JPS628964B2 - - Google Patents
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- JPS628964B2 JPS628964B2 JP10062677A JP10062677A JPS628964B2 JP S628964 B2 JPS628964 B2 JP S628964B2 JP 10062677 A JP10062677 A JP 10062677A JP 10062677 A JP10062677 A JP 10062677A JP S628964 B2 JPS628964 B2 JP S628964B2
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- Japan
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- signal
- control signal
- circuit
- variable capacitance
- demodulation
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 19
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 claims description 7
- 239000000470 constituent Substances 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 5
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000002787 reinforcement Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
復調の対象とされるFM信号の占有周波数帯域
内、及びまたはそれに近接する周波数帯域に存在
または生じた雑音（及びまたは妨害波、干渉雑
音）によつてFM復調信号中に生じる雑音を効果
的に排除でき、高忠実度のFM復調信号が得られ
るようなFM復調回路として本出願人会社によつ
〓〓〓〓
て開発された位相追尾ループ（フエーズ・トラツ
キング・ループ、略称としてPTLと記載される
ことがある）方式によるFM復調回路は、当初、
本出願人会社で研究開発された、いわゆるCD−
４方式による４チヤンネル立体音響レコードより
再生された雑音や妨害波の影響を受けているFM
信号から、雑音や妨害波の存在に基づいてFM復
調信号中に生じる雑音が効果的に除去された状態
の忠実度の高いFM復調信号を得ることができる
ようにするためのFM復調回路として提案された
もので、これについては例えば特開昭52−22866
号（特公昭56−47722号）、特開昭52−22867号
（特公昭56−47723号）によつて開示されている多
くの特許出願がなされていると共に、1977年５月
にアメリカのロスアンゼルスで行なわれたAES
コンベンシヨンにおいて技術発表もなされてい
る。
内、及びまたはそれに近接する周波数帯域に存在
または生じた雑音（及びまたは妨害波、干渉雑
音）によつてFM復調信号中に生じる雑音を効果
的に排除でき、高忠実度のFM復調信号が得られ
るようなFM復調回路として本出願人会社によつ
〓〓〓〓
て開発された位相追尾ループ（フエーズ・トラツ
キング・ループ、略称としてPTLと記載される
ことがある）方式によるFM復調回路は、当初、
本出願人会社で研究開発された、いわゆるCD−
４方式による４チヤンネル立体音響レコードより
再生された雑音や妨害波の影響を受けているFM
信号から、雑音や妨害波の存在に基づいてFM復
調信号中に生じる雑音が効果的に除去された状態
の忠実度の高いFM復調信号を得ることができる
ようにするためのFM復調回路として提案された
もので、これについては例えば特開昭52−22866
号（特公昭56−47722号）、特開昭52−22867号
（特公昭56−47723号）によつて開示されている多
くの特許出願がなされていると共に、1977年５月
にアメリカのロスアンゼルスで行なわれたAES
コンベンシヨンにおいて技術発表もなされてい
る。
ところで、上記した既提案のPTL方式による
FM復調回路においては、PTLの要部のトラツキ
ングフイルタとして抵抗やコンデンサならびにオ
ペレーシヨナルアンプなどで構成されたアクテイ
ブフイルタを使用していたので、その動作周波数
の高域限界が数百キロヘルツというように低く、
そのために、高い周波数領域のFM信号が復調の
対象とされる、例えばFMチユーナ用のFM復調
回路やTV受像機の音声復調用のFM復調回路な
どとして使用することが困難であり、また、回路
構成に必要とされる部品点数が多いなどの諸点が
問題となつた。
FM復調回路においては、PTLの要部のトラツキ
ングフイルタとして抵抗やコンデンサならびにオ
ペレーシヨナルアンプなどで構成されたアクテイ
ブフイルタを使用していたので、その動作周波数
の高域限界が数百キロヘルツというように低く、
そのために、高い周波数領域のFM信号が復調の
対象とされる、例えばFMチユーナ用のFM復調
回路やTV受像機の音声復調用のFM復調回路な
どとして使用することが困難であり、また、回路
構成に必要とされる部品点数が多いなどの諸点が
問題となつた。
それで、本出願人会社では、既提案のPTL方
式によるFM復調回路における上記のような諸問
題点を解決しうるPTL方式によるFM復調回路と
して、PTLにおけるトラツキングフイルタが、
その構成素子の一つに可変容量ダイオードを用い
て構成されたものを完成して良好な成果を挙げる
ことができた。
式によるFM復調回路における上記のような諸問
題点を解決しうるPTL方式によるFM復調回路と
して、PTLにおけるトラツキングフイルタが、
その構成素子の一つに可変容量ダイオードを用い
て構成されたものを完成して良好な成果を挙げる
ことができた。
第１図は、その構成素子の一部に可変容量ダイ
オードを用いて構成されているようなPTLのト
ラツキングフイルタの１例として、トラツキング
フイルタが遮断周波数を共振周波数とする高い共
振峰を有し、かつ、可変容量ダイオードに与えら
れる制御信号に応じて、前記の共振周波数が変化
されるようになされた２次特性の可変低域濾波器
である場合のPTL方式によるFM復調回路のブロ
ツク図であつてこの第１図において、１は復調の
対象とされるFM信号Ｃ（ｔ）の入力端子、２は
可変低域濾波器によつて構成されているトラツキ
ングフイルタ、３はリミツタ回路、４は位相比較
器、５はループ利得調整器、６はループフイル
タ、７は制御信号増幅回路、８は搬送波成分除去
用フイルタ、９はFM復調信号の出力端子であ
る。ここで、上記した第１図示のPTL方式によ
るFM復調回路の基本動作を説明すると次のとお
りである。
オードを用いて構成されているようなPTLのト
ラツキングフイルタの１例として、トラツキング
フイルタが遮断周波数を共振周波数とする高い共
振峰を有し、かつ、可変容量ダイオードに与えら
れる制御信号に応じて、前記の共振周波数が変化
されるようになされた２次特性の可変低域濾波器
である場合のPTL方式によるFM復調回路のブロ
ツク図であつてこの第１図において、１は復調の
対象とされるFM信号Ｃ（ｔ）の入力端子、２は
可変低域濾波器によつて構成されているトラツキ
ングフイルタ、３はリミツタ回路、４は位相比較
器、５はループ利得調整器、６はループフイル
タ、７は制御信号増幅回路、８は搬送波成分除去
用フイルタ、９はFM復調信号の出力端子であ
る。ここで、上記した第１図示のPTL方式によ
るFM復調回路の基本動作を説明すると次のとお
りである。
今、トラツキングフイルタ２における入、出力
間（ａ、ｂ間）の静止状態における伝達関数Ｔ
（Ｓ）は、コイルL1，L2のインダクタンスL1，
L2、抵抗Ｒの抵抗値Ｒ（次段の入力抵抗を置き
かえたもの）、可変容量ダイオードCxの静電容量
Cx、などを用いて次の(1)式によつて示される。
間（ａ、ｂ間）の静止状態における伝達関数Ｔ
（Ｓ）は、コイルL1，L2のインダクタンスL1，
L2、抵抗Ｒの抵抗値Ｒ（次段の入力抵抗を置き
かえたもの）、可変容量ダイオードCxの静電容量
Cx、などを用いて次の(1)式によつて示される。
そして、L1≫L2、R2≫L2／Cxの条件のもとに
おいて、回路の共振角周波数ωｏ（以下、共振周
波数ωｏと記載する）とし、また、共振周波数に
おける利得を｜Go｜、共振周波数ωｏより充分
に低い周波数領域での利得を｜Gl｜とすれば、
ωｏ、Go、｜Go｜、｜Gl｜はそれぞれ次のよう
に示される。
おいて、回路の共振角周波数ωｏ（以下、共振周
波数ωｏと記載する）とし、また、共振周波数に
おける利得を｜Go｜、共振周波数ωｏより充分
に低い周波数領域での利得を｜Gl｜とすれば、
ωｏ、Go、｜Go｜、｜Gl｜はそれぞれ次のよう
に示される。
共振周波数ωｏにおける振幅の増大をＨとする
と、Ｈは｜Go｜と｜Gl｜の比として求められる
から、上記の(3)、(4)式よりＨは次のように表わさ
れるものとなる。
と、Ｈは｜Go｜と｜Gl｜の比として求められる
から、上記の(3)、(4)式よりＨは次のように表わさ
れるものとなる。
上記した(2)式で示される共振周波数ωｏにおい
〓〓〓〓
て、上記の(5)式で示される前記の(5)式中に示され
ているＲ、Cx、L2の値を適当に選定して(5)式で
示されるＨの値が充分に大きな値になるようにす
れば、このトラツキングフイルタ２は共振周波数
ωｏ付近において、充分に満足すべき周波数選択
特性を示すものとなる。
〓〓〓〓
て、上記の(5)式で示される前記の(5)式中に示され
ているＲ、Cx、L2の値を適当に選定して(5)式で
示されるＨの値が充分に大きな値になるようにす
れば、このトラツキングフイルタ２は共振周波数
ωｏ付近において、充分に満足すべき周波数選択
特性を示すものとなる。
そして、このトラツキングフイルタ２は、上記
の(3)式に示したように、共振周波数ωｏにおいて
位相角が−90゜となつている。
の(3)式に示したように、共振周波数ωｏにおいて
位相角が−90゜となつている。
今、変調信号μ（ｔ）が搬送波の周波数ωｏに
比べて充分に小さな周波数偏移を与えるとの条件
の下で、FM信号Ｃ（ｔ）を次の(6)式によつて表
わし、 Ｃ（ｔ）＝θj{〓〓t+∫〓〓(〓)d〓}
………(6) この(6)式で示されるFM信号Ｃ（ｔ）が入力端
