JPH01158813A - Ｆｍ復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はＦＭ復調回路に係り、特に、片サイドバンド復
調に効果的なＦＭ復調回路に関する。

〔従来の技術〕

ＶＴＲ（ビデオチープレコータ）等の磁気記録再生装置
に備えられている従来のＦＭ復調回路の信号処理におい
ては、磁気ヘッドにより磁気記録媒体から読み取られた
再生ＦＭ信号の上下側帯波にアンバランスがあると、ビ
デオ信号の黒から白への急激な立上がりのある高周波成
分の多い部分のＦＭ信号波形は、その一部が０レベルに
達しないで振動するように歪んでしまう。これをそのま
まリミッタにかけると、情報を持ったゼロクロス点が欠
落して等価的に黒レベルに落ち込んだ波形として復調さ
れてしまう。これを「反転現象」と呼んでおり、以下そ
の発生の原理について第３図を参照しながら説明する。

第３図（＾）の波形ａは入力ビデオ信号で、黒から白へ
急激に変化している部分を示している。これをビデオエ
ンファシス回路（図示せず）にかけると、波形の立上が
り部分（ここに高周波成分が集中している）に、同図（
Ｂ）に示すようなスパイク（オーバーシュート）を生じ
る。このような波形ａ′のＦＭ変調器出力は同図（Ｄ）
に示すように、スパイク部分のゼロクロス点の間隔が急
に狭くなった波形ｐとなる。これを磁気テープ等の磁気
記録媒体に記録した後再生すると、記録、再生のメカニ
ズムにより、再生波形は同図（Ｅ）に示すように歪んで
しまう。これは記録、再生の過程で下側帯波成分が強調
されるのに対し、上側帯波成分は抑圧されるために起こ
るもので、時には図示の如く波形ｑの一部がゼロレベル
に達しないで振動するように歪むこともある。これをそ
のｉｔリミッタにかけると、情報を持ったゼロクロス点
が欠落して、見かけ上ゼロクロス点の間隔が拡がったよ
うになるので、復調後の波形はａ′のようにはならず、
同図（Ｃ）に示すように本来白レベルであるべき所か黒
レベルに落ち込んでしまい、反転現象を起こすわけであ
る。

特に、ビデオエンファシスをかけた場合には、波形の立
上がり部分にスパイクを生じる（同図（Ｂ）参照）ので
、この現象が生じ易くなる。そこで、最近の家庭用ＶＴ
Ｒ装置ではエンファシス量を大きくしても反転現象を起
こさないようにする対策が種々（例えばＤＬ−ＦＭ方方
式及反転防止路。

ノンリニアエンファシス（ｎｏｎ−ｌｉｎｅａｒ　ｅｎ
ｐｈａｓｉｓ）方式等）考えられている。

ＤＬ−ＦＭ方式の“’ＤＬ”はダブルリミッタ（Ｄｏｕ
ｂｌｅ　Ｌｉｎ＋１ｔｅｒ）　ノ略で、リミッタを二重
ニかけることにより反転現象を防ぎ、ビデオエンファシ
スを充分に行なってＳＮ比を改善しようというものであ
る。ＤＬ−ＦＭＭ式ＦＭ復調回路１の具体的な回路ブロ
ック図は第２図に示す如きものであり、この図において
２はＨＰＦ　（高域濾波器）、４は位相補正回路、３及
び７は夫々第１．第２のリミッタ回路、５はＬＰＦ　（
低域濾波器）、６は加算回路である。

前置増幅器（図示せず）より入力端子Ｉｎに供給された
波形ｑの如き再生ＦＭ信号は、ＨＰＦ２により映像信号
の中域から高域に相当する下側帯波の成分を除去するこ
とによって、波形ｒ（第３図（Ｇ）参照）のようなゼロ
クロス点の欠落しない波形にした後、第１リミッタ回路
３で振幅を揃えた（搬送波近傍のノイズを除去した）波
形Ｓ（同図（Ｈ）参照）にする。次にＨＰＦ２による位
相歪を位相補正回路４で補正し、これにＬＰＦ５の出力
信号である下側帯波Ｕ（同図（Ｆ）参照）を加算回路６
において加えることにより歪を除いたＦＭ信号ｔ（同図
（１）参照）として復元し、これを第２のリミッタ回路
７に通してＦＭ復調している。このような信号処理を行
なうことにより、ＳＮ比を３ｄＢ以上改善できる。

Ｃ本発明が解決しようとする問題点〕 斜上の如き従来回路１においては、ＨＰＦ２とＬＰＦ５
を用いて周波数分割を行なっているので、クロスポイン
トの群遅延歪を押さえるために位相補正回路４が必要で
あり、所要帯域全体に亙って遅延歪を押さえるのは困難
である６又、ＨＰＦ２゜ＬＰＦ５各々のロールオフ特性
が異なっていると、クロスポイント近辺での周波数特性
に歪が発生するという問題がある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、上記諸問題点を解消するために、入力信号を
所定の時間遅延させる第１の遅、延回路と。

第１の遅延回路の出力信号を更に同一遅延時間遅延させ
る第２の遅延回路と、第２の遅延回路の出力信号と上記
入力信号とを混合する第１の加算回路と、第１の加算回
路の出力を所定量減衰させる第１の減衰器と、第１の遅
延回路の出力より第１の減衰器の出力を減算する減算回
路とにより−ｃｏｓイコライザを構成して入力信号をＦ
Ｍ等化し、同様に第１の加算回路の出力を所定量減衰さ
せる第２の減衰器と、第１の遅延回路の出力より第２の
減衰器の出力を加算する第２の加算回路とによりｃｏｓ
イコライザを構成して入力信号をＦＭ等化し、上記−ｃ
ｏｓイコライザの出力の振幅を制限する第１のリミッタ
回路と、ｃｏｓイコライザの出力信号のうち低域成分の
みを通過させる低域−波器と、低域濾波器及び第１のリ
ミッタ回路の出力を混合する第３の加算回路と、第３の
加算回路の出力の振幅を制限する第２のリミッタ回路と
を更に具備するく即ちトランスバーサルイコライザ＋ダ
ブルリミッタとする）ことによって、ＦＭ所要帯域内に
おいて群遅延歪を押さえて反転を防止した片サイドバン
ド復調を実現するよう構成した。

〔実施例〕

本発明のＦＭ復調回路においては、上述の如くトランス
バーサルイコライザ士ダブルリミッタなる構成にし、Ｆ
Ｍ等化をしながら反転を防止し、群遅延の生じないＦＭ
片ササイドバンド復調所要ＦＭＭ域内で実現したもので
あり、以下第１図を参照しながら、本発明のＦＭ復調回
路の一実施例について説明する。第１図は本発明のＦＭ
復調回路１０の主要部のブロック構成図である。この図
において、第２図に示した従来例と同一構成要素には同
一符号を付して、その詳細な説明を省略する。図中、１
１．１２は遅延回路、９及び１６は加算回路、１３．１
４は減衰器、１５は減算回路であり、以上の構成により
イコライザ回路８を構成している。

次に、ＦＭ復調回路１０の動作原理について、第１図及
び第４図以降を併せ参照しながら説明する。ＦＭ復調回
路１０の入力端子Ｉｎに供給されるＷｔ 入力信号ａを　ａ＝Ｅ　ｅ　　　、遅延回路１１．１２
の遅延時間をτとすると、遅延回路１１．１２の出力信
号す、ｃは、夫々 ｂ＝Ｅｅ”　　（を十τ）　、　Ｃ−Ｅ　ｅ　ｊＷ（ｔ
＋２τ）で表される。従って、加算回路９の出力ｄはｄ
＝ａ十ｃ＝Ｅ（６十ｅｊＷ（ｔ＋２ｒ）。

ｗｔ ＝Ｅ　ｅ　ｊＷ　（を十τ　）　　　　　　　−ｊｗτ
　　　　ＪＷτ　＋（ｅ　　　　十ｅ ＝２ＥｅｊｖＩ””　Ｇｏｓ　ｗτ・・・・・・・・・
・・・・・・・・・（１）となる。

減衰器１３．１４の減衰率を夫々α、β（通常α、β≦
寺）とすれば出力ｅｌｆは ｅ＝２ａＥｅ　ｊｗ　”十τ　）　ｃｏｓ　　ｗ　ｖ　
−０−−０−−−−１１，−（２）ｆ＝２βＥ　ｅ　ｊ
ｗ（ｔ＋ｆ）ＣＯ８ｗ　τ−−−−−−−−−−−−−
−−（３）となるので、減算回路１５及び加算回路１６
の出力ｇ、ｈは夫々 ｇ＝ｂ−ｅ＝Ｅｅ”（ｔ″″） 一２ａＥｅ””τ）ｃｏｓｗ’ｒ ＝Ｅ　（１−２ａ　Ｃ０３ｗτ）　ｅ”（ｔ＋”−（４
）ｈ＝ｂ＋ｔ＝Ｅｅｊｖ４（ｔ＋ｆ） ＋２βＥ　ｅ　”　（ｔ＋”　）ＣＯ８Ｗτ＝Ｆ、（１
＋２βｃｏｓｗτｌ　ｅ　ｊＷ４（ｊ　”　ｒ　）　＋
＋＋　（１）となるわけである、第（４）式から減算回
路１５の出力信号に関して次のことがわかる。

Ｏ出力信号は入力信号に対して時間遅れを持つが位相歪
は全くない。

０振幅（ゲイン）についての周波数特性は第４図のよう
になる。

このような特性をｃｏｓ　（コサイン）特性と呼ぶ。

同様に第（０式からは、加算回路１６の出力信号も入力
信号に対して時間遅れをつが位相歪は全くなく、振幅に
ついての周波数特性は第５図のような−ｃｏｓ特性とな
る。

遅延時間がτのイコライザの中心周波数チ。（Ｗ＝２π
チＣ）は　チ。＝１／２τで表わされる。このイコライ
ザ回路８においては、遅延は全周波数帯域とも一定とな
り、群遅延なくＦＭ等化できるわけである。減算回路１
５の出力信号、即ちイコライズされたＦＭ波の特性は、
前述の如く第４図のようになるので、伝達関数は ｙ１＝−αχ（１＋ｚド’）＋２ＺＴ−’）より、 Ｈｌ（ｊω）＝　（１−２ａｃｏｓθ）ε−ｊθ・・・
■但し、ｚＴ−’　＝　１　／　２　ｆｃ　（遅延量）
θ　＝　　２　　ｘ　　ｆ　　／　　２　　ｆｃ　−π
　ｆ　／チＣ第■式から明瞭な如く、振幅（１−２αｃ
ｏｓθ）及び位相ε−ｊｏより群遅延なく　チ。を中心
周波数とした一ｃｏｓ等化カーブとなり、かかる波形の
信号ｇが第１リミッタ回路３に供給される。持ち上げ量
は減衰器１３の利得（ゲイン）αによって制御され、こ
れが高域成分加算量となる。

また、加算回路１６の出力信号（ＦＭ波）ｈの特性は第
５図のようになる。即ちその伝達関数はｙ２＝βｘ　（
１＋ＺＴ−’　）　＋ｘ　Ｚ７−’　）より、 Ｈ２（ｊω）＝（１＋２βｃｏｓθ）ε−ｊθ・・・■
但し、θ−πｆ／ｆ。

第■式から明白な如く、振幅（１＋２βｃｏｓθ）及び
位相ε−ｊｏより群遅延なく　　ｆ、を中心周波数とし
なｃｏｓ等化カーブとなり、かかる波形の出力信号りを
、周波数ｔ０をカットオフポイントとする通過帯域内で
群遅延補正されたＬＰＦ５を通すことにより、第６図の
曲線Ｅの如き周波数特性として（曲線Ｂは第４図と同じ
もの）低域成分となる。

なお、低域成分加算量は、減衰器１４における利得βに
よって制御される。即ち、減算回路１５（ｃｏｓイコラ
イザ）によって抽出されたのち第１リミッタ回路３を通
過した高域成分にと、加算回路１６（−ｃｏｓイコライ
ザ）と周波数ｔ。をカットオフポイントとするＬＰＦ５
によって抽出されな低域成分ｉとを加算回路６にて加え
合わせ、加算回路６の出力信号ｍを更に第２リミッタ回
路７を通すことによって、周波数等化された群遅延の無
いＦＭ復復調信号炉得られ、後段のＦＭ検波器（図示せ
ず）等に出力される。このように、周波数等化された群
遅延の無いダブルリミッタ回路を、所要ＦＭ帯域内で構
成できるものである。

〔効　果〕

本発明のＦＭ復調回路は以上詳細に説明したように構成
したので、次のような種々の実用的効果を有する。

■従来のＦＭ復調回路では困難であった、所要ＦＭ帯域
内での群遅延歪を小さくすることが可能になった。

■従来のＦＭ復調回路では、高域成分と低域成分とのク
ロスポイント付近で周波数歪及び群遅延歪を小さくする
ことが困難であったが、本発明回路で可能になった。

■トランスバーサルイコライザ＋ダブルリミッタ構成と
することにより、回路の簡素化が図れた。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のＦＭ復調回路の主要部のブロック構成
図、第２図は従来の回路図、第３図は従来回路の動作説
明用信号波形図、第４図乃至第６図は本発明回路の動作
説明用信号波形図である。 ３・・・第１リミッタ回路、５・・・ＬＰＦ、６．９゜
１６・・・加算回路、７・・・第２リミッタ回路、８・
・・イコライザ回路、１０・・・ＦＭ復調回路、１１．
１２・・・遅延回路、１３．１４・・・減衰器、１５・
・・減算回路。 特許出願人　　日本ビクター株式会社 ＝　１３− 星３図 第今図 品用図 第６図 手続補正書

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　ＦＭ変調信号を復調するＦＭ復調回路において、入力
   信号を所定の時間遅延させる第１の遅延回路と、該第１
   の遅延回路の出力信号を更に同一遅延時間遅延させる第
   ２の遅延回路と、該第２の遅延回路の出力信号と上記入
   力信号とを混合する第１の加算回路と、該第１の加算回
   路の出力を所定量減衰させる第１の減衰器と、上記第１
   の遅延回路の出力より該第１の減衰器の出力を減算する
   減算回路とにより−ｃｏｓイコライザを構成して上記入
   力信号をＦＭ等化し、同様に上記第１の加算回路の出力
   を所望の量だけ減衰させる第２の減衰器と、上記第１の
   遅延回路の出力より該第２の減衰器の出力を加算する第
   ２の加算回路とによりｃｏｓイコライザを構成して上記
   入力信号をＦＭ等化し、上記−ｃｏｓイコライザの出力
   の振幅を制限する第１のリミッタ回路と、上記ｃｏｓイ
   コライザの出力信号のうち低域成分のみを通過させる低
   域濾波器と、該低域濾波器及び上記第１のリミッタ回路
   の出力を混合する第３の加算回路と、該第３の加算回路
   の出力の振幅を制限する第２のリミッタ回路とを更に具
   備することによって、ＦＭ所要帯域内において群遅延歪
   を押さえて反転を防止した片サイドバンド復調を実現す
   るよう構成したことを特徴とするＦＭ復調回路。