JPH063940B2 - デジタルデータ伝送の復調回路 - Google Patents
デジタルデータ伝送の復調回路Info
- Publication number
- JPH063940B2 JPH063940B2 JP63150247A JP15024788A JPH063940B2 JP H063940 B2 JPH063940 B2 JP H063940B2 JP 63150247 A JP63150247 A JP 63150247A JP 15024788 A JP15024788 A JP 15024788A JP H063940 B2 JPH063940 B2 JP H063940B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- pass filter
- output
- low
- digital data
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
本発明は、例えば移動通信におけるデジタルデータ伝送
方式の一つであるＧＭＳＫ方式の復調回路に関するもの
である。
方式の一つであるＧＭＳＫ方式の復調回路に関するもの
である。
【従来の技術】 従来のデジタルデータ伝送におけるＧＭＳＫ方式の復調
回路は、第６図に構成が示されているように、ＧＭＳＫ
検波回路１、ガウス形のローパスフィルタ２、復号回路
３、クロック再生回路４を備えている。ＧＭＳＫ検波回
路１には、例えば周波数検波回路、同期検波回路、遅延
検波回路がある。ガウス形のローパスフィルタ２はベー
スバンド前置ローパスフィルタの役割を負うものであ
る。復号回路３ではデータ信号が再生されて出力され
る。またクロック再生回路４ではクロック信号が再生さ
れて出力される。 第７図には、上記した第６図の復調回路の各段における
出力波形が示してある。同図の（ａ）はＧＭＳＫ検波回
路１の出力ａの波形である。この波には搬送波および高
調波のほか熱雑音（ホワイトノイズ）を含んでいる。同
じく（ｂ）はガウス形ローパスフィルタ２の出力ｂの波
形である。この出力ｂを復号回路３とクロック再生回路
４に入力させている。出力ａと出力ｂの波形を比較して
みると、出力ａ、すなわちＧＭＳＫ検波回路１の出力波
のアイ開口より、出力ｂ、すなわちガウス形ローパスフ
ィルタ２の出力波のアイ開口が小さくなっている。 このように検波出力ａのアイ開口とベースバンド前置ロ
ーパスフィルタ出力ｂのアイ開口が異なるのは、次の理
由による。ＧＭＳＫ検波回路１においてはベースバンド
前置ローパスフィルタの遮断周波数ｆｃ、すなわちガウ
ス形ローパスフィルタで３ｄＢ減衰する周波数は、略ｆ
ｃ＝０．４×ｆｂ（ｆｂは伝送速度）が最適である。ビ
ットエラーレート（符号誤り率）と遮断周波数ｆｃとの
関係は、検波方式に関係なく、大略、第８図に示す関係
になる。したがって、ベースバンド前置ローパスフィル
タ出力のアイ開口を僅か小さくすることが、ホワイトノ
イズを除去し、伝送効率を良くするうえで、復号回路３
には有利である。 一方、クロック再生回路４は、ベースバンド前置ローパ
スフィルタ出力のアイパターンから、クロック波形を再
生して出力する。第７図（ｃ）に示す波形は、クロック
再生回路４の出力ｃにおいて得られるべきクロック波形
である。
回路は、第６図に構成が示されているように、ＧＭＳＫ
検波回路１、ガウス形のローパスフィルタ２、復号回路
３、クロック再生回路４を備えている。ＧＭＳＫ検波回
路１には、例えば周波数検波回路、同期検波回路、遅延
検波回路がある。ガウス形のローパスフィルタ２はベー
スバンド前置ローパスフィルタの役割を負うものであ
る。復号回路３ではデータ信号が再生されて出力され
る。またクロック再生回路４ではクロック信号が再生さ
れて出力される。 第７図には、上記した第６図の復調回路の各段における
出力波形が示してある。同図の（ａ）はＧＭＳＫ検波回
路１の出力ａの波形である。この波には搬送波および高
調波のほか熱雑音（ホワイトノイズ）を含んでいる。同
じく（ｂ）はガウス形ローパスフィルタ２の出力ｂの波
形である。この出力ｂを復号回路３とクロック再生回路
４に入力させている。出力ａと出力ｂの波形を比較して
みると、出力ａ、すなわちＧＭＳＫ検波回路１の出力波
のアイ開口より、出力ｂ、すなわちガウス形ローパスフ
ィルタ２の出力波のアイ開口が小さくなっている。 このように検波出力ａのアイ開口とベースバンド前置ロ
ーパスフィルタ出力ｂのアイ開口が異なるのは、次の理
由による。ＧＭＳＫ検波回路１においてはベースバンド
