JPS628965B2 - - Google Patents
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- JPS628965B2 JPS628965B2 JP10062777A JP10062777A JPS628965B2 JP S628965 B2 JPS628965 B2 JP S628965B2 JP 10062777 A JP10062777 A JP 10062777A JP 10062777 A JP10062777 A JP 10062777A JP S628965 B2 JPS628965 B2 JP S628965B2
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- Japan
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- signal
- variable capacitance
- circuit
- capacitance diode
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 19
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 claims description 15
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 claims description 5
- 239000000470 constituent Substances 0.000 claims description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 14
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 14
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 description 1
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- Noise Elimination (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
復調の対象とされるFM信号の占有周波数帯域
内、及びまたはそれに近接する周波数帯域に存在
または生じた雑音（及びまたは妨害波、干渉雑
音）によつてFM復調信号中に生じる雑音を効果
的に排除でき、高忠実度のFM復調信号が得られ
るようなFM復調回路として本出願人会社によつ
て開発された位相追尾ループ（フエーズ・トラツ
〓〓〓〓
キング・ループ、略称としてPTLと記載される
ことがある）方式によるFM復調回路は、当初、
本出願人会社で研究開発されて実用化された、い
わゆるCD−４方式による４チヤンネル立体音響
レコードより再生された雑音や妨害波の影響を受
けているFM信号から、雑音や妨害波の存在に基
づいてFM復調信号中に生じる雑音が効果的に除
去された状態の忠実度の高いFM復調信号を得る
ことができるようにするためのFM復調回路とし
て提案されたもので、これについては例えば特開
昭52−22866号（特公昭56−47722号）、特開昭52
−22867号（特公昭56−47723号）によつて開示さ
れている多くの特許出願がなされていると共に、
1977年５月にアメリカのロスアンゼルスで行なわ
れたAESコンベンシヨンにおいて技術発表もな
されている。
内、及びまたはそれに近接する周波数帯域に存在
または生じた雑音（及びまたは妨害波、干渉雑
音）によつてFM復調信号中に生じる雑音を効果
的に排除でき、高忠実度のFM復調信号が得られ
るようなFM復調回路として本出願人会社によつ
て開発された位相追尾ループ（フエーズ・トラツ
〓〓〓〓
キング・ループ、略称としてPTLと記載される
ことがある）方式によるFM復調回路は、当初、
本出願人会社で研究開発されて実用化された、い
わゆるCD−４方式による４チヤンネル立体音響
レコードより再生された雑音や妨害波の影響を受
けているFM信号から、雑音や妨害波の存在に基
づいてFM復調信号中に生じる雑音が効果的に除
去された状態の忠実度の高いFM復調信号を得る
ことができるようにするためのFM復調回路とし
て提案されたもので、これについては例えば特開
昭52−22866号（特公昭56−47722号）、特開昭52
−22867号（特公昭56−47723号）によつて開示さ
れている多くの特許出願がなされていると共に、
1977年５月にアメリカのロスアンゼルスで行なわ
れたAESコンベンシヨンにおいて技術発表もな
されている。
ところで、上記した既提案のPTL方式による
FM復調回路においては、PTLの要部のトラツキ
ングフイルタとして抵抗やコンデンサならびにオ
ペレーシヨナルアンプなどで構成されたアクテイ
ブフイルタを使用していたので、その動作周波数
の高域限界が数百キロヘルツというように低く、
そのために、高い周波数領域のFM信号が復調の
対象とされる、例えばFMチユーナ用のFM復調
回路やTV受像機の音声復調用のFM復調回路な
どとして使用することが困難であり、また、回路
構成に必要とされる部品点数が多いなどの諸点が
問題となつた。
FM復調回路においては、PTLの要部のトラツキ
ングフイルタとして抵抗やコンデンサならびにオ
ペレーシヨナルアンプなどで構成されたアクテイ
ブフイルタを使用していたので、その動作周波数
の高域限界が数百キロヘルツというように低く、
そのために、高い周波数領域のFM信号が復調の
対象とされる、例えばFMチユーナ用のFM復調
回路やTV受像機の音声復調用のFM復調回路な
どとして使用することが困難であり、また、回路
構成に必要とされる部品点数が多いなどの諸点が
問題となつた。
それで、本出願人会社では、既提案のPTL方
式によるFM復調回路における上記のような諸問
題点を解決しうるPTL方式によるFM復調回路と
して、PTLにおけるトラツキングフイルタが、
その構成素子の一つに可変容量ダイオードを用い
て構成されたものを完成して良好な成果を挙げる
ことができた。
式によるFM復調回路における上記のような諸問
題点を解決しうるPTL方式によるFM復調回路と
して、PTLにおけるトラツキングフイルタが、
その構成素子の一つに可変容量ダイオードを用い
て構成されたものを完成して良好な成果を挙げる
ことができた。
第１図は、その構成素子の一部に可変容量ダイ
オードを用いて構成されているようなPTLのト
ラツキングフイルタの１例として、トラツキング
フイルタが遮断周波数を共振周波数とする高い共
振蜂を有し、かつ、可変容量ダイオードに与えら
れる制御信号に応じて、前記の共振周波数が変化
されるようになされた２次特性の可変低域濾波器
である場合のPTL方式によるFM復調回路のブロ
ツク図であつて、この第１図において、１は復調
の対象とされるFM信号Ｃ（ｔ）の入力端子、２
は可変低域濾波器によつて構成されているトラツ
キングフイルタ、３はリミツタ回路、４は位相比
較器、５はループ利得調整器、６はループフイル
タ、７は制御信号増幅回路、８は搬送波成分除去
用フイルタ、９はFM復調信号の出力端子であ
る。ここで、上記した第１図示のPTL方式によ
るFM復調回路の基本動作を説明すると次のとお
りである。
オードを用いて構成されているようなPTLのト
ラツキングフイルタの１例として、トラツキング
フイルタが遮断周波数を共振周波数とする高い共
振蜂を有し、かつ、可変容量ダイオードに与えら
れる制御信号に応じて、前記の共振周波数が変化
されるようになされた２次特性の可変低域濾波器
である場合のPTL方式によるFM復調回路のブロ
ツク図であつて、この第１図において、１は復調
の対象とされるFM信号Ｃ（ｔ）の入力端子、２
は可変低域濾波器によつて構成されているトラツ
キングフイルタ、３はリミツタ回路、４は位相比
較器、５はループ利得調整器、６はループフイル
タ、７は制御信号増幅回路、８は搬送波成分除去
用フイルタ、９はFM復調信号の出力端子であ
る。ここで、上記した第１図示のPTL方式によ
るFM復調回路の基本動作を説明すると次のとお
りである。
今、トラツキングフイルタ２における入、出力
間（ａ、ｂ間）の静止状態における伝達関数Ｔ
（ｓ）は、コイルL1，L2のインダクタンスL1，
L2、抵抗Ｒの抵抗値Ｒ（次段の入力抵抗を置き
かえたもの）、可変容量ダイオードＣXの静電容量
ＣX、などを用いて次の(1)式によつて示される。
間（ａ、ｂ間）の静止状態における伝達関数Ｔ
（ｓ）は、コイルL1，L2のインダクタンスL1，
L2、抵抗Ｒの抵抗値Ｒ（次段の入力抵抗を置き
かえたもの）、可変容量ダイオードＣXの静電容量
ＣX、などを用いて次の(1)式によつて示される。
そして、L1≫L2、R2≫L2／Cxの条件のもとに
おいて、回路の共振角周波数ωp（以下、共振周
波数ωpと記載する）とし、また、共振周波数ωp
における利得を｜Ｇp｜、共振周波数ωpより充分
に低い周波数領域での利得を｜Ｇl｜とすれば、
ωp、Ｇp、｜Ｇp｜、｜Ｇl｜はそれぞれ次のよう
に示される。
おいて、回路の共振角周波数ωp（以下、共振周
波数ωpと記載する）とし、また、共振周波数ωp
における利得を｜Ｇp｜、共振周波数ωpより充分
に低い周波数領域での利得を｜Ｇl｜とすれば、
ωp、Ｇp、｜Ｇp｜、｜Ｇl｜はそれぞれ次のよう
に示される。
共振周波数ωpにおける振幅の増大をＨとする
と、Ｈは｜Ｇp｜と｜Ｇl｜の比として求められる
から、上記の(3)、(4)式よりＨは次の(5)式のように
表わされるものとなる。
と、Ｈは｜Ｇp｜と｜Ｇl｜の比として求められる
から、上記の(3)、(4)式よりＨは次の(5)式のように
表わされるものとなる。
上記した(2)式で示される共振周波数ωpにおい
て、前記の(5)式中に示されているＲ、Cx、L2の
〓〓〓〓
値を適当に選定して(5)式で示されるＨの値が充分
に大きな値になるようにすれば、このトラツキン
グフイルタ２は共振周波数ωp付近において、充
分に満足すべき周波数選択特性を示すものとな
る。
て、前記の(5)式中に示されているＲ、Cx、L2の
〓〓〓〓
値を適当に選定して(5)式で示されるＨの値が充分
に大きな値になるようにすれば、このトラツキン
グフイルタ２は共振周波数ωp付近において、充
分に満足すべき周波数選択特性を示すものとな
る。
そして、このトラツキングフイルタ２は、上記
の(3)式に示したように、共振周波数ωpにおいて
位相角が−90゜となつている。
の(3)式に示したように、共振周波数ωpにおいて
位相角が−90゜となつている。
今、変調信号μ（ｔ）が搬送波の周波数ωpに
比べて充分に小さな周波数偏移を与えるとの条件
の下で、FM信号Ｃ（ｔ）を次の(6)式によつて表
わし、 Ｃ（ｔ）＝θj{〓〓t+∫〓〓(〓)d〓}
………(6) この(6)式で示されるFM信号Ｃ（ｔ）が入力端
子１から位相比較器４へその一方入力として加え
られると共に、トラツキングフイルタ２に加えら
れたとし、また、このFM信号Ｃ（ｔ）がトラツ
キングフイルタ２を通つているときに、トラツキ
ングフイルタ２の可変容量ダイオードＣXの静電
容量値が制御信号ｆ（ｔ）｛復調信号ｆ（ｔ）｝の
関数として時間的に変化していたとした場合に
は、トラツキングフイルタ２からの出力信号がリ
ミツタ回路３を通されて得られるリミツタ回路３
の出力信号C′（ｔ）は次の(7)式で示されるもの
となる。
比べて充分に小さな周波数偏移を与えるとの条件
の下で、FM信号Ｃ（ｔ）を次の(6)式によつて表
わし、 Ｃ（ｔ）＝θj{〓〓t+∫〓〓(〓)d〓}
………(6) この(6)式で示されるFM信号Ｃ（ｔ）が入力端
子１から位相比較器４へその一方入力として加え
られると共に、トラツキングフイルタ２に加えら
れたとし、また、このFM信号Ｃ（ｔ）がトラツ
キングフイルタ２を通つているときに、トラツキ
ングフイルタ２の可変容量ダイオードＣXの静電
容量値が制御信号ｆ（ｔ）｛復調信号ｆ（ｔ）｝の
関数として時間的に変化していたとした場合に
は、トラツキングフイルタ２からの出力信号がリ
ミツタ回路３を通されて得られるリミツタ回路３
の出力信号C′（ｔ）は次の(7)式で示されるもの
となる。
C′（ｔ）＝−ｊθj{〓〓t+∫〓〓(〓)d〓-〓〓(t)-〓f(t)} ………(7)
上式において、τはトラツキングフイルタ２に
よつてFM信号に与えられる群遅延であり、ま
た、ｆ（ｔ）は可変容量ダイオードＣXに加えら
れる制御信号（復調信号）であり、さらにαは可
変容量ダイオードＣXの静電容量値の変化によつ
てFM信号に生じる位相変調分を示す係数であ
る。
よつてFM信号に与えられる群遅延であり、ま
た、ｆ（ｔ）は可変容量ダイオードＣXに加えら
れる制御信号（復調信号）であり、さらにαは可
変容量ダイオードＣXの静電容量値の変化によつ
てFM信号に生じる位相変調分を示す係数であ
る。
位相比較器４においては、(6)式で示されるFM
信号Ｃ（ｔ）と、(7)式で示されるFM信号
C′（ｔ）との位相比較を行なつて、次の(8)式で
示すような誤差信号θr（ｔ）を出力する。
信号Ｃ（ｔ）と、(7)式で示されるFM信号
C′（ｔ）との位相比較を行なつて、次の(8)式で
示すような誤差信号θr（ｔ）を出力する。
θr（ｔ）＝Sin｛−αｆ（ｔ）−τμ（ｔ）｝≒−αｆ（ｔ）−τμ（ｔ） ………(8)
位相比較器４から出力された誤差信号θr
（ｔ）は、ループ利得調整器５、ループフイルタ
６を経て制御信号ｆ（ｔ）に変換され、次いで制
御信号は制御信号増幅回路７において増幅されて
トラツキングフイルタ２における可変容量ダイオ
ードＣXに与えられる。
（ｔ）は、ループ利得調整器５、ループフイルタ
６を経て制御信号ｆ（ｔ）に変換され、次いで制
御信号は制御信号増幅回路７において増幅されて
トラツキングフイルタ２における可変容量ダイオ
ードＣXに与えられる。
図示の例において、制御信号増幅回路７は、増
幅器７ａ、抵抗７ｂ，７ｃ、可変抵抗器７ｄなど
によつて構成されているものとして示されてお
り、トラツキングフイルタ２の可変容量ダイオー
ドＣXには、増幅器７ａによつて所要のように増
幅された制御信号ｆ（ｔ）が与えられると共に、
端子１０に供給された基準電圧が抵抗７ｂ，７
ｃ、可変抵抗器７ｄの回路によつて適当に調節さ
れたバイアス電圧が与えられる。
幅器７ａ、抵抗７ｂ，７ｃ、可変抵抗器７ｄなど
によつて構成されているものとして示されてお
り、トラツキングフイルタ２の可変容量ダイオー
ドＣXには、増幅器７ａによつて所要のように増
幅された制御信号ｆ（ｔ）が与えられると共に、
端子１０に供給された基準電圧が抵抗７ｂ，７
ｃ、可変抵抗器７ｄの回路によつて適当に調節さ
れたバイアス電圧が与えられる。
そして、上記した位相比較器４→ループ利得調
整器５→ループフイルタ６→制御信号増幅回路７
→トラツキングフイルタ２→リミツタ回路３→位
相比較器４の回路は一巡のフイードバツクループ
を構成しているのである。
整器５→ループフイルタ６→制御信号増幅回路７
→トラツキングフイルタ２→リミツタ回路３→位
相比較器４の回路は一巡のフイードバツクループ
を構成しているのである。
今、ループフイルタ６の特性をＧ（ｓ）とし、
ループの利得をＡとして、誤差信号θr（ｔ）と
FM復調信号ｆ（ｓ）との関係をラプラス変換型
で表現すると次の(9)式が得られる。
ループの利得をＡとして、誤差信号θr（ｔ）と
FM復調信号ｆ（ｓ）との関係をラプラス変換型
で表現すると次の(9)式が得られる。
ｆ（ｓ）＝Ａ・Ｇ（ｓ）・θr（ｓ）＝Ａ・Ｇ（ｓ）〔−αｆ（ｓ）−τμ（ｓ）〕 ………(9)
上記の(9)式を解くと、
ｆ（ｓ）＝−τＡ・Ｇ（ｓ）／１＋αＡ・Ｇ（ｓ）μ（ｓ）＝−Ｈ（ｓ）・μ（ｓ） ………(10)
(10)式で示されるような復調の式が得られる。
この(10)式で明らかなように、第１図示のPTL
方式によるFM復調回路から得られるFM復調信
号は、変調信号μ（ｓ）に伝達関数Ｈ（ｓ）を有
する１次の線形フイルタを適用したものに等し
く、したがつて、第１図示のPTL方式によるFM
復調回路はFM復調機能を備えているということ
が証明されたのである（なお、上記のFM復調回
〓〓〓〓
路の動作に対する数式による解析の詳細について
は、特開昭54−19641号を参照されるとよい）。
方式によるFM復調回路から得られるFM復調信
号は、変調信号μ（ｓ）に伝達関数Ｈ（ｓ）を有
する１次の線形フイルタを適用したものに等し
く、したがつて、第１図示のPTL方式によるFM
復調回路はFM復調機能を備えているということ
が証明されたのである（なお、上記のFM復調回
〓〓〓〓
路の動作に対する数式による解析の詳細について
は、特開昭54−19641号を参照されるとよい）。
ところが、可変容量ダイオードは、それの制御
電圧対静電容量値の変化特性が非線形特性を示す
ということからも理解されるように、トラツキン
グフイルタ２におけるFM信号伝送路に接続され
た可変容量ダイオードＣXの両端に大きな信号レ
ベルのFM信号が加えられた場合には、FM信号
伝送路を伝送するFM信号の波形が可変容量ダイ
オードＣXによつて歪んでしまうということが起
こる。
電圧対静電容量値の変化特性が非線形特性を示す
ということからも理解されるように、トラツキン
グフイルタ２におけるFM信号伝送路に接続され
た可変容量ダイオードＣXの両端に大きな信号レ
ベルのFM信号が加えられた場合には、FM信号
伝送路を伝送するFM信号の波形が可変容量ダイ
オードＣXによつて歪んでしまうということが起
こる。
すなわち、トラツキングフイルタ２に用いられ
ている可変容量ダイオードＣXの制御電圧EC対静
電容量CTの変化特性は、第２図中の曲線で例示
されているように一般に非線形特性を有している
ものであるから、可変容量ダイオードＣXによつ
て橋絡されているFM信号の伝送路中を伝送する
FM信号は、前記した非線形特性を呈する可変容
量ダイオードＣXの存在によつてその波形に歪が
生じる。第２図においてＳiは入力のFM信号を示
し、また、Ｓpは可変容量ダイオードＣXの存在に
よつて波形歪を受けたFM信号を示している。こ
の第２図中のFM信号Ｓpより明らかなように、波
形歪の生じたFM信号Ｓp中には波形歪の結果とし
て直流分DCが生じてFM信号における衝撃比を
変化させるが、トラツキングフイルタ２がトラツ
キング動作を行なつて入力のFM信号の瞬時周波
数に追従している際には、入力FM信号の周波数
偏移の大きさに応じた振幅変動がコイルL2の両
端（可変容量ダイオードＣXの両端）に生じるか
ら、上記した波形歪の生じたFM信号Ｓp中の直流
分も、入力FM信号の周波数偏移の大きさに応じ
てFM信号に生じた振幅変動に従つて変動するこ
とになる。
ている可変容量ダイオードＣXの制御電圧EC対静
電容量CTの変化特性は、第２図中の曲線で例示
されているように一般に非線形特性を有している
ものであるから、可変容量ダイオードＣXによつ
て橋絡されているFM信号の伝送路中を伝送する
FM信号は、前記した非線形特性を呈する可変容
量ダイオードＣXの存在によつてその波形に歪が
生じる。第２図においてＳiは入力のFM信号を示
し、また、Ｓpは可変容量ダイオードＣXの存在に
よつて波形歪を受けたFM信号を示している。こ
の第２図中のFM信号Ｓpより明らかなように、波
形歪の生じたFM信号Ｓp中には波形歪の結果とし
て直流分DCが生じてFM信号における衝撃比を
変化させるが、トラツキングフイルタ２がトラツ
キング動作を行なつて入力のFM信号の瞬時周波
数に追従している際には、入力FM信号の周波数
偏移の大きさに応じた振幅変動がコイルL2の両
端（可変容量ダイオードＣXの両端）に生じるか
ら、上記した波形歪の生じたFM信号Ｓp中の直流
分も、入力FM信号の周波数偏移の大きさに応じ
てFM信号に生じた振幅変動に従つて変動するこ
とになる。
ところで、上記した振幅変動に伴なつてFM信
号Ｓp中に生じる直流分の変動は、変調信号の周
波数の２倍の繰返し周波数を以つてFM信号中に
現われるものであるから、FM信号には前記の直
流分の変動に従つて変調信号の周波数の２倍の繰
返し周波数を以つて衝撃比の変化が現われ、した
がつて、このように新らたな変調を受けたFM信
号が位相比較器４に供給された場合には、当然の
ことながら、復調信号中には本来の復調信号の他
に前記した原因によつて発生した歪成分が含まれ
ているものとなることは明らかである。
号Ｓp中に生じる直流分の変動は、変調信号の周
波数の２倍の繰返し周波数を以つてFM信号中に
現われるものであるから、FM信号には前記の直
流分の変動に従つて変調信号の周波数の２倍の繰
返し周波数を以つて衝撃比の変化が現われ、した
がつて、このように新らたな変調を受けたFM信
号が位相比較器４に供給された場合には、当然の
ことながら、復調信号中には本来の復調信号の他
に前記した原因によつて発生した歪成分が含まれ
ているものとなることは明らかである。
本発明は、トラツキングフイルタ内における
FM信号伝送路に対して、前記のFM信号伝送路
側からみて逆並列接続の接続態様となるように、
第１、第２の可変容量ダイオードＣX1，ＣX2を含
む回路を接続し、また、前記の第１の可変容量ダ
イオードＣX1と第２の可変容量ダイオードＣX2と
には、それぞれ逆極性の制御信号及びそれぞれ逆
極性の基準のバイアス電位が与えられるようにす
ると共に、前記した第１、第２の可変容量ダイオ
ードＣX1，ＣX2に対する誤差信号伝送路中に、そ
れぞれ個別にループフイルタを設けることによ
り、前述した原因による歪成分がFM復調信号中
に生じることがないようにしたPTL方式による
FM復調回路を提供したものであり、以下、本発
明のPTL方式によるFM復調回路の内容を添付図
面を参照して具体的に説明する。
FM信号伝送路に対して、前記のFM信号伝送路
側からみて逆並列接続の接続態様となるように、
第１、第２の可変容量ダイオードＣX1，ＣX2を含
む回路を接続し、また、前記の第１の可変容量ダ
イオードＣX1と第２の可変容量ダイオードＣX2と
には、それぞれ逆極性の制御信号及びそれぞれ逆
極性の基準のバイアス電位が与えられるようにす
ると共に、前記した第１、第２の可変容量ダイオ
ードＣX1，ＣX2に対する誤差信号伝送路中に、そ
れぞれ個別にループフイルタを設けることによ
り、前述した原因による歪成分がFM復調信号中
に生じることがないようにしたPTL方式による
FM復調回路を提供したものであり、以下、本発
明のPTL方式によるFM復調回路の内容を添付図
面を参照して具体的に説明する。
第３図は本発明のPTL方式によるFM復調回路
の一実施態様のもののブロツク回路図であつて、
この第３図において、既述した第１図示のFM復
調回路における構成成分と同一の構成部分には第
１図中で使用した図面符号と同一の図面符号を付
している。
の一実施態様のもののブロツク回路図であつて、
この第３図において、既述した第１図示のFM復
調回路における構成成分と同一の構成部分には第
１図中で使用した図面符号と同一の図面符号を付
している。
第３図に示す本発明のPTL方式によるFM復調
回路において、トラツキングフイルタ２Ａ内には
トラツキングフイルタ２Ａ内のFM信号の伝送路
側からみて逆並列接続の接続態様となるように同
一特性を有する２個の可変容量ダイオードＣX1，
ＣX2を含む回路が接続されている。
回路において、トラツキングフイルタ２Ａ内には
トラツキングフイルタ２Ａ内のFM信号の伝送路
側からみて逆並列接続の接続態様となるように同
一特性を有する２個の可変容量ダイオードＣX1，
ＣX2を含む回路が接続されている。
すなわち、第３図において、第１の可変容量ダ
イオードＣX1は、そのカソード側がトラツキング
フイルタ２Ａ内の抵抗Ｒ及びコイルL2の非接地
端側のｂ点に接続され、また、第２の可変容量ダ
イオードＣX2は、そのアノード側がトラツキング
フイルタ２Ａ内の抵抗Ｒ及びコイルL2の非接地
端側のｂ点に接続されており、さらに、前記した
第１の可変容量ダイオードＣX1のアノードはルー
プフイルタ６ＡにおけるコンデンサC1を介して
高周波的に接地されると共に、抵抗R1に接続さ
れ、他方、前記した第２の可変容量ダイオードＣ
X2のカソードはループフイルタ６Ａにおけるコン
デンサC2を介して高周波的に接地されると共
に、抵抗R2に接続されている。
イオードＣX1は、そのカソード側がトラツキング
フイルタ２Ａ内の抵抗Ｒ及びコイルL2の非接地
端側のｂ点に接続され、また、第２の可変容量ダ
イオードＣX2は、そのアノード側がトラツキング
フイルタ２Ａ内の抵抗Ｒ及びコイルL2の非接地
端側のｂ点に接続されており、さらに、前記した
第１の可変容量ダイオードＣX1のアノードはルー
プフイルタ６ＡにおけるコンデンサC1を介して
高周波的に接地されると共に、抵抗R1に接続さ
れ、他方、前記した第２の可変容量ダイオードＣ
X2のカソードはループフイルタ６Ａにおけるコン
デンサC2を介して高周波的に接地されると共
に、抵抗R2に接続されている。
前記したループフイルタ６Ａは、誤差信号増幅
〓〓〓〓
回路７Ａによつて増幅された誤差信号を濾波して
制御信号とし、それを適当な極性のものとしてト
ラツキングフイルタ２Ａ内に設けられた第１、第
２の可変容量ダイオードＣX1，ＣX2に供給すると
共に、誤差信号増幅回路７Ａにおいて設定された
基準のバイアス電位を適当な極性のものとしてト
ラツキングフイルタ２Ａ内に設けられた第１、第
２の可変容量ダイオードＣX1，ＣX2に供給する。
〓〓〓〓
回路７Ａによつて増幅された誤差信号を濾波して
制御信号とし、それを適当な極性のものとしてト
ラツキングフイルタ２Ａ内に設けられた第１、第
２の可変容量ダイオードＣX1，ＣX2に供給すると
共に、誤差信号増幅回路７Ａにおいて設定された
基準のバイアス電位を適当な極性のものとしてト
ラツキングフイルタ２Ａ内に設けられた第１、第
２の可変容量ダイオードＣX1，ＣX2に供給する。
すなわち、ループフイルタ６Ａは、誤差信号増
幅回路７Ａの出力側に現われた誤差信号と基準の
バイアス電位とを、直接に抵抗R1及びコンデン
サC1とよりなるフイルタ回路を通して第１の可
変容量ダイオードＣX1のアノードに与えるように
なされた第１の構成部分と、前記した誤差信号増
幅回路７Ａの出力側に現われた誤差信号と基準の
バイアス電位とを、極性反転器（利得が１の反転
増幅器）INVによつて逆極性とした後に抵抗R2及
びコンデンサC2とよりなるフイルタ回路を通し
て第２の可変容量ダイオードＣX2のカソードに与
えるようになされた第２の構成部分とによつて構
成されている。
幅回路７Ａの出力側に現われた誤差信号と基準の
バイアス電位とを、直接に抵抗R1及びコンデン
サC1とよりなるフイルタ回路を通して第１の可
変容量ダイオードＣX1のアノードに与えるように
なされた第１の構成部分と、前記した誤差信号増
幅回路７Ａの出力側に現われた誤差信号と基準の
バイアス電位とを、極性反転器（利得が１の反転
増幅器）INVによつて逆極性とした後に抵抗R2及
びコンデンサC2とよりなるフイルタ回路を通し
て第２の可変容量ダイオードＣX2のカソードに与
えるようになされた第２の構成部分とによつて構
成されている。
なお、ループフイルタ６Ａにおける前記の第１
の構成部分における抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１と
からなるフイルタ回路と、第２の構成部分におけ
る抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２とからなるフイルタ
回路とは、前記した第１の可変容量ダイオード
Cx１と第２の可変容量ダイオードCx２とに対す
る誤差信号伝送路中でそれぞれ個別のループフイ
ルタとして機能している。
の構成部分における抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１と
からなるフイルタ回路と、第２の構成部分におけ
る抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２とからなるフイルタ
回路とは、前記した第１の可変容量ダイオード
Cx１と第２の可変容量ダイオードCx２とに対す
る誤差信号伝送路中でそれぞれ個別のループフイ
ルタとして機能している。
そして、前記した２つの抵抗R1，R2は互に抵
抗値が等しくなされ、また、前記した２つのコン
デンサC1，C2は互に静電容量値が等しくなされ
ている。
抗値が等しくなされ、また、前記した２つのコン
デンサC1，C2は互に静電容量値が等しくなされ
ている。
誤差信号増幅回路７Ａの端子１０に対して負の
直流電圧を供給し、可変抵抗器７ｄを調節して所
要の電圧値の負電位がループフイルタ６Ａの抵抗
R1を介してトラツキングフイルタ２Ａ内の第１
の可変容量ダイオードＣX1のアノードに与えられ
るようにした場合に、トラツキングフイルタ２Ａ
内の第２の可変容量ダイオードＣX2のカソードに
は、所要の電圧値の正電位が与えられ、前記した
第１、第２の可変容量ダイオードＣX1，ＣX2はそ
れぞれ適正にバイアスされる。
直流電圧を供給し、可変抵抗器７ｄを調節して所
要の電圧値の負電位がループフイルタ６Ａの抵抗
R1を介してトラツキングフイルタ２Ａ内の第１
の可変容量ダイオードＣX1のアノードに与えられ
るようにした場合に、トラツキングフイルタ２Ａ
内の第２の可変容量ダイオードＣX2のカソードに
は、所要の電圧値の正電位が与えられ、前記した
第１、第２の可変容量ダイオードＣX1，ＣX2はそ
れぞれ適正にバイアスされる。
第１、第２の可変容量ダイオードＣX1，ＣX2と
しては既述のように互に等しい特性を示すものが
使用され、上記した適正な基準のバイアス点にお
いては２つの可変容量ダイオードＣX1，ＣX2にお
けるそれぞれの静電容量値は等しくなされる（第
４図中における曲線ＣX1と曲線ＣX2との交点で示
される静電容量値が、第１、第２の可変容量ダイ
オードＣX1，ＣX2に基準のバイアス電圧だけが与
えられている状態における第１、第２の可変容量
ダイオードＣX1，ＣX2の静電容量値であり、これ
はまたFM信号電圧θBが０の場合の静電容量値
を示している）。
しては既述のように互に等しい特性を示すものが
使用され、上記した適正な基準のバイアス点にお
いては２つの可変容量ダイオードＣX1，ＣX2にお
けるそれぞれの静電容量値は等しくなされる（第
４図中における曲線ＣX1と曲線ＣX2との交点で示
される静電容量値が、第１、第２の可変容量ダイ
オードＣX1，ＣX2に基準のバイアス電圧だけが与
えられている状態における第１、第２の可変容量
ダイオードＣX1，ＣX2の静電容量値であり、これ
はまたFM信号電圧θBが０の場合の静電容量値
を示している）。
上記のように、ｂ点にそのカソード側が接続さ
れ、そのアノード側がコントデンサC1によつて
高周波的に接地されている第１の可変容量ダイオ
ードＣX1と、ｂ点にそのアノード側が接続され、
そのカソード側がコンデンサC2によつて高周波
的に接地されている第２の可変容量ダイオードと
は、トラツキングフイルタ２Ａ内のFM信号伝送
路に対して逆並列接続回路を構成しているから、
第１、第２の可変容量ダイオードＣX1，ＣX2に対
して加えられるFM信号伝送路を伝送するFM信
号電圧θBによつて、第１、第２の可変容量ダイ
オードＣX1，ＣX2に生じる静電容量値CTの変化
特性は、第４図中の曲線ＣX1，ＣX2のようにθB
＝０の点を中心として互に逆特性のものとなり、
ｂ点からみた第１、第２の可変容量ダイオードＣ
X1，ＣX2の並列合成容量値（ＣX1ＣX2）は、第
４図中の曲線（ＣX1ＣX2）に示されているよう
に、FM信号電圧θBの変化とは無関係に略々一
定値となる。
れ、そのアノード側がコントデンサC1によつて
高周波的に接地されている第１の可変容量ダイオ
ードＣX1と、ｂ点にそのアノード側が接続され、
そのカソード側がコンデンサC2によつて高周波
的に接地されている第２の可変容量ダイオードと
は、トラツキングフイルタ２Ａ内のFM信号伝送
路に対して逆並列接続回路を構成しているから、
第１、第２の可変容量ダイオードＣX1，ＣX2に対
して加えられるFM信号伝送路を伝送するFM信
号電圧θBによつて、第１、第２の可変容量ダイ
オードＣX1，ＣX2に生じる静電容量値CTの変化
特性は、第４図中の曲線ＣX1，ＣX2のようにθB
＝０の点を中心として互に逆特性のものとなり、
ｂ点からみた第１、第２の可変容量ダイオードＣ
X1，ＣX2の並列合成容量値（ＣX1ＣX2）は、第
４図中の曲線（ＣX1ＣX2）に示されているよう
に、FM信号電圧θBの変化とは無関係に略々一
定値となる。
すなわち、前記のように可変リアクタンス素子
として使用される可変容量ダイオードが、制御電
圧対静電容量値の変化特性が非線形であつても、
２個の可変容量ダイオードCx１，Cx２が逆並列
接続された場合には、トラツキングフイルタ２Ａ
内におけるｂ点側から見た第１、第２の可変容量
ダイオードCx１，Cx２の並列合成容量値は、第
４図中の点線図示の曲線Cx１Cx２のように
略々一定になるから、入力端子１→トラツキング
フイルタ２Ａ内におけるａ点→コイルL2→ｂ→
リミツタ回路３を通過するFM信号には、前記し
たｂ点に接続されてい第１、第２の可変容量ダイ
オードCx１，Cx２によつても波形歪を生じるこ
とがない。
として使用される可変容量ダイオードが、制御電
圧対静電容量値の変化特性が非線形であつても、
２個の可変容量ダイオードCx１，Cx２が逆並列
接続された場合には、トラツキングフイルタ２Ａ
内におけるｂ点側から見た第１、第２の可変容量
ダイオードCx１，Cx２の並列合成容量値は、第
４図中の点線図示の曲線Cx１Cx２のように
略々一定になるから、入力端子１→トラツキング
フイルタ２Ａ内におけるａ点→コイルL2→ｂ→
リミツタ回路３を通過するFM信号には、前記し
たｂ点に接続されてい第１、第２の可変容量ダイ
オードCx１，Cx２によつても波形歪を生じるこ
とがない。
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一方、前記した第１、第２の可変容量ダイオー
ドCx１，Cx２には、位相比較器４→ループ利得
調整器５→誤差信号増幅回路７Ａ→ループフイル
タ６Ａ→の回路を経て制御信号が加えられるが、
ループフイルタ６Ａ内に前記した第１、第２の可
変容量ダイオードCx１，Cx２毎にそれぞれ個別
に構成されているループフイルタから第１、第２
の可変容量ダイオードCx１，Cx２に与えられる
制御信号は、それの極性が互に逆になつているか
ら、制御信号によつて第１、第２の可変容量ダイ
オードCx１，Cx２の静電容量値は同一方向で増
幅変化し、それによりトラツキングフイルタ２Ａ
の共振周波数が変化して、位相比較器４→ループ
利得調整器５→誤差信号増幅回路７Ａ→ループフ
イルタ６Ａ→トラツキングフイルタ２Ａ→リミツ
タ３→位相比較器４→の一巡のフイードバツクル
ープにより位相追尾ループ方式によるFM復調が
行われるのである。
一方、前記した第１、第２の可変容量ダイオー
ドCx１，Cx２には、位相比較器４→ループ利得
調整器５→誤差信号増幅回路７Ａ→ループフイル
タ６Ａ→の回路を経て制御信号が加えられるが、
ループフイルタ６Ａ内に前記した第１、第２の可
変容量ダイオードCx１，Cx２毎にそれぞれ個別
に構成されているループフイルタから第１、第２
の可変容量ダイオードCx１，Cx２に与えられる
制御信号は、それの極性が互に逆になつているか
ら、制御信号によつて第１、第２の可変容量ダイ
オードCx１，Cx２の静電容量値は同一方向で増
幅変化し、それによりトラツキングフイルタ２Ａ
の共振周波数が変化して、位相比較器４→ループ
利得調整器５→誤差信号増幅回路７Ａ→ループフ
イルタ６Ａ→トラツキングフイルタ２Ａ→リミツ
タ３→位相比較器４→の一巡のフイードバツクル
ープにより位相追尾ループ方式によるFM復調が
行われるのである。
以上のとおりであつて、本発明のPTL方式に
よるFM復調回路においては、トラツキングフイ
ルタ２Ａ内のFM信号の伝送路側からみたトラツ
キングフイルタ２Ａ内の可変容量ダイオードの静
電容量値が、FM信号の伝送路を伝送するFM信
号の振幅の変化とは無関係に略々一定値を示すか
ら、トラツキングフイルタ２Ａに大振幅のFM信
号が加わつてもFM復調信号中に歪成分が生じる
ことがなく、したがつて、本発明を適用すれば数
百キロヘルツから数メガヘルツの周波数領域を動
作領域とするような、例えばTV放送の音声復調
回路やFM放送用のFM復調回路などを、無歪で
しかも妨害排除機能の優れたPTL方式によるFM
復調回路として容易に構成することを可能とす
る。
よるFM復調回路においては、トラツキングフイ
ルタ２Ａ内のFM信号の伝送路側からみたトラツ
キングフイルタ２Ａ内の可変容量ダイオードの静
電容量値が、FM信号の伝送路を伝送するFM信
号の振幅の変化とは無関係に略々一定値を示すか
ら、トラツキングフイルタ２Ａに大振幅のFM信
号が加わつてもFM復調信号中に歪成分が生じる
ことがなく、したがつて、本発明を適用すれば数
百キロヘルツから数メガヘルツの周波数領域を動
作領域とするような、例えばTV放送の音声復調
回路やFM放送用のFM復調回路などを、無歪で
しかも妨害排除機能の優れたPTL方式によるFM
復調回路として容易に構成することを可能とす
る。
第１図はPTL方式によるFM復調回路のブロツ
ク図、第２図は可変容量ダイオードの特性曲線例
図、第３図は本発明のPTL方式によるFM復調回
路の一実施態様のもののブロツク回路図、第４図
は説明用の特性曲線図である。 １……入力端子、２，２Ａ……トラツキングフ
イルタ、３……リミツタ回路、４……位相比較
器、５……ループ利得調整器、６，６Ａ……ルー
プフイルタ、７……制御信号増幅回路、７Ａ……
誤差信号増幅回路、８……搬送波成分除去用フイ
ルタ、９……出力端子、１０……端子、L1，L2
……コイル、ＣX……可変容量ダイオード、ＣX1
……第１の可変容量ダイオード、ＣX2……第２の
可変容量ダイオード、C1，C2……コンデンサ、
Ｒ，R1，R2……抵抗、INV……極性反転器。 〓〓〓〓
ク図、第２図は可変容量ダイオードの特性曲線例
図、第３図は本発明のPTL方式によるFM復調回
路の一実施態様のもののブロツク回路図、第４図
は説明用の特性曲線図である。 １……入力端子、２，２Ａ……トラツキングフ
イルタ、３……リミツタ回路、４……位相比較
器、５……ループ利得調整器、６，６Ａ……ルー
プフイルタ、７……制御信号増幅回路、７Ａ……
誤差信号増幅回路、８……搬送波成分除去用フイ
ルタ、９……出力端子、１０……端子、L1，L2
……コイル、ＣX……可変容量ダイオード、ＣX1
……第１の可変容量ダイオード、ＣX2……第２の
可変容量ダイオード、C1，C2……コンデンサ、
Ｒ，R1，R2……抵抗、INV……極性反転器。 〓〓〓〓
Claims (1)
- １ 復調の対象とされるFM信号が供給される第
１の入力端子と前記した復調の対象とされるFM
信号に対して90度の位相差を有するFM信号が供
給される第２の入力端子と出力端子とを有する位
相比較器と、構成素子の一つとして用いられてい
る可変容量ダイオードに対し、前記の位相比較器
から出力された誤差信号に基づいて作られた制御
信号が加えられることにより、出力信号が常に入
力のFM信号の瞬時周波数に一致するように動作
するようになされた２次特性を有するトラツキン
グフイルタと、前記した位相比較器の出力側と前
記したトラツキングフイルタとの間に構成された
制御信号の伝送系と、前記のトラツキングフイル
タの出力側と前記した位相比較器における第２の
入力端子との間の信号伝送系中に設けられたリミ
ツタ回路とが、一巡のフイードバツクループを形
成しており、前記の位相比較器から出力された誤
差信号が搬送波成分除去用フイルタを介してFM
復調信号となされるような位相追尾ループ方式に
よるFM復調回路において、トラツキングフイル
タ内におけるFM信号伝送路に対して、前記の
FM信号伝送路側からみて逆並列接続の接続態様
となるように第１、第２の可変容量ダイオードを
含む回路を接続し、また、前記の第１の可変容量
ダイオードと第２の可変容量ダイオードとには、
それぞれ互に逆極性の制御信号及びそれぞれ互に
逆極性の基準のバイアス電位が与えられるように
すると共に、前記した第１、第２の可変容量ダイ
オードに対する誤差信号伝送路中にそれぞれ個別
にループフイルタを設けてなる位相追尾ループ方
式によるFM復調回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10062777A JPS5434747A (en) | 1977-08-24 | 1977-08-24 | Fm demodulation circuit of phase tracking loop system |
| DE2831091A DE2831091C2 (de) | 1977-07-15 | 1978-07-14 | Frequenzdemodulator mit einer Phasennachführschleife |
| US05/924,554 US4198609A (en) | 1977-07-15 | 1978-07-14 | Phase tracked loop frequency demodulator |
| GB7829836A GB2001217B (en) | 1977-07-15 | 1978-07-14 | Phase tracked loop frequency demodulator |
| FR7821632A FR2397749A1 (fr) | 1977-07-15 | 1978-07-17 | Demodulateur de frequence a boucle de verrouillage de phase |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10062777A JPS5434747A (en) | 1977-08-24 | 1977-08-24 | Fm demodulation circuit of phase tracking loop system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5434747A JPS5434747A (en) | 1979-03-14 |
| JPS628965B2 true JPS628965B2 (ja) | 1987-02-25 |
Family
ID=14279063
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10062777A Granted JPS5434747A (en) | 1977-07-15 | 1977-08-24 | Fm demodulation circuit of phase tracking loop system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5434747A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3834118A1 (de) * | 1988-10-07 | 1990-04-12 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zum demodulieren eines frequenzmodulierten signals |
| US5453714A (en) * | 1993-03-10 | 1995-09-26 | National Semiconductor Corporation | Binary FM demodulator with self-adjusting resonant operating frequency according to demodulated binary output signal duty cycle |
| JP6843724B2 (ja) | 2017-10-05 | 2021-03-17 | 昭和アルミニウム缶株式会社 | 案内装置、円盤状部材移動装置、缶蓋製造システム、および、飲料缶製造システム |
-
1977
- 1977-08-24 JP JP10062777A patent/JPS5434747A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5434747A (en) | 1979-03-14 |
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