子１から位相比較器４へその一方入力として加え
られると共に、トラツキングフイルタ２に加えら
れたとし、また、このFM信号Ｃ（ｔ）がトラツ
キングフイルタ２を通つているときに、トラツキ
ングフイルタ２の可変容量ダイオードCxの静電
容量値が制御信号ｆ（ｔ）｛復調信号ｆ（ｔ）｝の
関数として時間的に変化していたとした場合に
は、トラツキングフイルタ２からの出力信号がリ
ミツタ回路３を通されて得られるリミツタ回路３
の出力信号C′（ｔ）は次の(7)式で示されるもの
となる。
比べて充分に小さな周波数偏移を与えるとの条件
の下で、FM信号Ｃ（ｔ）を次の(6)式によつて表
わし、 Ｃ（ｔ）＝θj{〓〓t+∫〓〓(〓)d〓}
………(6) この(6)式で示されるFM信号Ｃ（ｔ）が入力端
子１から位相比較器４へその一方入力として加え
られると共に、トラツキングフイルタ２に加えら
れたとし、また、このFM信号Ｃ（ｔ）がトラツ
キングフイルタ２を通つているときに、トラツキ
ングフイルタ２の可変容量ダイオードCxの静電
容量値が制御信号ｆ（ｔ）｛復調信号ｆ（ｔ）｝の
関数として時間的に変化していたとした場合に
は、トラツキングフイルタ２からの出力信号がリ
ミツタ回路３を通されて得られるリミツタ回路３
の出力信号C′（ｔ）は次の(7)式で示されるもの
となる。
C′（ｔ）＝−ｊθj{〓ct+∫〓〓(〓)d〓-〓〓(t)-〓f(t) ………(7)
上式において、τはトラツキングフイルタ２に
よつてFM信号に与えられる群遅延であり、ま
た、ｆ（ｔ）は可変容量ダイオードCxに加えら
れる制御信号（復調信号）であり、さらにαは可
変容量ダイオードCxの静電容量値の変化によつ
てFM信号に生じる位相変調分を示す係数であ
る。
よつてFM信号に与えられる群遅延であり、ま
た、ｆ（ｔ）は可変容量ダイオードCxに加えら
れる制御信号（復調信号）であり、さらにαは可
変容量ダイオードCxの静電容量値の変化によつ
てFM信号に生じる位相変調分を示す係数であ
る。
位相比較器４においては、(6)式で示されるFM
信号Ｃ（ｔ）と、(7)式で示されるFM信号
C′（ｔ）との位相比較を行なつて、次の(8)式で
示すような誤差信号θｒ（ｔ）を出力する。
信号Ｃ（ｔ）と、(7)式で示されるFM信号
C′（ｔ）との位相比較を行なつて、次の(8)式で
示すような誤差信号θｒ（ｔ）を出力する。
θｒ（ｔ）＝Sin｛１−αｆ（ｔ）−τμ（ｔ）｝≒−αｆ（ｔ）−τμ（ｔ） ………(8)
位相比較器４から出力された誤差信号θｒ
（ｔ）は、ループ利得調整器５、ループフイルタ
６を経て制御信号ｆ（ｔ）に変換され、次いで制
御信号は制御信号増幅回路７において増幅されて
トラツキングフイルタ２における可変容量ダイオ
ードCxに与えられる。
（ｔ）は、ループ利得調整器５、ループフイルタ
６を経て制御信号ｆ（ｔ）に変換され、次いで制
御信号は制御信号増幅回路７において増幅されて
トラツキングフイルタ２における可変容量ダイオ
ードCxに与えられる。
図示の例において、制御信号増幅回路７は、増
幅器７ａ、抵抗７ｂ，７ｃ、可変抵抗器７ｄなど
によつて構成されているものとして示されてお
り、トラツキングフイルタ２の可変容量ダイオー
ドCxには、増幅器７ａによつて所要のように増
幅された制御信号ｆ（ｔ）が与えられると共に、
端子１０に供給された基準電圧が抵抗７ｂ，７
ｃ、可変抵抗器７ｄの回路によつて適当に調節さ
れたバイアス電圧が与えられる。
幅器７ａ、抵抗７ｂ，７ｃ、可変抵抗器７ｄなど
によつて構成されているものとして示されてお
り、トラツキングフイルタ２の可変容量ダイオー
ドCxには、増幅器７ａによつて所要のように増
幅された制御信号ｆ（ｔ）が与えられると共に、
端子１０に供給された基準電圧が抵抗７ｂ，７
ｃ、可変抵抗器７ｄの回路によつて適当に調節さ
れたバイアス電圧が与えられる。
そして、上記した位相比較器４→ループ利得調
整器５→ループフイルタ６→制御信号増幅回路７
→トラツキングフイルタ２→リミツタ回路３→位
相比較器４の回路は一巡のフイードバツクループ
を構成しているのである。
整器５→ループフイルタ６→制御信号増幅回路７
→トラツキングフイルタ２→リミツタ回路３→位
相比較器４の回路は一巡のフイードバツクループ
を構成しているのである。
今、ループフイルタ６の特性をＧ（Ｓ）とし、
ループの利得をＡとして、誤差信号θｒ（ｔ）と
FM復調信号ｆ（ｓ）との関係をラプラス変換型
で表現すると次の(9)式が得られる。
ループの利得をＡとして、誤差信号θｒ（ｔ）と
FM復調信号ｆ（ｓ）との関係をラプラス変換型
で表現すると次の(9)式が得られる。
ｆ（Ｓ）＝Ａ・Ｇ（Ｓ）・θｒ（Ｓ）＝Ａ・Ｇ（Ｓ）〔−αｆ（Ｓ）−τμ（Ｓ） ………(9)
上記の式(9)式を解くと、
ｆ（Ｓ）＝−τＡ・Ｇ（Ｓ）／１＋αＡ・Ｇ（Ｓ）μ（Ｓ）＝−Ｈ（Ｓ）・μ（Ｓ） ………(10)
(10)式で示されるような復調の式が得られる。
この(10)式で明らかなように、第１図示のPTL
方式によるFM復調回路から得られるFM復調信
号は、変調信号μ（Ｓ）に伝達関数Ｈ（Ｓ）を有
する１次の線形フイルタを適用したものに等し
く、したがつて、第１図示のPTL方式によるFM
〓〓〓〓
復調回路はFM復調機能を備えているといことが
証明されたのである（なお、上記のFM復調回路
の動作に対する数式による解析の詳細について
は、特開昭54−19641号を参照されるとよい）。
方式によるFM復調回路から得られるFM復調信
号は、変調信号μ（Ｓ）に伝達関数Ｈ（Ｓ）を有
する１次の線形フイルタを適用したものに等し
く、したがつて、第１図示のPTL方式によるFM
〓〓〓〓
復調回路はFM復調機能を備えているといことが
証明されたのである（なお、上記のFM復調回路
の動作に対する数式による解析の詳細について
は、特開昭54−19641号を参照されるとよい）。
ところが、可変容量ダイオードは、それの制御
電圧対静電容量値の変化特性が非線形特性を示
し、しかも、個々の可変容量ダイオード毎に特性
にばらつきを有しているから、上記した第１図に
例示したPTL方式によるFM復調回路のように、
トラツキングフイルタ２の共振周波数ωｏを制御
信号ｆ（ｔ）に応じて変化させるための構成素子
として用いられる可変リアクタンス素子として、
可変容量ダイオードCxが用いられた場合には、
FM復調回路の量産に当つて次のような問題が生
じる。
電圧対静電容量値の変化特性が非線形特性を示
し、しかも、個々の可変容量ダイオード毎に特性
にばらつきを有しているから、上記した第１図に
例示したPTL方式によるFM復調回路のように、
トラツキングフイルタ２の共振周波数ωｏを制御
信号ｆ（ｔ）に応じて変化させるための構成素子
として用いられる可変リアクタンス素子として、
可変容量ダイオードCxが用いられた場合には、
FM復調回路の量産に当つて次のような問題が生
じる。
すなわち、可変容量ダイオードCxの制御電圧
EC対静電容量値CTの変化特性は、個々の可変容
量ダイオード毎にそれぞれ異なるものであるが、
今、任意に用意した３個の可変容量ダイオードに
おける前記の変化特性が、それぞれ第２図中の曲
線，，によつて表わされるものであつたと
仮定した場合に、それら３個の可変容量ダイオー
ドにＶBのバイアス電圧を与えると共に、信号ｆ
（ｔ）を与えると、第２図中で曲線で示される
ような変化特性を有する可変容量ダイオードの静
電容量値CTは、信号ｆ（ｔ）に応じて第２図中
の実線図示の曲線｛ｆ（ｔ）｝で示すように変
化し、また、第２図中で曲線で示されるような
変化特性を有する可変容量ダイオードの静電容量
値CTは、信号ｆ（ｔ）に応じて第２図中の一点
鎖線図示の曲線｛ｆ（ｔ）｝で示すように変化
し、さらに、第２図中で曲線で示されるような
変化特性を有する可変容量ダイオードの静電容量
値CTは、信号ｆ（ｔ）に応じて第２図中の２点
鎖線図示の曲線｛ｆ（ｔ）｝で示すように変化
する。
EC対静電容量値CTの変化特性は、個々の可変容
量ダイオード毎にそれぞれ異なるものであるが、
今、任意に用意した３個の可変容量ダイオードに
おける前記の変化特性が、それぞれ第２図中の曲
線，，によつて表わされるものであつたと
仮定した場合に、それら３個の可変容量ダイオー
ドにＶBのバイアス電圧を与えると共に、信号ｆ
（ｔ）を与えると、第２図中で曲線で示される
ような変化特性を有する可変容量ダイオードの静
電容量値CTは、信号ｆ（ｔ）に応じて第２図中
の実線図示の曲線｛ｆ（ｔ）｝で示すように変
化し、また、第２図中で曲線で示されるような
変化特性を有する可変容量ダイオードの静電容量
値CTは、信号ｆ（ｔ）に応じて第２図中の一点
鎖線図示の曲線｛ｆ（ｔ）｝で示すように変化
し、さらに、第２図中で曲線で示されるような
変化特性を有する可変容量ダイオードの静電容量
値CTは、信号ｆ（ｔ）に応じて第２図中の２点
鎖線図示の曲線｛ｆ（ｔ）｝で示すように変化
する。
この第２図示の特性例における曲線，で示
されるような変化特性を有する可変容量ダイオー
ドが、トラツキングフイルタ２内の可変リアクタ
ンス素子として用いられた場合には、歪の伴なつ
た制御が行なわれることは明らかであり、したが
つてこの場合にはFM復調信号中に歪が発生する
ことになる。
されるような変化特性を有する可変容量ダイオー
ドが、トラツキングフイルタ２内の可変リアクタ
ンス素子として用いられた場合には、歪の伴なつ
た制御が行なわれることは明らかであり、したが
つてこの場合にはFM復調信号中に歪が発生する
ことになる。
そして、上記の歪は、特にFM信号の周波数偏
移が大きいとき、フイードバツク量を増大した場
合などのように、可変容量ダイオードに加わる制
御信号の信号レベルが増大した時に大きく現わ
れ、復調信号に大きな悪影響を与えるのである。
移が大きいとき、フイードバツク量を増大した場
合などのように、可変容量ダイオードに加わる制
御信号の信号レベルが増大した時に大きく現わ
れ、復調信号に大きな悪影響を与えるのである。
本発明は、トラツキングフイルタ２内に可変容
量ダイオードを用いたPTL方式によるFM復調回
路における上記のような問題点を解決するため
に、トラツキングフイルタの構成素子として用い
られている可変容量ダイオードに対して制御信号
の伝送系を通して与えられる制御信号の波形を変
えて、前記した可変容量ダイオードにおける制御
信号対容量変化特性の非線形特性が等価的に補償
されるようにする補償回路を制御信号の伝送系中
に設けたものであつて、以下、本発明のPTL方
式によるFM復調回路の具体的な内容を添付図面
を参照して詳細に説明する。
量ダイオードを用いたPTL方式によるFM復調回
路における上記のような問題点を解決するため
に、トラツキングフイルタの構成素子として用い
られている可変容量ダイオードに対して制御信号
の伝送系を通して与えられる制御信号の波形を変
えて、前記した可変容量ダイオードにおける制御
信号対容量変化特性の非線形特性が等価的に補償
されるようにする補償回路を制御信号の伝送系中
に設けたものであつて、以下、本発明のPTL方
式によるFM復調回路の具体的な内容を添付図面
を参照して詳細に説明する。
第３図は本発明のPTL方式によるFM復調回路
の一実施態様のもののブロツク回路図であつて、
この第３図において既述した第１図示のPTL方
式によるFM復調回路の構成部分と対応する構成
部分には、第１図中において使用した図面符号と
同一の図面符号を付している。
の一実施態様のもののブロツク回路図であつて、
この第３図において既述した第１図示のPTL方
式によるFM復調回路の構成部分と対応する構成
部分には、第１図中において使用した図面符号と
同一の図面符号を付している。
第３図において、ブロツク１１は補償回路であ
つて、この補償回路１１は制御信号の伝送系中に
設けられるのであり、第３図示の例においてはル
ープフイルタ６と制御信号増幅回路７との間に補
償回路１１が設けられている場合を示している。
つて、この補償回路１１は制御信号の伝送系中に
設けられるのであり、第３図示の例においてはル
ープフイルタ６と制御信号増幅回路７との間に補
償回路１１が設けられている場合を示している。
第３図中の補償回路１１において、１１ａは信
号の入力端子、１１ｂは信号の出力端子であつ
て、前記した入、出力端子間には、補償量の調節
用の可変抵抗器R3、ダイオードD1，D2、補償バ
ランス調節用の可変抵抗器R4、抵抗R1、抵抗
R2、コンデンサC1などからなる補償回路が構成
されている。
号の入力端子、１１ｂは信号の出力端子であつ
て、前記した入、出力端子間には、補償量の調節
用の可変抵抗器R3、ダイオードD1，D2、補償バ
ランス調節用の可変抵抗器R4、抵抗R1、抵抗
R2、コンデンサC1などからなる補償回路が構成
されている。
すなわち、入力端子１１ａには補償量の調節用
の可変抵抗器R3の一方の固定端子と摺動子、な
らびに抵抗R1の一方端子とが接続されており、
また、前記した可変抵抗器R3の他方の固定端子
にはダイオードD1のアノードとダイオードD2の
カソードとが接続され、さらに、前記したダイオ
ードD1のカソードとダイオードD2のアノードと
には、補償バランス調節用の可変抵抗器R4の固
定端子の各一方のものが接続されている。
の可変抵抗器R3の一方の固定端子と摺動子、な
らびに抵抗R1の一方端子とが接続されており、
また、前記した可変抵抗器R3の他方の固定端子
にはダイオードD1のアノードとダイオードD2の
カソードとが接続され、さらに、前記したダイオ
ードD1のカソードとダイオードD2のアノードと
には、補償バランス調節用の可変抵抗器R4の固
定端子の各一方のものが接続されている。
また、前記した可変抵抗器R4の摺動子は、出
〓〓〓〓
力端子１１ｂと抵抗R1の他方端子と抵抗R2の一
方端子とに接続され、前記した抵抗R2の他方端
子は直流阻止用コンデンサC1を介して交流的に
接地されている。
〓〓〓〓
力端子１１ｂと抵抗R1の他方端子と抵抗R2の一
方端子とに接続され、前記した抵抗R2の他方端
子は直流阻止用コンデンサC1を介して交流的に
接地されている。
上記のような構成を有する補償回路において、
補償量の調節用の可変抵抗器R3の摺動子と補償
バランス調節用の可変抵抗器R4の摺動子とを可
変調節すると、各可変抵抗器R3，R4の摺動子の
位置に応じて、入、出力端子１１ａ，１１ｂ間を
伝送している信号の正半波及び負半波の伝送量が
変化されることになるために、この補償回路１１
は制御信号の波形を所望のように変形させること
ができるのである。
補償量の調節用の可変抵抗器R3の摺動子と補償
バランス調節用の可変抵抗器R4の摺動子とを可
変調節すると、各可変抵抗器R3，R4の摺動子の
位置に応じて、入、出力端子１１ａ，１１ｂ間を
伝送している信号の正半波及び負半波の伝送量が
変化されることになるために、この補償回路１１
は制御信号の波形を所望のように変形させること
ができるのである。
第４図ａ，ｂ図は、上記した第３図中の補償回
路１１の動作を図示説明するための等価回路図で
あつて、第４図ａ図は第３図中の補償回路１１に
おける可変抵抗器R4の摺動子が、ダイオードD1
のカソードの接続端側までの間で摺動された状態
の等価回路図であり、また、第４図ｂ図は可変抵
抗器R4の摺動子がダイオードD2のアノードの接
続端側までの間で摺動された状態における等価回
路図である。
路１１の動作を図示説明するための等価回路図で
あつて、第４図ａ図は第３図中の補償回路１１に
おける可変抵抗器R4の摺動子が、ダイオードD1
のカソードの接続端側までの間で摺動された状態
の等価回路図であり、また、第４図ｂ図は可変抵
抗器R4の摺動子がダイオードD2のアノードの接
続端側までの間で摺動された状態における等価回
路図である。
補償回路１１における補償バランス調節用の可
変抵抗器R4の摺動子が中点位置からダイオード
D1のカソードの接続端側までの間で摺動された
場合においては、入力端子１１ａに供給された信
号は、その正波側が増強されると共にその負波側
がつぶされたような波形の信号に変形されて出力
端子１１ｂに現われ、また、補償バランス調節用
の可変抵抗器R4の摺動子が中点位置からダイオ
ードD2のアノードの接続端側までの間で摺動さ
れた場合においては、入力端子１１ａに供給され
た信号は、その負波側が増強されると共にその正
波側がつぶされたような波形の信号に変形されて
出力端子１１ｂに現われる。
変抵抗器R4の摺動子が中点位置からダイオード
D1のカソードの接続端側までの間で摺動された
場合においては、入力端子１１ａに供給された信
号は、その正波側が増強されると共にその負波側
がつぶされたような波形の信号に変形されて出力
端子１１ｂに現われ、また、補償バランス調節用
の可変抵抗器R4の摺動子が中点位置からダイオ
ードD2のアノードの接続端側までの間で摺動さ
れた場合においては、入力端子１１ａに供給され
た信号は、その負波側が増強されると共にその正
波側がつぶされたような波形の信号に変形されて
出力端子１１ｂに現われる。
上記した信号における正波と負波とに対する変
形の割合いは、補償バランス調節用の可変抵抗器
R4の摺動子が中点位置から遠ざかるにつれて大
となり、また、増強される半波に対する増強の程
度は、補償量の調節用可変抵抗器R3の抵抗値が
小さくなるように調節されるのにつれて大とな
る。第４図ａ，ｂ図において、その入、出力端子
１１ａ，１１ｂ付近に図示した信号波形は、補償
回路１１における上述のような波形変形動作を図
示説明するために入、出力信号波形を例示したも
のである。
形の割合いは、補償バランス調節用の可変抵抗器
R4の摺動子が中点位置から遠ざかるにつれて大
となり、また、増強される半波に対する増強の程
度は、補償量の調節用可変抵抗器R3の抵抗値が
小さくなるように調節されるのにつれて大とな
る。第４図ａ，ｂ図において、その入、出力端子
１１ａ，１１ｂ付近に図示した信号波形は、補償
回路１１における上述のような波形変形動作を図
示説明するために入、出力信号波形を例示したも
のである。
上記のように、制御信号の伝送系中に設けられ
た補償回路１１によつて、制御信号ｆ（ｔ）の波
形を変形することにより、制御信号が与えられる
トラツキングフイルタ２内の可変容量ダイオード
の非線形特性は等価的に補償されるのである。
た補償回路１１によつて、制御信号ｆ（ｔ）の波
形を変形することにより、制御信号が与えられる
トラツキングフイルタ２内の可変容量ダイオード
の非線形特性は等価的に補償されるのである。
すなわち、トラツキングフイルタ２内で用いら
れている可変容量ダイオードCxが、例えば第２
図中の曲線で示されるような制御信号対静電容
量値の変化特性（制御電圧静電容量値の変化特
性）を有している場合には、補償回路１１中の可
変抵抗器R4の摺動子を中点位置に調節し、ま
た、トラツキングフイルタ２内で用いられている
可変容量ダイオードCxが例えば、第２図中の曲
線で示されるような制御信号対静電容量値の変
化特性を有している場合には、補償回路１１中の
可変抵抗器R4の摺動子を中点位置からダイオー
ドD2のアノードの接続端側までの間で摺動調節
して、可変容量ダイオードCxの静電容量値の時
間軸上での変化態様が、もともとの制御信号ｆ
（ｔ）の波形と同様なものとなるように、可変容
量ダイオードCxに供給される制御信号の波形
を、その正波がつぶされ負波が増強されたような
波形に変形させ、さらに、トラツキングフイルタ
２内で用いられている可変容量ダイオードCx
が、例えば、第２図中の曲線で示されるような
制御信号対静電容量値の変化特性を有している場
合には、補償回路１１中の可変抵抗器R4の摺動
子を中点位置からダイオードD1のカソードの接
続端側までの間で摺動調節して、可変容量ダイオ
ードCxの静電容量値の時間軸上での変化態様
が、もともとの制御信号ｆ（ｔ）の波形と同様な
ものとなるように、可変容量ダイオードCxに供
給される制御信号の波形を、その正波が増強され
負波がつぶされたような波形に変形させる、とい
うように、制御信号が与えられるトラツキングフ
イルタ２内に用いられている可変容量ダイオード
Cxの制御信号対静電容量値の変化特性がどのよ
うなものであるのかに応じて、それに供給される
制御信号の波形を変形させて、可変容量ダイオー
ドCxの制御信号対静電容量値の変化特性が、常
に、等価的に直線性を有するものとなるように補
償するのである。
れている可変容量ダイオードCxが、例えば第２
図中の曲線で示されるような制御信号対静電容
量値の変化特性（制御電圧静電容量値の変化特
性）を有している場合には、補償回路１１中の可
変抵抗器R4の摺動子を中点位置に調節し、ま
た、トラツキングフイルタ２内で用いられている
可変容量ダイオードCxが例えば、第２図中の曲
線で示されるような制御信号対静電容量値の変
化特性を有している場合には、補償回路１１中の
可変抵抗器R4の摺動子を中点位置からダイオー
ドD2のアノードの接続端側までの間で摺動調節
して、可変容量ダイオードCxの静電容量値の時
間軸上での変化態様が、もともとの制御信号ｆ
（ｔ）の波形と同様なものとなるように、可変容
量ダイオードCxに供給される制御信号の波形
を、その正波がつぶされ負波が増強されたような
波形に変形させ、さらに、トラツキングフイルタ
２内で用いられている可変容量ダイオードCx
が、例えば、第２図中の曲線で示されるような
制御信号対静電容量値の変化特性を有している場
合には、補償回路１１中の可変抵抗器R4の摺動
子を中点位置からダイオードD1のカソードの接
続端側までの間で摺動調節して、可変容量ダイオ
ードCxの静電容量値の時間軸上での変化態様
が、もともとの制御信号ｆ（ｔ）の波形と同様な
ものとなるように、可変容量ダイオードCxに供
給される制御信号の波形を、その正波が増強され
負波がつぶされたような波形に変形させる、とい
うように、制御信号が与えられるトラツキングフ
イルタ２内に用いられている可変容量ダイオード
Cxの制御信号対静電容量値の変化特性がどのよ
うなものであるのかに応じて、それに供給される
制御信号の波形を変形させて、可変容量ダイオー
ドCxの制御信号対静電容量値の変化特性が、常
に、等価的に直線性を有するものとなるように補
償するのである。
〓〓〓〓
したがつて、本発明のPTL方式によるFM復調
回路では、トラツキングフイルタ２内に用いられ
る可変容量ダイオードCxの非線形特性が、制御
信号の伝送系中に設けられた補償回路１１による
制御信号の波形の変形によつて等価的に補償され
るので、可変容量ダイオードがトラツキングフイ
ルタ２内の可変リアクタンス素子として用いられ
ているトラツキングフイルタ２を備えたPTL方
式によるFM復調回路を量産する場合でも、特性
的に選別された可変容量ダイオードを使用する必
要もないから、無歪復調動作を行なうことのでき
るPTL方式によるFM復調回路を低コストに提供
することができ、また、入力FM信号が周波数偏
移の大きなものであつた場合や、フイードバツク
量を増大させた場合でも、安定に無歪復調を行な
いうるPTL方式によるFM復調回路が実現でき、
さらに、本発明によれば、優れた妨害排除機能を
有するPTL方式によるFM復調回路を、数百キロ
ヘルツから数メガヘルツにわたる周波数領域にお
いても良好なFM復調動作を行ないうるものとし
て実用化することができるので、PTL方式によ
るFM復調回路の利用範囲を著るしく拡大するこ
とを可能とした。
したがつて、本発明のPTL方式によるFM復調
回路では、トラツキングフイルタ２内に用いられ
る可変容量ダイオードCxの非線形特性が、制御
信号の伝送系中に設けられた補償回路１１による
制御信号の波形の変形によつて等価的に補償され
るので、可変容量ダイオードがトラツキングフイ
ルタ２内の可変リアクタンス素子として用いられ
ているトラツキングフイルタ２を備えたPTL方
式によるFM復調回路を量産する場合でも、特性
的に選別された可変容量ダイオードを使用する必
要もないから、無歪復調動作を行なうことのでき
るPTL方式によるFM復調回路を低コストに提供
することができ、また、入力FM信号が周波数偏
移の大きなものであつた場合や、フイードバツク
量を増大させた場合でも、安定に無歪復調を行な
いうるPTL方式によるFM復調回路が実現でき、
さらに、本発明によれば、優れた妨害排除機能を
有するPTL方式によるFM復調回路を、数百キロ
ヘルツから数メガヘルツにわたる周波数領域にお
いても良好なFM復調動作を行ないうるものとし
て実用化することができるので、PTL方式によ
るFM復調回路の利用範囲を著るしく拡大するこ
とを可能とした。
第１図はPTL方式によるFM復調回路のブロツ
ク図、第２図は可変容量ダイオードの特性曲線例
図第３図は本発明のPTL方式によるFM復調回路
のブロツク回路図、第４図ａ，ｂ図は補償回路の
動作原理を説明するための等価回路図である。 １，１１ａ……入力端子、２……トラツキング
フイルタ、３……リミツタ回路、４……位相比較
器、５……ループ利得調整器、６……ループフイ
ルタ、７……制御信号増幅回路、７ａ……増幅
器、８……搬送波成分除去用フイルタ、９，１１
ｂ……出力端子、１１……補償回路、L1，L2…
…コイル、７ｂ，７ｃ，Ｒ，R1，R2……抵抗、
７ｄ，R3，R4……可変抵抗器、Cx……可変容量
ダイオード、C1……直流阻止用コンデンサ。 〓〓〓〓
ク図、第２図は可変容量ダイオードの特性曲線例
図第３図は本発明のPTL方式によるFM復調回路
のブロツク回路図、第４図ａ，ｂ図は補償回路の
動作原理を説明するための等価回路図である。 １，１１ａ……入力端子、２……トラツキング
フイルタ、３……リミツタ回路、４……位相比較
器、５……ループ利得調整器、６……ループフイ
ルタ、７……制御信号増幅回路、７ａ……増幅
器、８……搬送波成分除去用フイルタ、９，１１
ｂ……出力端子、１１……補償回路、L1，L2…
…コイル、７ｂ，７ｃ，Ｒ，R1，R2……抵抗、
７ｄ，R3，R4……可変抵抗器、Cx……可変容量
ダイオード、C1……直流阻止用コンデンサ。 〓〓〓〓
Claims (1)
- １ 復調の対象とされるFM信号が供給される第
１の入力端子と前記した復調の対象とされるFM
信号に対して90度の位相差を有するFM信号が供
給される第２の入力端子と出力端子とを有する位
相比較器と、構成素子の一つとして用いられてい
る可変容量ダイオードに対し、前記の位相比較器
から出力された誤差信号に基づいて作られた制御
信号が加えられることにより、出力信号が常に入
力のFM信号の瞬時周波数に一致するように動作
するようになされた２次特性を有するトラツキン
グフイルタと、前記した位相比較器の出力側と前
記したトラツキングフイルタとの間に構成された
制御信号の伝送系と、前記のトラツキングフイル
タの出力側と前記した位相比較器における第２の
入力端子との間の信号伝送系中に設けられたリミ
ツタ回路とが、一巡のフイードバツクループを形
成しており、前記の位相比較器から出力された誤
差信号が搬送波成分除去用フイルタを介してFM
復調信号となされるような位相追尾ループ方式に
よるFM復調回路において、前記した位相比較器
の出力側と前記したトラツキングフイルタの構成
素子として用いられている可変容量ダイオードと
の間に構成されている制御信号の伝送系の途中
に、前記した可変容量ダイオードにおける制御信
号対静電容量変化特性の非線形特性を等価的に補
償するための制御信号の波形の変化手段として、
逆並列に接続されたダイオードと補償量調節用の
可変抵抗器との直列接続回路と、その直列接続回
路の入出力端子間に接続した抵抗と、その直列接
続回路の出力端子を抵抗を介して交流的に接地す
る手段とを備えてなる補償回路を設けてなる位相
追尾ループ方式によるFM復調回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10062677A JPS5434746A (en) | 1977-08-24 | 1977-08-24 | Fm demodulation circuit of phase tracking loop system |
| US05/924,554 US4198609A (en) | 1977-07-15 | 1978-07-14 | Phase tracked loop frequency demodulator |
| DE2831091A DE2831091C2 (de) | 1977-07-15 | 1978-07-14 | Frequenzdemodulator mit einer Phasennachführschleife |
| GB7829836A GB2001217B (en) | 1977-07-15 | 1978-07-14 | Phase tracked loop frequency demodulator |
| FR7821632A FR2397749A1 (fr) | 1977-07-15 | 1978-07-17 | Demodulateur de frequence a boucle de verrouillage de phase |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10062677A JPS5434746A (en) | 1977-08-24 | 1977-08-24 | Fm demodulation circuit of phase tracking loop system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5434746A JPS5434746A (en) | 1979-03-14 |
| JPS628964B2 true JPS628964B2 (ja) | 1987-02-25 |
Family
ID=14279035
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10062677A Granted JPS5434746A (en) | 1977-07-15 | 1977-08-24 | Fm demodulation circuit of phase tracking loop system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5434746A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01137865U (ja) * | 1988-03-16 | 1989-09-20 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3834118A1 (de) * | 1988-10-07 | 1990-04-12 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zum demodulieren eines frequenzmodulierten signals |
-
1977
- 1977-08-24 JP JP10062677A patent/JPS5434746A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01137865U (ja) * | 1988-03-16 | 1989-09-20 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5434746A (en) | 1979-03-14 |
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