前置ローパスフィルタの遮断周波数ｆｃ、すなわちガウ
ス形ローパスフィルタで３ｄＢ減衰する周波数は、略ｆ
ｃ＝０．４×ｆｂ（ｆｂは伝送速度）が最適である。ビ
ットエラーレート（符号誤り率）と遮断周波数ｆｃとの
関係は、検波方式に関係なく、大略、第８図に示す関係
になる。したがって、ベースバンド前置ローパスフィル
タ出力のアイ開口を僅か小さくすることが、ホワイトノ
イズを除去し、伝送効率を良くするうえで、復号回路３
には有利である。 一方、クロック再生回路４は、ベースバンド前置ローパ
スフィルタ出力のアイパターンから、クロック波形を再
生して出力する。第７図（ｃ）に示す波形は、クロック
再生回路４の出力ｃにおいて得られるべきクロック波形
である。
しかし、第７図（ｂ）のようにベースバンド前置ローパ
スフィルタのアイ開口が小さいので、クロック再生回路
４にとっては雑音余裕が小さくなってしまう。そのため
受信入力レベルが小さい状態の時、出力ｃの波形は第７
図（ｃ−０）に示すように、再生クロックにジッタが非
常に多くなり、延いてはビットエラーレートが低下する
ことになる。 本発明は、従来のデジタルデータ伝送におけるＧＭＳＫ
方式の復調回路の上記した欠点を改良するためになされ
たもので、受信入力レベルが小さい時であっても、極め
てジッタが少ないクロック信号を再生できる復調回路を
提供するものである。
スフィルタのアイ開口が小さいので、クロック再生回路
４にとっては雑音余裕が小さくなってしまう。そのため
受信入力レベルが小さい状態の時、出力ｃの波形は第７
図（ｃ−０）に示すように、再生クロックにジッタが非
常に多くなり、延いてはビットエラーレートが低下する
ことになる。 本発明は、従来のデジタルデータ伝送におけるＧＭＳＫ
方式の復調回路の上記した欠点を改良するためになされ
たもので、受信入力レベルが小さい時であっても、極め
てジッタが少ないクロック信号を再生できる復調回路を
提供するものである。
上記課題を解決するための本発明を適用したデジタルデ
ータ伝送の復調回路を、実施例に対応する第１図により
説明する。 同図に示すように本発明のデジタルデータ伝送の復調回
路は、ＧＭＳＫ検波回路１の出力信号から、データ信号
を再生するデータ復号回路３、クロック信号を再生する
クロック再生回路４を個別に有し、データ復号回路３の
ベースバンド前置ローパスフィルタとしてガウス形のロ
ーパスフィルタ２、クロック再生回路４のベースバンド
前置ローパスフィルタとしてバターワース形のローパス
フィルタ５を夫々備えている。
ータ伝送の復調回路を、実施例に対応する第１図により
説明する。 同図に示すように本発明のデジタルデータ伝送の復調回
路は、ＧＭＳＫ検波回路１の出力信号から、データ信号
を再生するデータ復号回路３、クロック信号を再生する
クロック再生回路４を個別に有し、データ復号回路３の
ベースバンド前置ローパスフィルタとしてガウス形のロ
ーパスフィルタ２、クロック再生回路４のベースバンド
前置ローパスフィルタとしてバターワース形のローパス
フィルタ５を夫々備えている。
ＧＭＳＫ検波回路１の出力信号ａのアイ開口（第４図
（ａ）参照）は、ガウス形のローパスフィルタ２により
小さくなるが（同図（ｂ）参照）、バターワース形のロ
ーパスフィルタ５によっては小さくならない（同図
（ｄ）参照）。そのためデータ複号回路３およびクロッ
ク再生回路４には、夫々の回路に応じて再生、ノイズの
除去に適した波形が入力する。その結果、データ復号回
路３からはノイズの少ないデータ信号が出力する。同時
に入力信号が微弱な場合でもクロック再生回路４からジ
ッタのないクロック信号が出力することになる。
（ａ）参照）は、ガウス形のローパスフィルタ２により
小さくなるが（同図（ｂ）参照）、バターワース形のロ
ーパスフィルタ５によっては小さくならない（同図
（ｄ）参照）。そのためデータ複号回路３およびクロッ
ク再生回路４には、夫々の回路に応じて再生、ノイズの
除去に適した波形が入力する。その結果、データ復号回
路３からはノイズの少ないデータ信号が出力する。同時
に入力信号が微弱な場合でもクロック再生回路４からジ
ッタのないクロック信号が出力することになる。
以下、本発明の実施例を詳細に説明する。 第１図は本発明を適用するデジタルデータ伝送の復調回
路の実施例を示すブロック図である。同図の１はＧＭＳ
Ｋ検波回路、２はガウス形のローパスフィルタ、３はデ
ータ復号回路、４はクロック再生回路、５はバターワー
ス形のローパスフィルタである。ＧＭＳＫ検波回路１に
は、例えば周波数検波回路、同期検波回路、遅延検波回
路がありいずれでもよい。ガウス形ローパスフィルタ
２、いわゆる位相直線形ローパスフィルタは、データ復
号回路３のベースバンド前置ローパスフィルタの役割を
負うもので、やはりアクティブフィルタであるオペアン
プを使用する。データ復号回路３ではデータ信号が再生
されて出力される。バターワース形のローパスフィルタ
５はクロック再生回路４のベースバンド前置ローパスフ
ィルタの役割を負うもので、アクティブフィルタである
オペアンプを使用する。クロック再生回路４ではクロッ
ク信号が再生されて出力する。すなわちデータ複号回路
３側とクロック再生回路４側に、それぞれ特性の異なる
ベースバンド前置ローパスフィルタを挿入し、２系列の
ＧＭＳＫ復調回路構成としてある。 第２図にはガウス形のローパスフィルタ２の特性が示し
てある。従来の回路（第４図参照）に使用したガウス形
のローパスフィルタ２と同一特性のものを使用できる。
遮断周波数ｆｃ、すなわちローパスフィルタで３ｄＢ減
衰する周波数は、略ｆｃ＝0.4×ｆｂ（ｆｂは伝送速
度）である。 第３図にはバターワース形のローパスフィルタ５の特性
が示してある。帯域内の振幅は平坦で、帯域外で急峻に
減衰する。帯域内では、位相が比較的直線である。遮断
周波数ｆｃ、すなわちローパスフィルタで３ｄＢ減衰す
る周波数は、略ｆｃ＝0.6×ｆｂ（ｆｂは伝送速度）が
適しており、実験により最適値を決定したものである。 第４図には、第１図に示した復調回路の各段における出
力波形が示してある。同図の（ａ）はＧＭＳＫ検波回路
１の出力ａの波形である。この波には搬送波および高調
波のほか熱雑音を含んでいる。 第４図（ｂ）はガウス形ローパスフィルタ２の出力ｂの
波形である。この出力ｂをデータ復号回路３に入力させ
ている。出力ａと出力ｂの波形は、第７図（ａ），
（ｂ）と同じくＧＭＳＫ検波回路１の出力ａのアイ開口
より、ガウス形ローパスフィルタ２の出力ｂのアイ開口
が小さくなっている。すなわちホワイトノイズを除去
し、伝送効率を良くした波形がデータ複号回路３に入力
することになる。 同じく第４図（ｄ）はバターワース形ローパスフィルタ
６の出力ｄの波形である。出力ｄのアイ開口は、出力ａ
（同図（ａ）参照）のアイ開口と同じく大きいので雑音
余裕が大きい。そのため受信入力レベルが小さい状態で
も、再生されたクロックは、第４図（ｅ−０）に示すよ
うに、ジッタが極めて小さくビットエラーレートの劣化
は生じない。第５図には受信入力レベルに対するビット
エラーレート特性が示してある。同図に示すように、本
発明の例は従来のものに対し理想特性に近く、大幅に改
善されている。なお第４図（ｅ）に示す波形は、クロッ
ク再生回路４の出力ｅにおいて得られるべきクロック波
形で、第７図（ｃ）の波形と同一である。 上記実施例では、ガウス形のローパスフィルタ２、バタ
ーワース形のローパスフィルタ５はオペアンプによるア
クティブフィルタを使用し、ハイブリット集積回路化が
可能であるため、小形化が容易である。素子数は多くな
るが、ＬＣフィルタ等のパッシィブフィルタを夫々使用
することも可能である。
路の実施例を示すブロック図である。同図の１はＧＭＳ
Ｋ検波回路、２はガウス形のローパスフィルタ、３はデ
ータ復号回路、４はクロック再生回路、５はバターワー
ス形のローパスフィルタである。ＧＭＳＫ検波回路１に
は、例えば周波数検波回路、同期検波回路、遅延検波回
路がありいずれでもよい。ガウス形ローパスフィルタ
２、いわゆる位相直線形ローパスフィルタは、データ復
号回路３のベースバンド前置ローパスフィルタの役割を
負うもので、やはりアクティブフィルタであるオペアン
プを使用する。データ復号回路３ではデータ信号が再生
されて出力される。バターワース形のローパスフィルタ
５はクロック再生回路４のベースバンド前置ローパスフ
ィルタの役割を負うもので、アクティブフィルタである
オペアンプを使用する。クロック再生回路４ではクロッ
ク信号が再生されて出力する。すなわちデータ複号回路
３側とクロック再生回路４側に、それぞれ特性の異なる
ベースバンド前置ローパスフィルタを挿入し、２系列の
ＧＭＳＫ復調回路構成としてある。 第２図にはガウス形のローパスフィルタ２の特性が示し
てある。従来の回路（第４図参照）に使用したガウス形
のローパスフィルタ２と同一特性のものを使用できる。
遮断周波数ｆｃ、すなわちローパスフィルタで３ｄＢ減
衰する周波数は、略ｆｃ＝0.4×ｆｂ（ｆｂは伝送速
度）である。 第３図にはバターワース形のローパスフィルタ５の特性
が示してある。帯域内の振幅は平坦で、帯域外で急峻に
減衰する。帯域内では、位相が比較的直線である。遮断
周波数ｆｃ、すなわちローパスフィルタで３ｄＢ減衰す
る周波数は、略ｆｃ＝0.6×ｆｂ（ｆｂは伝送速度）が
適しており、実験により最適値を決定したものである。 第４図には、第１図に示した復調回路の各段における出
力波形が示してある。同図の（ａ）はＧＭＳＫ検波回路
１の出力ａの波形である。この波には搬送波および高調
波のほか熱雑音を含んでいる。 第４図（ｂ）はガウス形ローパスフィルタ２の出力ｂの
波形である。この出力ｂをデータ復号回路３に入力させ
ている。出力ａと出力ｂの波形は、第７図（ａ），
（ｂ）と同じくＧＭＳＫ検波回路１の出力ａのアイ開口
より、ガウス形ローパスフィルタ２の出力ｂのアイ開口
が小さくなっている。すなわちホワイトノイズを除去
し、伝送効率を良くした波形がデータ複号回路３に入力
することになる。 同じく第４図（ｄ）はバターワース形ローパスフィルタ
６の出力ｄの波形である。出力ｄのアイ開口は、出力ａ
（同図（ａ）参照）のアイ開口と同じく大きいので雑音
余裕が大きい。そのため受信入力レベルが小さい状態で
も、再生されたクロックは、第４図（ｅ−０）に示すよ
うに、ジッタが極めて小さくビットエラーレートの劣化
は生じない。第５図には受信入力レベルに対するビット
エラーレート特性が示してある。同図に示すように、本
発明の例は従来のものに対し理想特性に近く、大幅に改
善されている。なお第４図（ｅ）に示す波形は、クロッ
ク再生回路４の出力ｅにおいて得られるべきクロック波
形で、第７図（ｃ）の波形と同一である。 上記実施例では、ガウス形のローパスフィルタ２、バタ
ーワース形のローパスフィルタ５はオペアンプによるア
クティブフィルタを使用し、ハイブリット集積回路化が
可能であるため、小形化が容易である。素子数は多くな
るが、ＬＣフィルタ等のパッシィブフィルタを夫々使用
することも可能である。
以上説明したように、本発明を適用したデジタルデータ
伝送の復調回路では、複号回路およびクロック再生回路
に最適な波形が夫々のベースバンド前置ローパスフィル
タから入力する。そのため、ノイズの少ないデータ信号
が出力されるとともに入力信号が微弱な場合でもジッタ
の小さいクロック信号が出力される復調回路となる。
伝送の復調回路では、複号回路およびクロック再生回路
に最適な波形が夫々のベースバンド前置ローパスフィル
タから入力する。そのため、ノイズの少ないデータ信号
が出力されるとともに入力信号が微弱な場合でもジッタ
の小さいクロック信号が出力される復調回路となる。
第１図は本発明を適用するデジタルデータ伝送の復調回
路の実施例を示すブロック図、第２図はガウス形のロー
パスフィルタの特性図、第３図はバターワース形のロー
パスフィルタの特性図、第４図は上記復調回路の各段に
おける出力波形図、第５図は受信入力レベルに対するビ
ットエラーレート特性図、第６図は従来のデジタルデー
タ伝送の復調回路を示すブロック図、第７図はその復調
回路の各段における出力波形図、第８図はビットエラー
レートと遮断周波数ｆｃの関係を示す図である。 １…ＧＭＳＫ検波回路 ２…ガウス形のローパスフィルタ ３…データ復号回路、４…クロック再生回路 ５…バターワース形のローパスフィルタ
路の実施例を示すブロック図、第２図はガウス形のロー
パスフィルタの特性図、第３図はバターワース形のロー
パスフィルタの特性図、第４図は上記復調回路の各段に
おける出力波形図、第５図は受信入力レベルに対するビ
ットエラーレート特性図、第６図は従来のデジタルデー
タ伝送の復調回路を示すブロック図、第７図はその復調
回路の各段における出力波形図、第８図はビットエラー
レートと遮断周波数ｆｃの関係を示す図である。 １…ＧＭＳＫ検波回路 ２…ガウス形のローパスフィルタ ３…データ復号回路、４…クロック再生回路 ５…バターワース形のローパスフィルタ
Claims (1)
- 【請求項１】検波回路の出力信号から、データ信号を再
生するデータ復号回路、クロック信号を再生するクロッ
ク再生回路を個別に有し、データ復号回路のベースバン
ド前置ローパスフィルタとしてガウス形のローパスフィ
ルタ、クロック再生回路のベースバンド前置ローパスフ
ィルタとしてバターワース形のローパスフィルタを夫々
備えたことを特徴とするデジタルデータ伝送の復調回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63150247A JPH063940B2 (ja) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | デジタルデータ伝送の復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63150247A JPH063940B2 (ja) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | デジタルデータ伝送の復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01318440A JPH01318440A (ja) | 1989-12-22 |
| JPH063940B2 true JPH063940B2 (ja) | 1994-01-12 |
Family
ID=15492776
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63150247A Expired - Fee Related JPH063940B2 (ja) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | デジタルデータ伝送の復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH063940B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5032971B2 (ja) * | 2007-12-28 | 2012-09-26 | 古野電気株式会社 | 復調装置 |
| CN105227510B (zh) * | 2015-11-09 | 2018-04-20 | 天津七一二通信广播股份有限公司 | 一种新的gmsk解码电路及解码方法 |
-
1988
- 1988-06-20 JP JP63150247A patent/JPH063940B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01318440A (ja) | 1989-12-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2592795B2 (ja) | 情報データ復調装置 | |
| JPH063940B2 (ja) | デジタルデータ伝送の復調回路 | |
| GB2218876A (en) | Inversion phenomenon preventing circuit | |
| JPH0542863B2 (ja) | ||
| US5265126A (en) | Voice recording and reproducing apparatus having perpendicular carrier modulation | |
| US20020196865A1 (en) | Cycle-by-cycle synchronous waveform shaping circuits based on time-domain superpostion and convolution | |
| JPH03249847A (ja) | 変復調装置 | |
| JPH059760Y2 (ja) | ||
| JP2530965B2 (ja) | 搬送波再生回路 | |
| JPH0378164A (ja) | 磁気記録再生装置 | |
| JP2543802B2 (ja) | 音声信号注入形搬送波同期装置 | |
| JP2512021B2 (ja) | ディジタル信号記録再生装置 | |
| JP3229991B2 (ja) | Ｐｓｋ変調装置 | |
| JPS5916478B2 (ja) | マルチチヤンネルレコ−ド復調方式 | |
| JPH01192062A (ja) | 磁気録画再生装置 | |
| JPH0422378B2 (ja) | ||
| JPH01245467A (ja) | ディジタル信号磁気記録再生装置 | |
| JPS6253551A (ja) | 周波数変調されたデイジタルデ−タの復調回路 | |
| JPH0681077B2 (ja) | 信号補正処理装置 | |
| JPS59183565A (ja) | デ−タ・クロツク同期回路 | |
| JPS62273671A (ja) | 映像信号の遅延回路 | |
| JPS5934039B2 (ja) | マルチチヤンネルレコ−ド復調方式 | |
| JPH02198067A (ja) | ４相位相変調回路 | |
| JPH01277367A (ja) | Ｆｍ復調装置 | |
| JPH0322644A (ja) | パイロット信号除去システム |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |