JPS6135631A - 信号補正処理装置 - Google Patents
信号補正処理装置Info
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- JPS6135631A JPS6135631A JP15780484A JP15780484A JPS6135631A JP S6135631 A JPS6135631 A JP S6135631A JP 15780484 A JP15780484 A JP 15780484A JP 15780484 A JP15780484 A JP 15780484A JP S6135631 A JPS6135631 A JP S6135631A
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- JP
- Japan
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- phase
- transmission system
- hpf
- characteristic
- degrees
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- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、主としてベースバンド・ディジタル信号を送
信または記録し、受信または再生する装置、例えばロー
カル・エリヤ・ネ；トワークにおける送受信装置、ディ
ジタル記録光ディスク装置。
信または記録し、受信または再生する装置、例えばロー
カル・エリヤ・ネ；トワークにおける送受信装置、ディ
ジタル記録光ディスク装置。
あるいはウィンチェスタ−ディスクや７Ｃ２ッピーディ
スク、ディジタルオーディオ、ディジタルビデオ等の磁
気記録再生装置などに利用される信号補正処理装置に関
する。
スク、ディジタルオーディオ、ディジタルビデオ等の磁
気記録再生装置などに利用される信号補正処理装置に関
する。
従来例の構成とその問題点
以下煩雑さを避けるため、ディジタル記録再生装置に限
定して説明する。
定して説明する。
ディジタル記録再生装置では一般にＡＤ変換されたディ
ジタル信号をベースバンド・ディジタル変調して記録し
ている。ベースバンド・ディジタル変調にはＦＭやＭＦ
Ｍ、４１５変換、ｓＰＭなど有名な変調方式が使われて
いる。また、時には、ＡＤ変換したディジタル信号をそ
のままか、Ｍ系列によるスクランブルをかけてＮＲＺま
たはＮＲＺＩで記録している。
ジタル信号をベースバンド・ディジタル変調して記録し
ている。ベースバンド・ディジタル変調にはＦＭやＭＦ
Ｍ、４１５変換、ｓＰＭなど有名な変調方式が使われて
いる。また、時には、ＡＤ変換したディジタル信号をそ
のままか、Ｍ系列によるスクランブルをかけてＮＲＺま
たはＮＲＺＩで記録している。
ところでこのようなベースバンド・ディジタル変調信号
が伝送される系は、一般に直流成分を通さないのが普通
である。その理由はいろいろある。
が伝送される系は、一般に直流成分を通さないのが普通
である。その理由はいろいろある。
光ディスクの場合には、再生時の直流ドリフトを除去す
るとか、低周波数領域に付加されている各種制御信号を
除去する等の理由である。磁気記録装置の場合は、回転
ヘッド型ではロータリトランスのためであり、そもそも
磁気記録再生系が微分型で直流を通さないためであシ、
積分検出方式によって磁気記録再生系で微分された信号
を原波形にもどす場合には低周波領域の雑音が積分によ
って過大にならないようにある周波数以上に積分範囲を
制限するためである。このようにディジタル伝送系には
ＨＰＦがかけられている。このＨＰＦには第１図に示す
ような１次のＨＰＦが用いられている。１次という意味
は、第４図の振幅特性が示すように、低域遮断周波数ｆ
Ｑ以下でオクターブ当り６ ｄＢで減衰してい（（６ｄ
Ｂ／ ｏａｔ−）ということである。また前述のように
磁気記録再生装置で積分検出を行なう場合には、第２図
のような受動型、または第３図のようなオペアンプ型が
用いられる。これらの積分器の振幅特性は、第６゜図に
示すように低域遮断周波数１０以上で−ｅｄＢ１０ａｔ
、で減衰していく０次にこれらの位相特性を第６図に示
す。ここで位相特性は系の入力の位相を全周波数帯にわ
たって０度としたときの、系の出力の位相をいうことに
する。また本願では、絶対的な位相ずれを問題にし、３
６０度ずれても０度にはしない。第６図で、第１図の１
次ＨＰＦは直流で９０度１周波数が大きくなるにつれて
０度に近づく曲線になる。また第２．３図の積分器は、
１次ＨＰＦの曲線を９０度下げた曲線になる。積分検出
を使用するときは、必ず伝送系（磁気記録再生系）が微
分型をしている。微分型の振幅特性る。したがって微分
型の伝送系と積分器を含めた特性は１次ＨＰＦの特性（
第４．６図）と一致する。
るとか、低周波数領域に付加されている各種制御信号を
除去する等の理由である。磁気記録装置の場合は、回転
ヘッド型ではロータリトランスのためであり、そもそも
磁気記録再生系が微分型で直流を通さないためであシ、
積分検出方式によって磁気記録再生系で微分された信号
を原波形にもどす場合には低周波領域の雑音が積分によ
って過大にならないようにある周波数以上に積分範囲を
制限するためである。このようにディジタル伝送系には
ＨＰＦがかけられている。このＨＰＦには第１図に示す
ような１次のＨＰＦが用いられている。１次という意味
は、第４図の振幅特性が示すように、低域遮断周波数ｆ
Ｑ以下でオクターブ当り６ ｄＢで減衰してい（（６ｄ
Ｂ／ ｏａｔ−）ということである。また前述のように
磁気記録再生装置で積分検出を行なう場合には、第２図
のような受動型、または第３図のようなオペアンプ型が
用いられる。これらの積分器の振幅特性は、第６゜図に
示すように低域遮断周波数１０以上で−ｅｄＢ１０ａｔ
、で減衰していく０次にこれらの位相特性を第６図に示
す。ここで位相特性は系の入力の位相を全周波数帯にわ
たって０度としたときの、系の出力の位相をいうことに
する。また本願では、絶対的な位相ずれを問題にし、３
６０度ずれても０度にはしない。第６図で、第１図の１
次ＨＰＦは直流で９０度１周波数が大きくなるにつれて
０度に近づく曲線になる。また第２．３図の積分器は、
１次ＨＰＦの曲線を９０度下げた曲線になる。積分検出
を使用するときは、必ず伝送系（磁気記録再生系）が微
分型をしている。微分型の振幅特性る。したがって微分
型の伝送系と積分器を含めた特性は１次ＨＰＦの特性（
第４．６図）と一致する。
したがって以下では１次ＨＰＦだけで考える。
このようなＨＰＦの低域遮断周波数ｆｃの最適値は、前
述の伝送系が直流を通さない理由の種類によって変わる
。いずれにしろ、とのＨＰＦによってベースバンド・デ
ィジタル信号は波形歪を受け、識別再生器の入力におけ
る、いわゆるアイノ（ターンは劣化する。このようなア
イの劣化を小さくする方法にはいくつか考えられる。一
つは、ベースバンド・ディジタル変調方式に直流成分の
少ない方式を選ぶことである。しかし同じ情報量を伝送
するためには、直流成分を抑えればそのしわよせが高周
波成分にきて、伝送レートをもち上げる傾向にある。こ
れは、伝送帯域の増加になシネ利である。また古くから
量子化帰還法と呼ばれる方法も考えられている。これは
識別再生器の出力から低周波成分を抜きとシ、識別再生
器の入力に返して、直流成分を再生しようとする方法で
ある。
述の伝送系が直流を通さない理由の種類によって変わる
。いずれにしろ、とのＨＰＦによってベースバンド・デ
ィジタル信号は波形歪を受け、識別再生器の入力におけ
る、いわゆるアイノ（ターンは劣化する。このようなア
イの劣化を小さくする方法にはいくつか考えられる。一
つは、ベースバンド・ディジタル変調方式に直流成分の
少ない方式を選ぶことである。しかし同じ情報量を伝送
するためには、直流成分を抑えればそのしわよせが高周
波成分にきて、伝送レートをもち上げる傾向にある。こ
れは、伝送帯域の増加になシネ利である。また古くから
量子化帰還法と呼ばれる方法も考えられている。これは
識別再生器の出力から低周波成分を抜きとシ、識別再生
器の入力に返して、直流成分を再生しようとする方法で
ある。
しかしこの方法では誤りが発生した場合にその誤シが伝
搬して正常な動作に復帰しないことがある。
搬して正常な動作に復帰しないことがある。
発明の目的
本発明はベースバンド・ディジタル信号がＨＰＦによ゛
って受ける波形歪とアイの劣化を最小限に抑える根本的
な解決策であシ、場合によっては前述の直流成分を抑圧
した変調方式や量子化帰還法とも併用しうる信号補正処
理装置を提供しようとするものである。
って受ける波形歪とアイの劣化を最小限に抑える根本的
な解決策であシ、場合によっては前述の直流成分を抑圧
した変調方式や量子化帰還法とも併用しうる信号補正処
理装置を提供しようとするものである。
発明の構成
本発明は、ベースバンド・ディジタル信号を伝送する伝
送系に設けられ、前記伝送系の入出力の位相周波数特性
のうち、直流から前記伝送系の高域通過特性により定ま
る所定の周波数範囲までを除いた位相周波数特性を、は
ぼ直線の位相周波数特性で、かつその直線を延長したと
きの直流における位相ずれが１８０度の整数倍の値をも
つように位相等化する手段を備えたことを特徴とする信
号補正処理装置である。
送系に設けられ、前記伝送系の入出力の位相周波数特性
のうち、直流から前記伝送系の高域通過特性により定ま
る所定の周波数範囲までを除いた位相周波数特性を、は
ぼ直線の位相周波数特性で、かつその直線を延長したと
きの直流における位相ずれが１８０度の整数倍の値をも
つように位相等化する手段を備えたことを特徴とする信
号補正処理装置である。
実施例の説明
本発明は従来の問題を位相等化によって解決するもので
あり、以下、本発明の原理について説明する。一般にフ
ィルタの群遅延特性を群遅延補償して平坦化することは
行なわれている。たとえば第６図の１次ＨＰＦの位相特
性は群遅延、すなわち位相の角周波数による微分に−１
をかけたもので示せば第８図の実線のようになシ、これ
を群遅延補償して点線のように平坦にしようとするわけ
である。これは第６図の位相特性でいえば、直流で９０
度を通る直線にしようとすることである。
あり、以下、本発明の原理について説明する。一般にフ
ィルタの群遅延特性を群遅延補償して平坦化することは
行なわれている。たとえば第６図の１次ＨＰＦの位相特
性は群遅延、すなわち位相の角周波数による微分に−１
をかけたもので示せば第８図の実線のようになシ、これ
を群遅延補償して点線のように平坦にしようとするわけ
である。これは第６図の位相特性でいえば、直流で９０
度を通る直線にしようとすることである。
ＬＰＦの場合は、群遅延を平坦化すれば一般に波形歪は
小さくなる。なぜならＬＰＦの直流での位相は０だから
である。しかし１次ＨＰＦの場合はそうにはならない。
小さくなる。なぜならＬＰＦの直流での位相は０だから
である。しかし１次ＨＰＦの場合はそうにはならない。
伝送系の位相特性が、直流で９０度を横切る直線である
なら、一般にベースバンド信号は波形歪をもつ。無歪伝
送するためには、系の位相特性は直流で１８０度の整数
倍を横切る直線でなければならない。
なら、一般にベースバンド信号は波形歪をもつ。無歪伝
送するためには、系の位相特性は直流で１８０度の整数
倍を横切る直線でなければならない。
すなわち、ベースバンド信号をｑ （ｔ）とし、そのフ
ーリエ変換をＧσ）とすれば、次式が成シ立つ。
ーリエ変換をＧσ）とすれば、次式が成シ立つ。
ここで振幅が１で位相特性が次式のように直線になる伝
達函数Ｔσ）をもつ系を考える。
達函数Ｔσ）をもつ系を考える。
Ｔｏ）＝ ｅ−ｊ（θ。＋２Ｆｒｆｔ０）
０１．１１１１１９１０．（１）ここでθ。は
直流における系の位相であるｏ ｆ（ｔ）＝ 、−ｊθ
ｏｆ Ｇσ）。−ｊ２ｙｒｆ（ｔ−ｔｏ）ｄｆ＝ｅ
ｏ・ｑ（ｔ−ｔｏ） −°曲°°曲（２）となる
。したがってｑＴ（ｔ）はｑ（ｔ）がｔ。たけ遅延する
だけでな（、＠−”Ｏがかけられる。θ。が１８０度の
倍数であれば、ｃｒｄｔ）はだがだが波形が逆転するだ
けでアイはまったく劣化しないが、θ。が９゜度であれ
ばｖ７（ｔ）はｃｒ（ｔ）とけにてもにつがぬものにな
る（正確には伝達函数の振幅と位相には規接な関係があ
シ前記の式（１）のＴＣｆ）の定義のように振幅と位相
を独立に決めることはできないが、簡単には前記の証明
で説明できる氾この証明では、信号スペクトラムｑ）の
形は任意であった。したがっである周波数１０以上にＧ
σ）の大半が存在する場合・式ｅ）かられかるように、
ｆｏ以下におけるＴ（ｆ）の形はどうであってもよい。
０１．１１１１１９１０．（１）ここでθ。は
直流における系の位相であるｏ ｆ（ｔ）＝ 、−ｊθ
ｏｆ Ｇσ）。−ｊ２ｙｒｆ（ｔ−ｔｏ）ｄｆ＝ｅ
ｏ・ｑ（ｔ−ｔｏ） −°曲°°曲（２）となる
。したがってｑＴ（ｔ）はｑ（ｔ）がｔ。たけ遅延する
だけでな（、＠−”Ｏがかけられる。θ。が１８０度の
倍数であれば、ｃｒｄｔ）はだがだが波形が逆転するだ
けでアイはまったく劣化しないが、θ。が９゜度であれ
ばｖ７（ｔ）はｃｒ（ｔ）とけにてもにつがぬものにな
る（正確には伝達函数の振幅と位相には規接な関係があ
シ前記の式（１）のＴＣｆ）の定義のように振幅と位相
を独立に決めることはできないが、簡単には前記の証明
で説明できる氾この証明では、信号スペクトラムｑ）の
形は任意であった。したがっである周波数１０以上にＧ
σ）の大半が存在する場合・式ｅ）かられかるように、
ｆｏ以下におけるＴ（ｆ）の形はどうであってもよい。
Ｔσ）の位相が直流で９０度を横切っていてもよい。重
要な仁とは、１０以上でＴωの位相特性を直線で近似し
た場合、その直線が直流で１８０度の整数倍を横切るこ
とである。
要な仁とは、１０以上でＴωの位相特性を直線で近似し
た場合、その直線が直流で１８０度の整数倍を横切るこ
とである。
直流で位相が１８０度になるようにするためには、ＨＰ
Ｆを２次にすればよい。その構成にはいくつか考えられ
る。一つは、同程度の低域遮断周波数をもつ、第１図の
ような１次ＨＰＦを２個縦続接続する構成である。また
第９図の構成はインダクタンスを併用したものである。
Ｆを２次にすればよい。その構成にはいくつか考えられ
る。一つは、同程度の低域遮断周波数をもつ、第１図の
ような１次ＨＰＦを２個縦続接続する構成である。また
第９図の構成はインダクタンスを併用したものである。
第９図の振幅特性は、第１２図に示すように低域遮断周
波数ｆｃ以下で１２ｄＢ １０ａｔ、の傾斜を示す。な
お前記のように伝送系が微分特性を有し、積分検出する
場合には、第１０図、第１１図のような積分器の構成を
とればよい。第１０．１１図の振幅特性は、第１３図に
示すように低域遮断周波数ｆｃ以下で６ｄＢ１０ａｔ、
の傾斜を示す。この特性に伝送系の微分特性を合わした
ときに、第１２図と同じ特性になる。いずれにしても伝
送系を加えた位相特性は直流で１８０度を通ル、十分大
きい周波数で０度に接近する曲線になる。第７図の２次
ＨＰＦがその様子を表わしている。
波数ｆｃ以下で１２ｄＢ １０ａｔ、の傾斜を示す。な
お前記のように伝送系が微分特性を有し、積分検出する
場合には、第１０図、第１１図のような積分器の構成を
とればよい。第１０．１１図の振幅特性は、第１３図に
示すように低域遮断周波数ｆｃ以下で６ｄＢ１０ａｔ、
の傾斜を示す。この特性に伝送系の微分特性を合わした
ときに、第１２図と同じ特性になる。いずれにしても伝
送系を加えた位相特性は直流で１８０度を通ル、十分大
きい周波数で０度に接近する曲線になる。第７図の２次
ＨＰＦがその様子を表わしている。
次に、第７図に破線で示す等化目標直線になるように全
域通過星回路を用いて、２次ＨＰＦの位−゛相曲線を位
相等化する。
域通過星回路を用いて、２次ＨＰＦの位−゛相曲線を位
相等化する。
これにより、伝送系の位相特性が、直流で１８０度を通
る直線となシ、波形の位相歪は生じない。
る直線となシ、波形の位相歪は生じない。
なお、実際に伝送系を構成する際には、数多くの結合コ
ンデンサが用いられ、これらの結合コンデンサがそれぞ
れ第１図に示す１次のＨＰＦとなっている。このため、
前記２次ＨＰＦを含めた伝送系の直流における位相は実
際には１８０度にならないが（第７図に実際の位相曲線
として示す）前記２次ＨＰＦのしゃ断簡波数ｆ０より前
記結合コンデンサによる１次ＨＰＦの低域しゃ断簡波数
が十分φさくなるようにすれば、しゃ断簡波数ｆ０付近
よシ高い周波数ではほとんどその影響を受けなくするこ
とができる０従って、しゃ断簡波数ｆ０以上の周波数範
囲では結合コンデンサを含めても、直流で１８０度を通
る直線の位相特性となっている０ すなわち、伝送系の伝達函数を次のように定義すると、 Ｔσ）＝ ＃） 、 ｅ゛−ｊ Ｉｅｄｆｈ −ｆもＩ
ｄｆ −・−−−−−・−１３）ここで、 ｏ （ｆ＜＜ｆｏ） とする。このとき＠）式と同様に伝送系の出力ｑ−１＜
ｔ）を計算すると、 ＩＪＴ（す＝ｆ Ｇσ）Ｔσ）−２”１ｔｄｔ〜 ヨ。−Ｊπｆ Ｇ（ｆ）。−ｊ２πｆ（ｔ−ｔｏ）
ｄｊ＝ −ｑＣｔ−ｔｏ） したがってｆ（ｆｏにおいて伝送系が任意の位相αであ
っても、ｆ＜＜ｆｏにおいてＡにｆ： が十分小さけれ
ば、（Ｊ Ｔ（ｔ）には影響しない。
ンデンサが用いられ、これらの結合コンデンサがそれぞ
れ第１図に示す１次のＨＰＦとなっている。このため、
前記２次ＨＰＦを含めた伝送系の直流における位相は実
際には１８０度にならないが（第７図に実際の位相曲線
として示す）前記２次ＨＰＦのしゃ断簡波数ｆ０より前
記結合コンデンサによる１次ＨＰＦの低域しゃ断簡波数
が十分φさくなるようにすれば、しゃ断簡波数ｆ０付近
よシ高い周波数ではほとんどその影響を受けなくするこ
とができる０従って、しゃ断簡波数ｆ０以上の周波数範
囲では結合コンデンサを含めても、直流で１８０度を通
る直線の位相特性となっている０ すなわち、伝送系の伝達函数を次のように定義すると、 Ｔσ）＝ ＃） 、 ｅ゛−ｊ Ｉｅｄｆｈ −ｆもＩ
ｄｆ −・−−−−−・−１３）ここで、 ｏ （ｆ＜＜ｆｏ） とする。このとき＠）式と同様に伝送系の出力ｑ−１＜
ｔ）を計算すると、 ＩＪＴ（す＝ｆ Ｇσ）Ｔσ）−２”１ｔｄｔ〜 ヨ。−Ｊπｆ Ｇ（ｆ）。−ｊ２πｆ（ｔ−ｔｏ）
ｄｊ＝ −ｑＣｔ−ｔｏ） したがってｆ（ｆｏにおいて伝送系が任意の位相αであ
っても、ｆ＜＜ｆｏにおいてＡにｆ： が十分小さけれ
ば、（Ｊ Ｔ（ｔ）には影響しない。
次に位相等化の程度について述べる。もちろん前記の等
化目標直線にびったシ合わすことにこしたことはないが
、全域通過型回路を多段構成にした場合、前記等化目標
直線を中心に、振動することになる。この振動する中心
が前記等化目標直線になっていることが必要であシ、ま
たこの振動の幅もなるべ（、Ｊｌさいことが望まれる。
化目標直線にびったシ合わすことにこしたことはないが
、全域通過型回路を多段構成にした場合、前記等化目標
直線を中心に、振動することになる。この振動する中心
が前記等化目標直線になっていることが必要であシ、ま
たこの振動の幅もなるべ（、Ｊｌさいことが望まれる。
また、所要伝送帯域の一部で等化目標直線から大きくず
れそも、アイはあｊシ劣化しない。本発明の要点は、所
要伝送帯域内で伝送系の位相特性が大略、直流でどんな
値をもつ直線に近似できるかということである。任意の
伝送系において、この値が０度付近になっているか、あ
るいは１８０度付近になっているかということは、はっ
きり区別できることである。も−しどちらともいえない
ような伝送系があるとすれば、そのときの位相歪は太き
くなり、アイはかなシ劣化する。９ｏ付近であればアイ
はほぼ０に等しくなる。
れそも、アイはあｊシ劣化しない。本発明の要点は、所
要伝送帯域内で伝送系の位相特性が大略、直流でどんな
値をもつ直線に近似できるかということである。任意の
伝送系において、この値が０度付近になっているか、あ
るいは１８０度付近になっているかということは、はっ
きり区別できることである。も−しどちらともいえない
ような伝送系があるとすれば、そのときの位相歪は太き
くなり、アイはかなシ劣化する。９ｏ付近であればアイ
はほぼ０に等しくなる。
また伝送系の一部に非線形部分、例えば磁気記録再生装
置における記録ヘッドによる磁性媒体を記録する部分、
を含む場合、この非線形部分を除いた伝送系で、以上の
ようなことが成シ立つとしてよい。本来、非線形部分で
はフーリ、工変換上の伝達函数祉定義できない。しかし
近似的には前記のような非線形部分を無視する取シ扱い
によって、本発明を成立させることができる。
置における記録ヘッドによる磁性媒体を記録する部分、
を含む場合、この非線形部分を除いた伝送系で、以上の
ようなことが成シ立つとしてよい。本来、非線形部分で
はフーリ、工変換上の伝達函数祉定義できない。しかし
近似的には前記のような非線形部分を無視する取シ扱い
によって、本発明を成立させることができる。
第１４図に本発明を適用した磁気記録再生装置の全体の
構成を示す。図において、１のベースバンドディジタル
変調器で社、ディジタルデータがベースバンドディジタ
ル変調され、同期信号を付加される。その出力は２の記
録アンプに送られ、３の記録ヘッドにより、４の磁性媒
体に記録される。記録された信号磁化は、６の再生ヘッ
ドで微小電圧に変換され、６のヘッドアンプで増幅され
るとともに、高周波領域における磁気記録再生系の各種
損失分を補償される。また一般に再生ヘッド６のインダ
クタンスと浮遊容量により再生出力は共振し、振幅なら
びに位相歪を生じるが、ヘッドアンプｉでこの補償もし
ておく０ 次に７の積分器により、再生ヘッドの微分特性を補償さ
れる。８は本発明の中軸をなす位相等化器で、伝送系の
伝相特性が低域遮断周波数付近以上で、１８０度の整数
倍を通る直線に等化する。
構成を示す。図において、１のベースバンドディジタル
変調器で社、ディジタルデータがベースバンドディジタ
ル変調され、同期信号を付加される。その出力は２の記
録アンプに送られ、３の記録ヘッドにより、４の磁性媒
体に記録される。記録された信号磁化は、６の再生ヘッ
ドで微小電圧に変換され、６のヘッドアンプで増幅され
るとともに、高周波領域における磁気記録再生系の各種
損失分を補償される。また一般に再生ヘッド６のインダ
クタンスと浮遊容量により再生出力は共振し、振幅なら
びに位相歪を生じるが、ヘッドアンプｉでこの補償もし
ておく０ 次に７の積分器により、再生ヘッドの微分特性を補償さ
れる。８は本発明の中軸をなす位相等化器で、伝送系の
伝相特性が低域遮断周波数付近以上で、１８０度の整数
倍を通る直線に等化する。
その後、９の識別再生器によりディジタル信号に変換さ
れ、１０の復調器で、ディジタル信号の時系列の中から
同期信号を検出され、ベースバンドディジタル変調信号
が復調される。
れ、１０の復調器で、ディジタル信号の時系列の中から
同期信号を検出され、ベースバンドディジタル変調信号
が復調される。
第１４図において、本発明にかかわる伝送系は、ベース
バンドディジタル変調器１の出力から識別再生器９の入
力までである。このような伝送系において、再生ヘッド
６による微分特性と積分器７によって１次ＨＰＦが構成
される。、この低域遮断周波数は位相等化器８の低域遮
断周波数ｆ０に比べて十分小さく設定する。その他の伝
送系の各種結合コンデンサによるＨＰＦの低域遮断周波
数もすべて前記ｆ０よシ十分小さくしておく０したがっ
て本実施例においては、位相等化器８の位相特性によっ
て伝送系の位相特性が定まると考えてよい０ 第１６図に位相等化器８の具体例を示す。貼はマツチン
グ抵抗で、入出力のマツチングと、２次ＨＰＦと全域通
過形回路の分離に用いる。２次ＨＰＦはコンデンサＣｆ
、インダクタンスＬｆで構成される。位相特性を直線に
するための全域通過形回路は、ｉ段が２つのインダクタ
ンスＬｔａ、”ｉｂと３つのコンデンサＣ８ａ、Ｃｉｂ
、Ｃｉｂで構成され、それがｉ ＝ １から１０まで１
０段ある。前記２次ＨＰＦの低域遮断周波数ｆ０は約０
．６ ＭＨｚである。
バンドディジタル変調器１の出力から識別再生器９の入
力までである。このような伝送系において、再生ヘッド
６による微分特性と積分器７によって１次ＨＰＦが構成
される。、この低域遮断周波数は位相等化器８の低域遮
断周波数ｆ０に比べて十分小さく設定する。その他の伝
送系の各種結合コンデンサによるＨＰＦの低域遮断周波
数もすべて前記ｆ０よシ十分小さくしておく０したがっ
て本実施例においては、位相等化器８の位相特性によっ
て伝送系の位相特性が定まると考えてよい０ 第１６図に位相等化器８の具体例を示す。貼はマツチン
グ抵抗で、入出力のマツチングと、２次ＨＰＦと全域通
過形回路の分離に用いる。２次ＨＰＦはコンデンサＣｆ
、インダクタンスＬｆで構成される。位相特性を直線に
するための全域通過形回路は、ｉ段が２つのインダクタ
ンスＬｔａ、”ｉｂと３つのコンデンサＣ８ａ、Ｃｉｂ
、Ｃｉｂで構成され、それがｉ ＝ １から１０まで１
０段ある。前記２次ＨＰＦの低域遮断周波数ｆ０は約０
．６ ＭＨｚである。
このような位相等化量８を備えた、第１４図のような磁
気記録再生装置で、約２０Ｍビット／秒のディジタル信
号を記録再生したところ、ビット誤シ率は１ｏ−５〜１
ｏ−６であった。これに対し、従来から行なわれている
方法、すなわち位相等化器８を除去し、積分器７の低域
遮断周波数を調整してビット誤シ率の最小値を求めたと
ころ１０−３〜１σ４であった。すなわち実施例によっ
て、従来１σ３〜１σ であった誤シ率を′ｒσ５〜１
０−６と２桁程度向上させることができた。
気記録再生装置で、約２０Ｍビット／秒のディジタル信
号を記録再生したところ、ビット誤シ率は１ｏ−５〜１
ｏ−６であった。これに対し、従来から行なわれている
方法、すなわち位相等化器８を除去し、積分器７の低域
遮断周波数を調整してビット誤シ率の最小値を求めたと
ころ１０−３〜１σ４であった。すなわち実施例によっ
て、従来１σ３〜１σ であった誤シ率を′ｒσ５〜１
０−６と２桁程度向上させることができた。
発明の詳細
な説明したように、本発明によれば、従来使用さ°れて
いた位相等化なしの１次ＨＰＦを位相等化つきの２次Ｈ
ＰＦにすることによって、ベースバンド・ディジタル信
号が受けていた波形歪を除去し、アイの大きさを拡大し
、誤シ率を低域することができる。
いた位相等化なしの１次ＨＰＦを位相等化つきの２次Ｈ
ＰＦにすることによって、ベースバンド・ディジタル信
号が受けていた波形歪を除去し、アイの大きさを拡大し
、誤シ率を低域することができる。
第１．２．３図は従来の伝送系におけるＨＰＦを示す回
路図、第４．６，６．８図はその特性図、第９．１０．
１１図は本発明の詳細な説明するだめの回路図、第７．
１２．１３図はその特性図、第１４図は本発明における
一実施例の磁気記録再生装置の全体の構成図、第１５図
は同実施例における位相等化器の具体回路図である。 １・・・・・・ベースバンドディジタル変調器、２・・
・・・・記録アンプ、３・・・・・・記録ヘッド、４・
・・・・・磁性媒体、６・・・・・・再生ヘッド、６・
・・・・・ヘッドアンプ、７・・・・・・積分器、８・
・・・・・位相等化器、９・・・・・・識別再生器、１
０・・・・・・復調器。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ＃丘か１名第
１図 第２図 第３図 第４図 第５図 頷冷） 第８図 ′］ｌ！１液駁 第９図 第１０図 第１１図 第１２図 第１３図 第１４図
路図、第４．６，６．８図はその特性図、第９．１０．
１１図は本発明の詳細な説明するだめの回路図、第７．
１２．１３図はその特性図、第１４図は本発明における
一実施例の磁気記録再生装置の全体の構成図、第１５図
は同実施例における位相等化器の具体回路図である。 １・・・・・・ベースバンドディジタル変調器、２・・
・・・・記録アンプ、３・・・・・・記録ヘッド、４・
・・・・・磁性媒体、６・・・・・・再生ヘッド、６・
・・・・・ヘッドアンプ、７・・・・・・積分器、８・
・・・・・位相等化器、９・・・・・・識別再生器、１
０・・・・・・復調器。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ＃丘か１名第
１図 第２図 第３図 第４図 第５図 頷冷） 第８図 ′］ｌ！１液駁 第９図 第１０図 第１１図 第１２図 第１３図 第１４図
Claims (1)
- ベースバンド・ディジタル信号を伝送する伝送系に設け
られ、前記伝送系の入出力の位相周波数特性のうち、直
流から前記伝送系の高域通過特性により定まる所定の周
波数範囲までを除いた位相周波数特性を、ほぼ直線の位
相周波数特性で、かつその直線を延長したときの直流に
おける位相ずれが１８０度の整数倍の値をもつように位
相等化する手段を備えたことを特徴とする信号補正処理
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59157804A JPH0681077B2 (ja) | 1984-07-27 | 1984-07-27 | 信号補正処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59157804A JPH0681077B2 (ja) | 1984-07-27 | 1984-07-27 | 信号補正処理装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6135631A true JPS6135631A (ja) | 1986-02-20 |
| JPH0681077B2 JPH0681077B2 (ja) | 1994-10-12 |
Family
ID=15657651
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59157804A Expired - Lifetime JPH0681077B2 (ja) | 1984-07-27 | 1984-07-27 | 信号補正処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0681077B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010273357A (ja) * | 1998-07-31 | 2010-12-02 | Vitesse Semiconductor Corp | 多重補間ｌｃ電圧制御発振器 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6680647B2 (en) * | 2001-12-13 | 2004-01-20 | Agilent Technologies, Inc. | Low noise amplifier circuit with phase matched switch topology |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5679512A (en) * | 1979-12-03 | 1981-06-30 | Nec Corp | Amplitude equalizer |
-
1984
- 1984-07-27 JP JP59157804A patent/JPH0681077B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5679512A (en) * | 1979-12-03 | 1981-06-30 | Nec Corp | Amplitude equalizer |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010273357A (ja) * | 1998-07-31 | 2010-12-02 | Vitesse Semiconductor Corp | 多重補間ｌｃ電圧制御発振器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0681077B2 (ja) | 1994-10-12 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |