、９
はループ増幅器であつて、入力端子１に供給され
たFM信号は、ヒルベルトフイルタ５によつて90
゜だけ移相された後に位相比較器７へその一方入
力信号として供給されると共に、可変帯域濾波器
６を介して位相比較器７へその他方入力信号とし
て与えられる。

ここで、上記した可変帯域濾波器６の中心周波
数が、常に、入力FM信号の瞬時周波数と一致す
るような周波数値となるように、可変帯域濾波器
６が制御信号によつて制御された場合、すなわ
ち、可変帯域濾波器６を、その中心周波数が常に
入力FM信号の瞬時周波数と一致するように動作
する追尾フイルタ６として動作させた場合には、
入力FM信号中の雑音や妨害波などが良好に抑圧
されることは明らかである。

そして、追尾フイルタ６が入力FM信号の瞬時
周波数と一致した中心周波数となされる状態、換
言すれば、追尾フイルタ６がFM信号に位相回転
を与えない状態は、追尾フイルタ６の入力側と出
力側とにおけるFM信号の位相差を検出し、その
位相差が小さくなるように追尾フイルタ６に対し
て帰還を施こすことによつて実現できるのであ
り、それを具体化したのが第２図示のような回路
配置である。

第２図示の回路配置における位相比較器７にお
いて、ヒルベルトフイルタ５からのFM信号を位
相比較基準信号とし、それと追尾フイルタ６から
のFM信号との位相比較が行なわれた結果として
得られた位相差信号は、ループフイルタ８に与え
られる。ループフイルタ８では位相比較動作に起
因して位相差信号中に生じていた不要な信号成分
を除去する。

ループフイルタ８からの出力信号は、ループ増
幅器９によつて増幅されて、出力端子４へFM復
調信号として与えられると共に、追尾フイルタ６
へその制御信号として帰還される。

ここで、FM信号が追尾フイルタ６を通過する
際には、追尾フイルタ６へ帰還されている制御信
号の如何にかかわらず、必ず何がしかの微小な遅
延を伴なうので、位相比較器から出力される位相
差信号は実際には微小時間におけるFM信号の瞬
時位相の変化分に相当し、これはFM復調信号ｆ
（ｔ）そのものである。

したがつて、第２図示の回路配置によつて示さ
れている一巡のフエーズ・トラツキングループ
は、追尾フイルタ６がFM信号を追尾する機能
と、FM復調信号を出力する機能とを同時に有し
ているものであつて、これは第１図に示したFM
復調回路の内容と対応しているものであり、この
第２図示の回路配置によつて示されているPTL
方式によるFM復調回路は、これをCD−４方式
のレコードからの再生信号におけるFM信号の復
調回路に使用して良好な復調性能を得ることがで
きた。

ところが、上記した第２図示のような回路配置
で示される既提案のPTL方式によるFM復調回路
では、(1)ヒルベルトフイルタを用いていること、
〓〓〓
(2)追尾フイルタとして可変帯域濾波器を用いてい
ること、などのために、既提案のPTL方式によ
るFM復調器は、それを高い周波数領域のFM信
号を復調することが必要とされる、例えばFMチ
ユーナ用のFM復調回路やテレビジヨン受像機用
のFM復調回路として使用することが困難であ
り、また回路構成に必要とされる部品点数が多い
などの諸点が問題となつた。

すなわち、ヒルベルトフイルタは、位相シフタ
や微分回路または積分回路、及びリミツタなどを
用いて構成されるが、高い周波数領域で使用され
る精度の良いヒルベルトフイルタを設計すること
は困難であり、また、高い周波数領域で良好な追
尾フイルタとして動作するような可変帯域濾波器
を得ることも困難である他、第２図示の回路配置
のPTL方式によるFM復調回路では、その構成に
多くの部品点数が必要とされる、などの問題点が
あつた。

本発明は、既提案のPTL方式によるFM復調回
路における上記のような諸欠点が良好に解消され
るようなPTL方式によるFM復調回路を提供する
ものであつて、以下、その内容を添付図面を参照
して具体的に説明する。

第３図は、本発明のPTL方式によるFM復調回
路の一実施態様のもののブロツク図であつて、こ
の第３図において既述した第２図示の回路配置に
おける構成部分と同一の構成部分には、第２図中
で使用した図面符号と同一の図面符号を使用して
いる。

第３図において、１は復調対象のFM信号の入
力端子、７は位相比較器、８は伝達関数がＧ
（Ｓ）であるようなループフイルタ、９はループ
増幅器、４はFM復調信号の出力端子、VLPFは
ヒルベルトフイルタの使用が省略できるような追
尾フイルタとして用いられる可変低域濾波器であ
る。

なお、１０は必要に応じて設けられるリミツタ
である。

本発明の位相追尾ループ方式によるFM復調回
路において既述した第２図に示されている既提案
のFM復調回路と異なるところは、追尾フイルタ
として可変低域濾波器VLPFが用いられているこ
とと、それによりヒルベルトフイルタ５が不要と
なされていることであり、これにより、本発明の
位相追尾ループ方式によるFM復調回路では、既
述した既提案の位相追尾ループ方式によるFM復
調回路において問題となつた諸点がすべて良好に
解消されるのであるが、次に、本発明において、
既提案のFM復調回路配置中で追尾フイルタとし
て使用されている可変帯域濾波器の代わりに、可
変低域濾波器VLPFを使用しても、既提案のFM
復調回路と同様なFM復調作用が得られること、
及び、既提案のFM復調回路配置中で必要とされ
ていたヒルベルトフイルタ５が、本発明のFM復
調回路では不要となること、などの理由について
詳細に説明する。

第４図は、本発明の位相追尾ループ方式による
FM復調回路において使用される可変低域濾波器
VLPFの一例構成を示す回路図であつて、この第
４図示の可変低域濾波器VLPFの構成は第３図中
に示されている可変低域濾波器VLPFと同一の構
成態様のもの、すなわち、可変リアクタンス素子
として可変容量素子を用いた形式のものである
｛なお、可変低域濾波器VLPFとしては、第７図
中に示されているもののように、可変リアクタン
ス素子として可変インダクタンス素子を用いた形
式のものが使用されてもよいのである。｝。

第４図に示される可変低域濾波器VLPFはコイ
ルL₁，L₂、抵抗Ｒ、可変容量コンデンサＣ_Xなど
で構成されており、次の(1)式で示されている伝達
関数Ｔ（Ｓ）より明らかなように、２次型の低域
濾波特性を有するものである。

そして、L₁≫L₂R²≫L₂／Cxの条件のもとにお
いて、(1)式で示される伝達関数Ｔ（Ｓ）より導か
れる振幅特性及び位相特性は、第５図の曲線図に
よつて示されるものとなる。第５図において曲線
は振幅特性であり、また、曲線は位相特性で
ある。

ここで、ω_pを共振角周波数（以下、共振周波
数ω_pと記載する）とし、共振点における振幅の
増大をＨとすれば、共振周波数ω_pと振幅の増大
Ｈとは、それぞれ次の(2)、(3)式によつて示される
ものとなる。

〓〓〓
そこで、上記した(2)式で示される共振周波数ω
_pにおいて、前記の(3)式中に示されているＲ、
Cx、L₂の値を適当に選定して(3)式で示されるＨ
の値が充分に大きな値になるようにすれば、第４
図示の可変低域濾波器VLPFは、共振周波数ω_p
付近において充分に満足すべき周波数選択特性を
示すものとなるから、この可変低域濾波器VLPF
は可変帯域濾波器の代わりに使用することができ
る。

また、上記の可変低域濾波器VLPFは、共振周
波数ω_pにおいて位相角が−90゜になつているか
ら、今、変調信号μ（ｔ）が搬送波の周波数ω_c
に比べて充分に小さな周波数偏移を与えるという
条件の下で、FM信号Ｃ（ｔ）を、Ｃ（ｔ）＝ｅ^j{〓〓^t+∫〓〓⁽〓^)d〓} ……(4) 前記の(4)式によつて表わし、前記の(4)式で表わ
されるFM信号Ｃ（ｔ）が可変低域濾波器VLPF
に与えられたとし、かつ、前記のFM信号が可変
低域濾波器VLPFを通る時に、コンデンサＣ_Xの
静電容量値が時間的に変化していないとされてい
た場合には、可変低域濾波器VLPFからの出力信
号がリミツタ１０を通されて得られる信号Ｃ_p
（ｔ）は、次の(5)式によつて示されるものとな
り、Ｃ_p（ｔ）＝ｅ^j{〓〓^t+∫〓〓⁽〓^)d〓^-〓〓^(t)-〓}＝−je^j{〓〓^t+∫〓〓⁽〓^)d〓^-〓〓^(t)} ……(5) また、前記のFM信号Ｃ（ｔ）が可変低域濾波
器VLPFを通つている時に、可変容量コンデンサ
Ｃ_Xの静電容量値がｆ（ｔ）の関数として時間的
に変化していた場合には、可変低域濾波器VLPF
からの出力信号がリミツタ１０を通されて得られ
る信号Ｃ_p′（ｔ）は、次の(6)式によつて示される
ものとなる。

Ｃ_p′（ｔ）＝−je^j{〓〓^t+∫〓〓⁽〓^)d〓^-〓〓^(t)-〓^f(t)} ……(6) 上記の式において、τは可変低域濾波器VLPF
によつてFM信号に与えられる群遅延であり、ま
た、αは可変容量コンデンサＣ_Xの静電容量値の
変化によつてFM信号に生じる位相変調の係数で
あり、上記の群遅延τは第４図示の可変低域濾波
器では次の(7)式によつて示される。

τ＝2C_XR ……(7) なお、前記した(5)、(6)式で示される信号Ｃ_p
（ｔ），Ｃ_p′（ｔ）は、可変低域濾波器VLPFから
の出力信号がリミツタ１０に通されることによつ
て振幅変動分の除去された状態のものであること
は既述の記載からも充分に理解できるところであ
るが、既述のように、FM信号の周波数偏移が搬
送波の周波数ω_cに比べて充分に小さいときは、
可変低域濾波器VLPFからの出力信号に生じてい
る振幅変動分は無視できる程に小さいから、この
場合には可変低域濾波器VLPFからの出力信号が
上記の(5)、(6)式で示されるものであるとして取扱
つてもよいのであり、したがつて、このような場
合にはリミツタ１０の使用が省略されてもよい。

前記した(5)、(6)式から明らかなように、可変低
域濾波器VLPFからの出力信号は、それに入力さ
れたFM信号に対して90゜だけ移相されたものと
なつており、したがつて、復調の対象とされる
FM信号を直接に位相比較器７へその一方入力信
号として加え、また、復調の対象とされるFM信
号を可変低域濾波器VLPFを通して得た信号を位
相比較器７へその他方入力信号として加えれば、
位相比較器７においてはそれに与えられた前記し
た２つの入力FM信号についての位相比較動作を
行なうことができるから、可変低域濾波器VLPF
を追尾フイルタとして使用した本発明の位相追尾
ループ方式によるFM復調回路においては、既述
した既提案の第２図示の回路配置で示されている
FM復調回路で必要とされたヒルベルトフイルタ
５は不要とされるのである。

この点をさらに具体的に説明すると次のとおり
である。

すなわち、既述したような機能を有する可変低
域濾波器VLPFを追尾フイルタとして用いた本発
明の第３図示の位相追尾ループ方式によるFM復
調回路は、それを第６図ａ図示のようなブロツク
Ｐ，Ｑで示される機能ダイヤグラムによつて表現
することができ、また、前記の第６図ａ図はさら
〓〓〓
に第６図ｂ図示のように書きなおすことができる
が、この第６図ｂ図において、図面の一点鎖線Ｖ
−Ｖ位置から右側の回路配置の部分は、それが既
述した既提案の第２図示の回路配置と実質的に同
一機能を有していることは明らかである｛なお、
復調の対象とされるFM信号がｅ^jΩ^(t)であつて
も、あるいは前記のFM信号が−90゜だけ移相さ
れたFM信号−je^jΩ^(t)が復調の対象とされた場
合であつても、FM復調信号としては同一の信号
が得られるものであることはいうまでもない｝。

以上の説明によつて、追尾フイルタとして可変
低域濾波器VLPFを用いた本発明のPTL方式によ
るFM復調回路が、既提案で示されたPTLの基本
構成に対して何ら矛盾していないことが明らかに
なつたと思われるので、次に、本発明のFM復調
回路における復調動作についての説明を行なう。

まず、既述した(6)式中におけるα、すなわち可
変容量コンデンサＣ_Xの静電容量値の変化によつ
てFM信号中に生じる位相変調の係数を示すαを
求めなければならないが、このαの値は、追尾フ
イルタが制御信号ｆ（ｔ）で駆動されている状態
の時に、追尾フイルタに入力信号として無変調搬
送波が供給された場合を考え、その時に追尾フイ
ルタの出力側にどのような出力信号が現われるの
か、すなわち、入力信号として与えられた無変調
搬送波がどのような変調を被つた出力信号として
現われるのかを知ることによつて知ることができ
る。

そこで、今、可変容量コンデンサＣ_Xの静電容
量値Ｃ_Xを次の(8)式のように表わし、Ｃ_X＝Ｃ_p＋△Cf（ｔ） ……(8) また、ｆ（ｔ）＝０の時の可変低域濾波器
VLPFの共振周波数がFM信号の搬送波の周波数
ω_cと等しくω_cであるとし、既述したL₁≫L₂、R²
≫L₂／Cxの条件の下で前記の周波数ω_cを、上記の(9)式で示されるものとして可変低域濾波
器の伝達関数Ｔ（ｊω、ｔ）を記述すれば、次の
(10)式のように示される。

前記した(10)式は、既述した(1)式においてＳをｊ
ωとし、また、(1)式の分子と分母とをそれぞれ
（L1・Cx）で除して、次にCxを（Co＋△Ｃ・ｆ
（ｔ）とおいた式を得た後に、その式でωｃをω
とし、かつ、L1≫L2の条件を入れることによつ
て得ることができる。

今、この可変低域濾波器VLPFに印加されてい
るとした無変調搬送波Ｃ_on（ｔ）を(11)式で示され
るものとした場合に、可変低域濾波器VLPFから
の出力信号C′_on（ｔ）は(12)式によつて示されるも
のとなる。

Ｃ_on（ｔ）＝ｅ^j〓〓^t ……(11) そして、次の（13）式が成立するように、可変
低域濾波器VLPFを構成する各素子の値△Ｃ、
Ｒ、Co、L2を適当に選ぶことにより、前記した
αの値は（14）式で示されるようなものとなる。

上記した検討結果を用いて、第３図示のPTL
方式によるFM復調回路の入力端子１に対して、
(4)式で示されるようなFM信号が供給されたとし
た場合の本発明のPTL方式によるFM復調回路の
復調動作を説明すると次のとおりである。

すなわち、入力端子１に供給された(4)式で示さ
れるFM信号ｅ^j{〓〓^t+∫〓〓⁽〓^)d〓}は、そ
のまま位相比較器７へその一方入力信号として与
えられると共に、可変低域濾波器VLPFに対して
入力FM信号として与えられる。

可変低域濾波器VLPFからの出力信号C′_p
（ｔ）は既述した(6)式によつて示されるものであ
るが、既述した(6)式中のαに上記した（14）式で
示されるαの値を代入し、かつ、(6)式中における
〓〓〓〓
τの値を、τ＝2C_XR＝2C_pRとして｛通常Ｃ_p≫
△Ｃであるから、Ｃ_X≒Ｃ_pとおくことができ、し
たがつて、τ＝2C_XR＝2C_pRと表わせる｝(6)式を
書き改めると、可変低域濾波器VLPFから位相比
較器７へその他方入力信号として供給されるFM
信号C′_p（ｔ）は次の（6a）式によつて表わされ
るものとなる。

位相比較器７において、(4)式で示されるFM信
号Ｃ（ｔ）と（6a）式で示されるFM信号C′_p
（ｔ）との位相比較が行なわれて、位相比較器７
からは次の（15）式で示されるような位相差信号
ｅ_r（ｔ）が出力される。

前記した（15）式におけるニアリイコールで示
す式は、それの前行に示されているer（ｔ）をテ
ーラー展開した際の第１項に着目して、Ｘが充分
に小さいときにおけるsinX≒Ｘの関係を用いて
得たものである。

位相比較器７から出力された位相差信号ｅ_r
（ｔ）は、ループフイルタ８とループ増幅器９と
を経て、出力端子４へFM復調信号ｆ（ｔ）とし
て送出されると共に、可変低域濾波器VLPFに対
して制御信号ｆ（ｔ）として供給される。

ループフイルタ８の特性をＧ（Ｓ）とし、ルー
プ増幅器９の増幅度をＡとして、位相差信号と
FM復調信号ｆ（ｓ）との関係をラプラス変換型
で表現すると次の（16）式が得られる。

上記の（16）式を解くと、（17）式で示されるような復調の式が得られ
る。この（17）式より明らかなように、本発明の
PTL方式によるFM復調回路から得られるFM復
調信号は、変調信号μ（Ｓ）に（18）式で示されるような伝達関数を有する線
型フイルタを適用したものに等しく、したがつ
て、（17）式は本発明のPTL方式によるFM復調
回路がFM復調機能を備えていることを証明して
いる。

第７図は、可変低域濾波器VLPF中の構成素子
中の可変リアクタンス素子として、可変インダク
タＬ_Xを使用した場合の実施例を示したものであ
り、この場合には可変容量コンデンサＣ_Xの代わ
りにコンデンサＣを接続する。

なお、本発明の実施に当つて可変低域濾波器
VLPFにおける制御信号によつてリアクタンスが
可変されるべき素子としては、第３図、第７図示
の各実施例の場合のように、可変容量ダイオード
や可変インダクタなどの内の何れか一方のものが
使用されるようになされてもよいが、その双方の
ものが同時に使用されるように可変低域濾波器
VLPFが構成されてもよいことは勿論であり、ま
た、前記した何れの場合においても、第３図示の
例について詳細に説明したところと同様にFM復
調動作が良好に行なわれ得るのである。

以上、詳細に説明したところから明らかなよう
に、本発明のPTL方式によるFM復調回路では、
可変低域濾波器を追尾フイルタとして用いること
により、既述した従来例のPTL方式によるFM復
調回路において必要とされていたヒルベルトフイ
ルタを不要とし、また、可変低域濾波器は簡単な
構成で、しかも高い周波数領域において良好に動
作しうるものを極めて容易に設計することができ
るので、本発明のPTL方式によるFM復調回路に
よれば既述した既提案のものにおける諸問題点は
すべて良好に解決できるのである。

〓〓〓〓
その上に、本発明のPTL方式によるFM復調回
路では、雑音や妨害波などに対する妨害排除特性
の優れたFM復調動作を行なうことができ、ま
た、過変調のFM信号の復調に際しても、従来の
PTL方式によるFM検波の場合では生じていたよ
うな異常な過変調雑音の発生は生ぜず、さらに、
FM放送の受信に際し、従来のレシオ検波、クオ
ドラチエア検波などの場合にありがちであつた放
送受信同調点から僅かに離調した時の復調歪率の
悪化の問題も、本発明のPTL方式によるFM復調
回路では、ネガテイブな帰還制御の効果によつて
大巾な改善が期待できるなどの優れた諸特徴を有
する。

【図面の簡単な説明】

第１図はPTL方式によるFM復調回路の原理を
説明するブロツク図、第２図は既提案のPTL方
式によるFM復調回路のブロツク図、第３図及び
第７図は本発明のPTL方式によるFM復調回路の
各異なる実施態様のもののブロツク図、第４図は
可変低域濾波器の構成例図、第５図は可変低域濾
波器の周波数レスポンス特性及び位相特性の曲線
図、第６図ａ，ｂ図は第３図示の回路配置の等価
回路図である。１……入力端子、３……FM復調器、４……出
力端子、５……ヒルベルトフイルタ、２，６……
可変帯域濾波器、７……位相比較器、８……ルー
プフイルタ、９……ループ増幅器、１０……リミ
ツタ、VLPF……可変低域濾波器。〓〓〓〓

Claims

【特許請求の範囲】１復調の対象とされるFM信号を一方の入力
FM信号として位相比較器へ与える手段と、遮断
周波数を共振周波数とする高い共振峰を有し、か
つ、構成素子中の可変リアクタンス素子に外部か
ら与えられる制御信号に応じて、前記の共振周波
数が変化されるようになされた２次特性の可変低
域濾波器に復調の対象とされるFM信号を与える
手段と、前記の可変低域濾波器から出力された
FM信号を前記した位相比較器にその他方の入力
FM信号として与える手段と、前記の位相比較器
から出力された位相差信号をループフイルタ及び
ループ増幅器を介してFM復調信号として取り出
す手段と、前記したFM復調信号を前記した可変
低域濾波器へ制御信号として与える手段を備えた
位相追尾ループ方式によるFM復調回路。２可変低域濾波器の出力信号をその振幅が一定
なものとして、位相比較器へその他方の入力FM
信号として与えるようにした特許請求の範囲第１
項記載の位相追尾ループ方式によるFM復調回
路。３制御信号に応じて共振周波数が変化されるよ
うになされた２次特性の可変低域濾波器の構成素
子中の可変リアクタンス素子として、可変容量ダ
イオードと電圧制御型可変インダクタとの何れか
一方のもの、もしくは双方のものを用いてなる特
許請求の範囲第１項記載の位相追尾ループ方式に
よるFM復調回路。