JPH0681077B2 - 信号補正処理装置 - Google Patents
信号補正処理装置Info
- Publication number
- JPH0681077B2 JPH0681077B2 JP59157804A JP15780484A JPH0681077B2 JP H0681077 B2 JPH0681077 B2 JP H0681077B2 JP 59157804 A JP59157804 A JP 59157804A JP 15780484 A JP15780484 A JP 15780484A JP H0681077 B2 JPH0681077 B2 JP H0681077B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- hpf
- frequency
- transmission system
- characteristic
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、主としてベースバンド・ディジタル信号を送
信または記録し、受信または再生する装置、例えばロー
カル・エリヤ・ネットワークにおける送受信装置，ディ
ジタル記録光ディスク装置，あるいはウィンチェスター
ディスクやフロッピーディスク，ディジタルオーディ
オ，ディジタルビデオ等の磁気記録再生装置などに利用
される信号補正処理装置に関する。
信または記録し、受信または再生する装置、例えばロー
カル・エリヤ・ネットワークにおける送受信装置，ディ
ジタル記録光ディスク装置，あるいはウィンチェスター
ディスクやフロッピーディスク，ディジタルオーディ
オ，ディジタルビデオ等の磁気記録再生装置などに利用
される信号補正処理装置に関する。
従来例の構成とその問題点 以下煩雑さを避けるため、ディジタル記録再生装置に限
定して説明する。
定して説明する。
ディジタル記録再生装置では一般にAD変換されたディジ
タル信号をベースバンド・ディジタル変調して記録して
いる。ベースバンド・ディジタル変調にはFMやMFM,4/5
変換、3PMなど有名な変調方式が使われている。また、
時には、AD変換したディジタル信号をそのままか、Ｍ系
例によるスクランブルをかけてNRZまたはNRZIで記録し
ている。
タル信号をベースバンド・ディジタル変調して記録して
いる。ベースバンド・ディジタル変調にはFMやMFM,4/5
変換、3PMなど有名な変調方式が使われている。また、
時には、AD変換したディジタル信号をそのままか、Ｍ系
例によるスクランブルをかけてNRZまたはNRZIで記録し
ている。
ところでこのようなベースバンド・ディジタル変調信号
が伝送される系は、一般に直流成分を通さないのが普通
である。その理由はいろいろある。光ディスクの場合に
は、再生時の直流ドリフトを除去するとか、低周波数領
域に付加されている各種制御信号を除去する等の理由で
ある。磁気記録装置の場合は、回転ヘッド型ではロータ
リトランスのためであり、そもそも磁気記録再生系が微
分型で直流を通さないためであり、積分検出方式によっ
て磁気記録再生系で微分された信号を原波形にもどす場
合には低周波領域の雑音が積分によって過大にならない
ようにある周波数以上に積分範囲を制限するためであ
る。このようにディジタル伝送系にはHPFがかけられて
いる。このHPFには第１図に示すような１次のHPFが用い
られている。１次という意味は、第４図の振幅特性が示
すように、低域遮断周波数ｆＣ以下でオクターブ当り6d
Bで減衰していく（6dB/oct.）ということである。また
前述のように磁気記録再生装置で積分検出を行なう場合
には、第２図のような受動型，または第３図のようなオ
ペアンプ型が用いられる。これらの積分器の振幅特性
は、第５図に示すように低域遮断周波数ｆＣ以上で−6d
B/oct.で減衰していく。次にこれらの位相特性を第６図
に示す。ここで位相特性は系の入力の位相を全周波数帯
にわたって０度としたときの、系の出力の位相をいうこ
とにする。また本願では、絶対的な位相ずれを問題に
し、360度ずれても０度にはしない。第６図で、第１図
の１次HPFは直流で90度，周波数が大きくなるにつれて
０度に近づく曲線になる。また第2,3図の積分器は、１
次HPFの曲線を90度下げた曲線になる。積分検出を使用
するときは、必ず伝送系（磁気記録再生系）が微分型を
している。微分型の振幅特性は、全周波数帯にわたって
6dB/oct.の直線で、位相特性は全周波数帯にわたって90
度の直線である。したがって微分型の伝送系と積分器を
含めた特性は１次HPFの特性（第4,6図）と一致する。
が伝送される系は、一般に直流成分を通さないのが普通
である。その理由はいろいろある。光ディスクの場合に
は、再生時の直流ドリフトを除去するとか、低周波数領
域に付加されている各種制御信号を除去する等の理由で
ある。磁気記録装置の場合は、回転ヘッド型ではロータ
リトランスのためであり、そもそも磁気記録再生系が微
分型で直流を通さないためであり、積分検出方式によっ
て磁気記録再生系で微分された信号を原波形にもどす場
合には低周波領域の雑音が積分によって過大にならない
ようにある周波数以上に積分範囲を制限するためであ
る。このようにディジタル伝送系にはHPFがかけられて
いる。このHPFには第１図に示すような１次のHPFが用い
られている。１次という意味は、第４図の振幅特性が示
すように、低域遮断周波数ｆＣ以下でオクターブ当り6d
Bで減衰していく（6dB/oct.）ということである。また
前述のように磁気記録再生装置で積分検出を行なう場合
には、第２図のような受動型，または第３図のようなオ
ペアンプ型が用いられる。これらの積分器の振幅特性
は、第５図に示すように低域遮断周波数ｆＣ以上で−6d
B/oct.で減衰していく。次にこれらの位相特性を第６図
に示す。ここで位相特性は系の入力の位相を全周波数帯
にわたって０度としたときの、系の出力の位相をいうこ
とにする。また本願では、絶対的な位相ずれを問題に
し、360度ずれても０度にはしない。第６図で、第１図
の１次HPFは直流で90度，周波数が大きくなるにつれて
０度に近づく曲線になる。また第2,3図の積分器は、１
次HPFの曲線を90度下げた曲線になる。積分検出を使用
するときは、必ず伝送系（磁気記録再生系）が微分型を
している。微分型の振幅特性は、全周波数帯にわたって
6dB/oct.の直線で、位相特性は全周波数帯にわたって90
度の直線である。したがって微分型の伝送系と積分器を
含めた特性は１次HPFの特性（第4,6図）と一致する。
したがって以下では１次HPFだけで考える。
このようなHPFの低域遮断周波数ｆＣの最適値は、前述
の伝送系が直流を通さない理由の種類によって変わる。
いずれにしろ、このHPFによってベースバンド・ディジ
タル信号は波形歪を受け、識別再生器の入力における、
いわゆるアイパターンは劣化する。このようなアイの劣
化を小さくする方法はいくつか考えられる。一つは、ベ
ースバンド・ディジタル変調方式に直流成分の少ない方
式を選ぶことである。しかし同じ情報量を伝送するため
には、直流成分を抑えればそのしわよせが高周波成分に
きて、伝送レートをもち上げる傾向にある。これは、伝
送帯域の増加になり不利である。また古くから量子化帰
還法と呼ばれる方法も考えられている。これは識別再生
器の出力から低周波成分を抜きとり、識別再生器の入力
に返して、直流成分を再生しようとする方法である。し
かしこの方法では誤りが発生した場合にその誤りが伝搬
して正常な動作に復帰しないことがある。
の伝送系が直流を通さない理由の種類によって変わる。
いずれにしろ、このHPFによってベースバンド・ディジ
タル信号は波形歪を受け、識別再生器の入力における、
いわゆるアイパターンは劣化する。このようなアイの劣
化を小さくする方法はいくつか考えられる。一つは、ベ
ースバンド・ディジタル変調方式に直流成分の少ない方
式を選ぶことである。しかし同じ情報量を伝送するため
には、直流成分を抑えればそのしわよせが高周波成分に
きて、伝送レートをもち上げる傾向にある。これは、伝
送帯域の増加になり不利である。また古くから量子化帰
還法と呼ばれる方法も考えられている。これは識別再生
器の出力から低周波成分を抜きとり、識別再生器の入力
に返して、直流成分を再生しようとする方法である。し
かしこの方法では誤りが発生した場合にその誤りが伝搬
して正常な動作に復帰しないことがある。
発明の目的 本発明はベースバンド・ディジタル信号がHPFによって
受ける波形歪とアイの劣化を最小限に抑える根本的な解
決策であり、場合によっては前述の直流成分を抑圧した
変調方式や量子化帰還法とも併用しうる信号補正処理装
置を提供しようとするものである。
受ける波形歪とアイの劣化を最小限に抑える根本的な解
決策であり、場合によっては前述の直流成分を抑圧した
変調方式や量子化帰還法とも併用しうる信号補正処理装
置を提供しようとするものである。
発明の構成 本発明は、ベースバンド・ディジタル信号を伝送する伝
送系に設けられ、前記伝送系の入出力の位相周波数特性
が、 ｆ≦f0のとき θ（ｆ）は任意 ｆ＞f0のとき θ（ｆ）＝−αｆ−180゜×ｎ （n:整数） ただし α：任意の正の係数 f0:伝送が必要な周波数帯域の下限周波数 になるように位相等化する手段を備えたことを特徴とす
る信号補正処理回路である。実施例の説明 本発明は従来の問題を位相等化によって解決するもので
あり、以下、本発明の原理について説明する。一般にフ
ィルタの群遅延特性を群遅延補償して平坦化することは
行なわれている。たとえば第６図の１次HPFの位相特性
は群遅延、すなわち位相の角周波数による微分に−１を
かけたもので示せば第８図の実線のようになり、これを
群遅延補償して点線のように平坦にしようとするわけで
ある。これは第６図の位相特性でいえば、直流で90度を
通る直線にしようとすることである。LPFの場合は、群
遅延を平坦化すれば一般に波形歪は小さくなる。なぜな
らLPFの直流での位相は０だからである。しかし１次HPF
の場合はそうにはならない。伝送系の位相特性が、直流
で90度を横切る直線であるなら、一般にベースバンド信
号を波形歪をもつ。無歪伝送するためには、系の位相特
性は直流で180度の整数倍を横切る直線でなければなら
ない。
送系に設けられ、前記伝送系の入出力の位相周波数特性
が、 ｆ≦f0のとき θ（ｆ）は任意 ｆ＞f0のとき θ（ｆ）＝−αｆ−180゜×ｎ （n:整数） ただし α：任意の正の係数 f0:伝送が必要な周波数帯域の下限周波数 になるように位相等化する手段を備えたことを特徴とす
る信号補正処理回路である。実施例の説明 本発明は従来の問題を位相等化によって解決するもので
あり、以下、本発明の原理について説明する。一般にフ
ィルタの群遅延特性を群遅延補償して平坦化することは
行なわれている。たとえば第６図の１次HPFの位相特性
は群遅延、すなわち位相の角周波数による微分に−１を
かけたもので示せば第８図の実線のようになり、これを
群遅延補償して点線のように平坦にしようとするわけで
ある。これは第６図の位相特性でいえば、直流で90度を
通る直線にしようとすることである。LPFの場合は、群
遅延を平坦化すれば一般に波形歪は小さくなる。なぜな
らLPFの直流での位相は０だからである。しかし１次HPF
の場合はそうにはならない。伝送系の位相特性が、直流
で90度を横切る直線であるなら、一般にベースバンド信
号を波形歪をもつ。無歪伝送するためには、系の位相特
性は直流で180度の整数倍を横切る直線でなければなら
ない。
すなわち、ベースバンド信号をｇ(t)とし、そのフーリ
エ変換をＧ(f)とすれば、次式が成り立つ。
エ変換をＧ(f)とすれば、次式が成り立つ。
ここで振幅が１で位相特性が次式のように直線になる伝
達函数Ｔ(f)をもつ系を考える。
達函数Ｔ(f)をもつ系を考える。
ここでθ０は直流における系の位相である。ｑ(t)がこ
の系を通った後ｑＴ(t)になったとすれば、 となる。したがってｑＴ(t)はｑ(t)がt0だけ遅延するだ
けでなく、ｅ-jθ ０がかけられる。θ０が180度の倍数
であれば、ｑＴ(t)ははかだか波形が逆転するだけでア
イはまったく劣化しないが、θ０が90度であればｑ
Ｔ(t)はｑ(t)とはにてもにつかぬものになる（正確には
伝達函数の振幅と位相には規接な関係があり前記の式
(1)のＴ(f)の定義のように振幅と位相を独立に決めるこ
とはできないが、簡単には前記の証明で説明できる）。
この証明では、信号スペクトラムＧ(f)の形は任意であ
った。したがってある周波数f0以上にＧ(f)の大半が存
在する場合、式(2)からわかるように、f0以下における
Ｔ(f)の形はどうであってもよい。Ｔ(f)の位相が直流で
90度を横切っていてもよい。重要なことは、f0以上でＴ
(f)の位相特性を直線で近似した場合、その直線が直流
で180度の整数倍を横切ることである。
の系を通った後ｑＴ(t)になったとすれば、 となる。したがってｑＴ(t)はｑ(t)がt0だけ遅延するだ
けでなく、ｅ-jθ ０がかけられる。θ０が180度の倍数
であれば、ｑＴ(t)ははかだか波形が逆転するだけでア
イはまったく劣化しないが、θ０が90度であればｑ
Ｔ(t)はｑ(t)とはにてもにつかぬものになる（正確には
伝達函数の振幅と位相には規接な関係があり前記の式
(1)のＴ(f)の定義のように振幅と位相を独立に決めるこ
とはできないが、簡単には前記の証明で説明できる）。
この証明では、信号スペクトラムＧ(f)の形は任意であ
った。したがってある周波数f0以上にＧ(f)の大半が存
在する場合、式(2)からわかるように、f0以下における
Ｔ(f)の形はどうであってもよい。Ｔ(f)の位相が直流で
90度を横切っていてもよい。重要なことは、f0以上でＴ
(f)の位相特性を直線で近似した場合、その直線が直流
で180度の整数倍を横切ることである。
直流で位相が180度になるようにするためには、HPFを２
次にすればよい。その構成にはいくつか考えられる。一
つは、同程度の低域遮断周波数をもつ、第１図のような
１次HPFを２個継続接続する構成である。また第９図の
構成はインダクタンスを併用したものである。第９図の
振幅特性は、第12図に示すように低域遮断周波数ｆＣ以
下で12dB/oct.の傾斜を示す。なお前記のように伝送系
が微分特性を有し、積分検出する場合には、第10図，第
11図のような積分器の構成をとればよい。第10,11図の
振幅特性は、第13図に示すように低域遮断周波数ｆＣ以
下で6dB/oct.の傾斜を示す。この特性に伝送系の微分特
性を合わしたときに、第12図と同じ特性になる。いずれ
にしても伝送系を加えた位相特性は直流で180度を通
り、十分大きい周波数で０度に接近する曲線になる。第
７図の２次HPFがその様子を表わしている。
次にすればよい。その構成にはいくつか考えられる。一
つは、同程度の低域遮断周波数をもつ、第１図のような
１次HPFを２個継続接続する構成である。また第９図の
構成はインダクタンスを併用したものである。第９図の
振幅特性は、第12図に示すように低域遮断周波数ｆＣ以
下で12dB/oct.の傾斜を示す。なお前記のように伝送系
が微分特性を有し、積分検出する場合には、第10図，第
11図のような積分器の構成をとればよい。第10,11図の
振幅特性は、第13図に示すように低域遮断周波数ｆＣ以
下で6dB/oct.の傾斜を示す。この特性に伝送系の微分特
性を合わしたときに、第12図と同じ特性になる。いずれ
にしても伝送系を加えた位相特性は直流で180度を通
り、十分大きい周波数で０度に接近する曲線になる。第
７図の２次HPFがその様子を表わしている。
次に、第７図に破線で示す等化目標直線になるように全
域通過型回路を用いて、２次HPFの位相曲線を位相等化
する。
域通過型回路を用いて、２次HPFの位相曲線を位相等化
する。
これにより、伝送系の位相特性が、直流で180度を通る
直線となり、波形の位相歪は生じない。
直線となり、波形の位相歪は生じない。
なお、実際に伝送系を構成する際には、数多くの結合コ
ンデンサが用いられ、これらの結合コンデンサがそれぞ
れ第１図に示す１次のHPFとなっている。このため、前
記２次HPFを含めた伝送系の直流における位相は実際に
は180度にならないが（第７図に実際の位相曲線として
示す）前記２次HPFのしゃ断周波数f0より前記結合コン
デンサによる１次HPFの低域しゃ断周波数が十分に小さ
くなるようにすれば、しゃ断周波数f0付近より高い周波
数ではほとんどその影響を受けなくすることができる。
従って、しゃ断周波数f0以上の周波数範囲では結合コン
デンサを含めても、直流で180度を通る直流の位相特性
となっている。
ンデンサが用いられ、これらの結合コンデンサがそれぞ
れ第１図に示す１次のHPFとなっている。このため、前
記２次HPFを含めた伝送系の直流における位相は実際に
は180度にならないが（第７図に実際の位相曲線として
示す）前記２次HPFのしゃ断周波数f0より前記結合コン
デンサによる１次HPFの低域しゃ断周波数が十分に小さ
くなるようにすれば、しゃ断周波数f0付近より高い周波
数ではほとんどその影響を受けなくすることができる。
従って、しゃ断周波数f0以上の周波数範囲では結合コン
デンサを含めても、直流で180度を通る直流の位相特性
となっている。
すなわち、伝送系の伝達函数を次のように定義すると、 ここで、 とする。このとき(2)式と同様に伝送系の出力ｑＴ(t)を
計算すると、 したがってｆ≪f0において伝送系が任意の位相αであっ
ても、ｆ≪f0においてＡ(f)が十分小さければ、ｑＴ(t)
には影響しない。
計算すると、 したがってｆ≪f0において伝送系が任意の位相αであっ
ても、ｆ≪f0においてＡ(f)が十分小さければ、ｑＴ(t)
には影響しない。
次に位相等化の程度について述べる。もちろん前記の等
化目標直線にぴったり合わすことにこしたことはない
が、全域通過型回路を多段構成にした場合、前記等化目
標直線を中心に、振動することになる。この振動する中
心が前記等化目標直線になっていることが必要であり、
またこの振動の幅もなるべく小さいことが望まれる。
化目標直線にぴったり合わすことにこしたことはない
が、全域通過型回路を多段構成にした場合、前記等化目
標直線を中心に、振動することになる。この振動する中
心が前記等化目標直線になっていることが必要であり、
またこの振動の幅もなるべく小さいことが望まれる。
また、所要伝送帯域の一部で等化目標直線から大きくず
れても、アイはあまり劣化しない。本発明の要点は、所
要伝送帯域内で伝送系の位相特性が大略、直流でどんな
値をもつ直線に近似できるかということである。任意の
伝送系において、この値が０度付近になっているか、あ
るいは180度付近になっているかということは、はっき
り区別できることである。もしどちらともいえないよう
な伝送系があるとすれば、そのときの位相歪は大きくな
り、アイはかなり劣化する。90゜付近であればアイはほ
ぼ０に等しくなる。
れても、アイはあまり劣化しない。本発明の要点は、所
要伝送帯域内で伝送系の位相特性が大略、直流でどんな
値をもつ直線に近似できるかということである。任意の
伝送系において、この値が０度付近になっているか、あ
るいは180度付近になっているかということは、はっき
り区別できることである。もしどちらともいえないよう
な伝送系があるとすれば、そのときの位相歪は大きくな
り、アイはかなり劣化する。90゜付近であればアイはほ
ぼ０に等しくなる。
また伝送系の一部に非線形部分、例えば磁気記録再生装
置における記録ヘッドによる磁性媒体を記録する部分，
を含む場合、この非線形部分を除いた伝送系で、以上の
ようなことが成り立つとしてよい。本来、非線形部分で
はフーリエ変換上の伝達函数は定義できない。しかし近
似的には前記のような非線形部分を無視する取り扱いに
よって、本発明を成立させることができる。
置における記録ヘッドによる磁性媒体を記録する部分，
を含む場合、この非線形部分を除いた伝送系で、以上の
ようなことが成り立つとしてよい。本来、非線形部分で
はフーリエ変換上の伝達函数は定義できない。しかし近
似的には前記のような非線形部分を無視する取り扱いに
よって、本発明を成立させることができる。
第14図に本発明を適用した磁気記録再生装置の全体の構
成を示す。図において、１のベースバンドディジタル変
調器では、ディジタルデータがベースバンドディジタル
変調され、同期信号を付加される。その出力は２の記録
アンプに送られ、３の記録ヘッドにより、４の磁性媒体
に記録される。記録された信号磁化は、５の再生ヘッド
で微小電圧に変換され、６のヘッドアンプで増幅される
とともに、高周波領域における磁気記録再生系の各種損
失分を補償される。また一般に再生ヘッド５のインダク
タンスと浮遊容量により再生出力は共振し、振幅ならび
に位相歪を生じるが、ヘッドアンプ６での補償もしてお
く。
成を示す。図において、１のベースバンドディジタル変
調器では、ディジタルデータがベースバンドディジタル
変調され、同期信号を付加される。その出力は２の記録
アンプに送られ、３の記録ヘッドにより、４の磁性媒体
に記録される。記録された信号磁化は、５の再生ヘッド
で微小電圧に変換され、６のヘッドアンプで増幅される
とともに、高周波領域における磁気記録再生系の各種損
失分を補償される。また一般に再生ヘッド５のインダク
タンスと浮遊容量により再生出力は共振し、振幅ならび
に位相歪を生じるが、ヘッドアンプ６での補償もしてお
く。
次に７の積分器により、再生ヘッドの微分特性を補償さ
れる。８は本発明の中軸をなす位相等化器で、伝送系の
伝相特性が低域遮断周波数付近以上で、180度の整数倍
を通る直線に等化する。その後、９の識別再生器により
ディジタル信号に変換され、10の復調器で、ディジタル
信号の時系列の中から同期信号を検出され、ベースバン
ドディジタル変調信号が復調される。
れる。８は本発明の中軸をなす位相等化器で、伝送系の
伝相特性が低域遮断周波数付近以上で、180度の整数倍
を通る直線に等化する。その後、９の識別再生器により
ディジタル信号に変換され、10の復調器で、ディジタル
信号の時系列の中から同期信号を検出され、ベースバン
ドディジタル変調信号が復調される。
第14図において、本発明にかかわる伝送系は、ベースバ
ンドディジタル変調器１の出力から識別再生器９の入力
までである。このような伝送系において、再生ヘッド５
による微分特性と積分器７によって１次HPFが構成され
る。この低域遮断周波数は位相等化器８の低域遮断周波
数f0に比べて十分小さく設定する。その他の伝送系の各
種結合コンデンサによるHPFの低域遮断周波数もすべて
前記f0より十分小さくしておく。したがって本実施例に
おいては、位相等化器８の位相特性によって伝送系の位
相特性が定まると考えてよい。
ンドディジタル変調器１の出力から識別再生器９の入力
までである。このような伝送系において、再生ヘッド５
による微分特性と積分器７によって１次HPFが構成され
る。この低域遮断周波数は位相等化器８の低域遮断周波
数f0に比べて十分小さく設定する。その他の伝送系の各
種結合コンデンサによるHPFの低域遮断周波数もすべて
前記f0より十分小さくしておく。したがって本実施例に
おいては、位相等化器８の位相特性によって伝送系の位
相特性が定まると考えてよい。
第15図に位相等化器８の具体例を示す。R0はマッチング
抵抗で、入出力のマッチングと、２次HPFと全域通過形
回路の分離に用いる。２次HPFはコンデンサＣｆ，イン
ダクタンスＬｆで構成される。位相特性を直線にするた
めの全域通過形回路は、ｉ段が２つのインダクタンスＬ
ia,Libと３つのコンデンサＣia,Cib,cibで構成され、そ
れがｉ＝１から10まで10段ある。前記２次HPFの低域遮
断周波数F0は約0.6MHzである。このような位相等化器８
を備えた、第14図のような磁気記録再生装置で、約20M
ビット／秒のディジタル信号を記録再生したところ、ビ
ット誤り率は10-5〜10-6であった。これに対し、従来か
ら行なわれている方法、すなわち位相等化器８を除去
し、積分器７の低域遮断周波数を調整してビット誤り率
の最小値を求めたところ10-3〜10-4であった。すなわち
実施例によって、従来10-3〜10-4であった誤り率を10-5
〜10-6と２桁程度向上させることができた。
抵抗で、入出力のマッチングと、２次HPFと全域通過形
回路の分離に用いる。２次HPFはコンデンサＣｆ，イン
ダクタンスＬｆで構成される。位相特性を直線にするた
めの全域通過形回路は、ｉ段が２つのインダクタンスＬ
ia,Libと３つのコンデンサＣia,Cib,cibで構成され、そ
れがｉ＝１から10まで10段ある。前記２次HPFの低域遮
断周波数F0は約0.6MHzである。このような位相等化器８
を備えた、第14図のような磁気記録再生装置で、約20M
ビット／秒のディジタル信号を記録再生したところ、ビ
ット誤り率は10-5〜10-6であった。これに対し、従来か
ら行なわれている方法、すなわち位相等化器８を除去
し、積分器７の低域遮断周波数を調整してビット誤り率
の最小値を求めたところ10-3〜10-4であった。すなわち
実施例によって、従来10-3〜10-4であった誤り率を10-5
〜10-6と２桁程度向上させることができた。
発明の効果 以上説明したように、本発明によれば、従来使用されて
いた位相等化なしの１次HPFを位相等化つきの２次HPFに
することによって、ベースバンド・ディジタル信号が受
けていた波形歪を除去し、アイの大きさを拡大し、誤り
率を低域することができる。
いた位相等化なしの１次HPFを位相等化つきの２次HPFに
することによって、ベースバンド・ディジタル信号が受
けていた波形歪を除去し、アイの大きさを拡大し、誤り
率を低域することができる。
第1,2,3図は従来の伝送系におけるHPFを示す回路図、第
4,5,6,8図はその特性図、第9,10,11図は本発明の原理を
説明するための回路図、第7,12,13図はその特性図、第1
4図は本発明における一実施例の磁気記録再生装置の全
体の構成図、第15図は同実施例における位相等化器の具
体回路図である。 １……ベースバンドディジタル変調器、２……記録アン
プ、３……記録ヘッド、４……磁性媒体、５……再生ヘ
ッド、６……ヘッドアンプ、７……積分器、８……位相
等化器、９……識別再生器、10……復調器。
4,5,6,8図はその特性図、第9,10,11図は本発明の原理を
説明するための回路図、第7,12,13図はその特性図、第1
4図は本発明における一実施例の磁気記録再生装置の全
体の構成図、第15図は同実施例における位相等化器の具
体回路図である。 １……ベースバンドディジタル変調器、２……記録アン
プ、３……記録ヘッド、４……磁性媒体、５……再生ヘ
ッド、６……ヘッドアンプ、７……積分器、８……位相
等化器、９……識別再生器、10……復調器。
Claims (3)
- 【請求項１】ベースバンド・ディジタル信号を伝送する
伝送系に設けられ、前記伝送系の入出力の位相周波数特
性が、 ｆ≦f0のとき θ（ｆ）は任意 ｆ＞f0のとき θ（ｆ）＝−αｆ−180゜×ｎ （n:整数） ただし α：任意の正の係数 f0:伝送が必要な周波数帯域の下限周波数 になるように位相等化する手段を備えたことを特徴とす
る信号補正処理装置。 - 【請求項２】位相等化する手段として２次のHPFを用い
る事を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の信号補正
処理装置。 - 【請求項３】位相等化する手段としてHPFとインダクタ
ンスを用いる事を特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の信号補正処理装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59157804A JPH0681077B2 (ja) | 1984-07-27 | 1984-07-27 | 信号補正処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59157804A JPH0681077B2 (ja) | 1984-07-27 | 1984-07-27 | 信号補正処理装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6135631A JPS6135631A (ja) | 1986-02-20 |
| JPH0681077B2 true JPH0681077B2 (ja) | 1994-10-12 |
Family
ID=15657651
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59157804A Expired - Lifetime JPH0681077B2 (ja) | 1984-07-27 | 1984-07-27 | 信号補正処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0681077B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003198280A (ja) * | 2001-12-13 | 2003-07-11 | Agilent Technol Inc | 側路スイッチ回路付き増幅器 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69942737D1 (de) * | 1998-07-31 | 2010-10-21 | Vitesse Semiconductor Corp | Spannungsgesteuerter lc-oszillator mit phaseninterpolation |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5679512A (en) * | 1979-12-03 | 1981-06-30 | Nec Corp | Amplitude equalizer |
-
1984
- 1984-07-27 JP JP59157804A patent/JPH0681077B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003198280A (ja) * | 2001-12-13 | 2003-07-11 | Agilent Technol Inc | 側路スイッチ回路付き増幅器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6135631A (ja) | 1986-02-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |