JP2681826B2 - 移相器 - Google Patents
移相器Info
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- JP2681826B2 JP2681826B2 JP12775189A JP12775189A JP2681826B2 JP 2681826 B2 JP2681826 B2 JP 2681826B2 JP 12775189 A JP12775189 A JP 12775189A JP 12775189 A JP12775189 A JP 12775189A JP 2681826 B2 JP2681826 B2 JP 2681826B2
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- Japan
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- input signal
- pass filter
- phase shifter
- phase
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、クォドラチャー検波方式によるFM検波器に
用いる移相器に関する。
用いる移相器に関する。
（従来の技術） 従来、FM検波器に用いる移相器、ここでは90゜移相器
を実現するために、２次のローパスフィルターや、２次
のハイパスフィルターを用いた。
を実現するために、２次のローパスフィルターや、２次
のハイパスフィルターを用いた。
第５図に90゜移相器をインピーダンス分割で与える２
次のハイパスフィルターの一回路例を示す。図におい
て、１は入力信号端子、２は出力信号端子、３は前記
入，出力端子間に設けられたコンデンサ、4,5,6は夫々
並列共振回路を実現するためのコイル，抵抗，コンデン
サである。
次のハイパスフィルターの一回路例を示す。図におい
て、１は入力信号端子、２は出力信号端子、３は前記
入，出力端子間に設けられたコンデンサ、4,5,6は夫々
並列共振回路を実現するためのコイル，抵抗，コンデン
サである。
ここで、コンデンサ３の容量値をC1、並列共振回路を
構成するコイル4,抵抗5,コイル６の値を各々、L,R,Cと
し、入力信号端子１の交流信号をVinとし、出力信号端
子２の交流信号をVoutとすると、この交流信号Voutは、
コンデンサ３のインピーダンスZ1と並列共振回路のイン
ピーダンスZ2とのインピーダンス分割で与えられ、Z1,Z
2は各々 （ここで、ωは入力信号の角周波数である。）で与えら
れるので、Vout/Vinは次のようになる。
構成するコイル4,抵抗5,コイル６の値を各々、L,R,Cと
し、入力信号端子１の交流信号をVinとし、出力信号端
子２の交流信号をVoutとすると、この交流信号Voutは、
コンデンサ３のインピーダンスZ1と並列共振回路のイン
ピーダンスZ2とのインピーダンス分割で与えられ、Z1,Z
2は各々 （ここで、ωは入力信号の角周波数である。）で与えら
れるので、Vout/Vinは次のようになる。
（ただし、 で与えられ、ω０は角同調周波数,Qはクオロりティーフ
ァクターと呼ばれるものである。） となり、２次のハイパスフィルターである。
ァクターと呼ばれるものである。） となり、２次のハイパスフィルターである。
一般に、フィルターの出力信号の入力信号に対する位
相差の入力信号周波数に対する線型性を表わすものとし
て、群遅延特性 がある。ここで、θは出力信号の入力信号に対する位相
差をあらわし、ωは入力信号角周波数である。
相差の入力信号周波数に対する線型性を表わすものとし
て、群遅延特性 がある。ここで、θは出力信号の入力信号に対する位相
差をあらわし、ωは入力信号角周波数である。
群遅延特性は、２次のローパスフィルターを用いて
も、２次のハイパスフィルターを用いても、同じである
ので、第５図に示したハイパスフィルターの例で示す
と、 出力信号の入力信号に対する位相差θは、次の様にな
る。
も、２次のハイパスフィルターを用いても、同じである
ので、第５図に示したハイパスフィルターの例で示す
と、 出力信号の入力信号に対する位相差θは、次の様にな
る。
ここで、 となるのは、ω＝ω０となる点であるから、前述の角同
調周波数を90゜移相させたい周波数になるように、L,C,
C1の値を設定する必要がある。群遅延特性τは、（２）
式を微分することで得られ、次のようになる。
調周波数を90゜移相させたい周波数になるように、L,C,
C1の値を設定する必要がある。群遅延特性τは、（２）
式を微分することで得られ、次のようになる。
これを移相量90゜、即ちω＝ω０のまわりで展開する
と、 となる、（ω−ω０）の１次の項の係数を０にするに
は、Ｑ＝０以外にはない。即ち、２次のハイパスフィル
ターや２次のローパスフィルターを用いても、（ω−ω
０）の１次の項を０とすることはできない。
と、 となる、（ω−ω０）の１次の項の係数を０にするに
は、Ｑ＝０以外にはない。即ち、２次のハイパスフィル
ターや２次のローパスフィルターを用いても、（ω−ω
０）の１次の項を０とすることはできない。
よって、２次のハイパスフィルターや２次のローパス
フィルターを用いても、出力信号と入力信号の位相差が
90゜となる入力周波数の近傍での群遅延特性、即ち、入
力信号周波数対移相量を線型にすることはできない。
フィルターを用いても、出力信号と入力信号の位相差が
90゜となる入力周波数の近傍での群遅延特性、即ち、入
力信号周波数対移相量を線型にすることはできない。
第６図に、入力信号周波数Ｆが4.5MHzで90゜位相が進
むようにした場合の２次ハイパスフィルター（ω０＝２
π×4.5MHz,Q＝0.7）の帯域±1MHzでの群遅延特性（DEL
AY）を示す。
むようにした場合の２次ハイパスフィルター（ω０＝２
π×4.5MHz,Q＝0.7）の帯域±1MHzでの群遅延特性（DEL
AY）を示す。
第６図より明らかなように、２次のハイパスフィルタ
ーを用いた場合には、群遅延特性は一定となっていな
い。
ーを用いた場合には、群遅延特性は一定となっていな
い。
（発明が解決しようとする課題） クォドラチャー方式によるFM検波器の動作を説明する
と、第７図に示すように、クォドラチャー方式FM検波器
は、90゜移相器７と、位相検波器８から構成されてお
り、90゜移相器７は、入力信号端子９から入力されたFM
信号の搬送波周波数で、出力信号と入力信号の位相差が
90゜となるように設定されている。
と、第７図に示すように、クォドラチャー方式FM検波器
は、90゜移相器７と、位相検波器８から構成されてお
り、90゜移相器７は、入力信号端子９から入力されたFM
信号の搬送波周波数で、出力信号と入力信号の位相差が
90゜となるように設定されている。
位相検波器８は、この位相検波器に入力される入力信
号端子９と90゜移相器とからの２つの入力信号の位相差
にもとづいて90゜からのずれに比例した出力直流電圧を
出力信号端子10に発生する。
号端子９と90゜移相器とからの２つの入力信号の位相差
にもとづいて90゜からのずれに比例した出力直流電圧を
出力信号端子10に発生する。
クォドラチャー方式FM検波器の入力信号端子９に、FM
信号が加わると、FM信号は変調波の振幅に比例してFM信
号の周波数が、搬送波からずれるようになっているの
で、90゜移相器７が、入力信号周波数と移相量が線型関
係にあるとすると、90゜移相器７の出力信号は、変調波
の振幅に比例して、入力信号に対して、位相が90゜から
ずれることになる。この90゜移相器７の出力信号と、入
力信号端子９からの入力信号（FM信号）を、位相検波器
８に入力すると、前述したように、２つの信号の位相差
にもとづいて90゜からのずれに比例した出力直流電圧を
発生するので、結局、変調波の振幅に比例した、出力直
流電圧を発生することなり、変調波を忠実に再現するこ
とが可能となる。
信号が加わると、FM信号は変調波の振幅に比例してFM信
号の周波数が、搬送波からずれるようになっているの
で、90゜移相器７が、入力信号周波数と移相量が線型関
係にあるとすると、90゜移相器７の出力信号は、変調波
の振幅に比例して、入力信号に対して、位相が90゜から
ずれることになる。この90゜移相器７の出力信号と、入
力信号端子９からの入力信号（FM信号）を、位相検波器
８に入力すると、前述したように、２つの信号の位相差
にもとづいて90゜からのずれに比例した出力直流電圧を
発生するので、結局、変調波の振幅に比例した、出力直
流電圧を発生することなり、変調波を忠実に再現するこ
とが可能となる。
しかし、90゜移相器７の入力信号周波数対移相量が、
線型関係からずれていると、90゜移相器７の出力信号
が、変調波の振幅に比例した入力信号に対して位相が90
゜からずれた信号とならず、結局、位相検波器８の出力
は変調波の振幅に比例した、出力直流電圧とならず、歪
んだ信号となり、変調波を忠実に再現できなくなるとい
うような不都合が生じる。
線型関係からずれていると、90゜移相器７の出力信号
が、変調波の振幅に比例した入力信号に対して位相が90
゜からずれた信号とならず、結局、位相検波器８の出力
は変調波の振幅に比例した、出力直流電圧とならず、歪
んだ信号となり、変調波を忠実に再現できなくなるとい
うような不都合が生じる。
（発明の目的） 本発明は上述した90゜移相器の入力信号周波数対移相
量を線型とし、変調波を忠実に再現できる移相器を提供
することを目的とする。
量を線型とし、変調波を忠実に再現できる移相器を提供
することを目的とする。
（課題を解決するための手段） 本発明は上記目的を達成するため、コンデンサ，コイ
ルおよび第１の抵抗を並列接続した並列共振回路と、基
準電位点に一端が接続され、かつ負性抵抗特性を有する
第２の抵抗とによって直列回路を構成し、前記並列共振
回路を介して入力信号を与え、前記第２の抵抗の他端か
ら出力信号を取り出すように構成したことを特徴とす
る。
ルおよび第１の抵抗を並列接続した並列共振回路と、基
準電位点に一端が接続され、かつ負性抵抗特性を有する
第２の抵抗とによって直列回路を構成し、前記並列共振
回路を介して入力信号を与え、前記第２の抵抗の他端か
ら出力信号を取り出すように構成したことを特徴とす
る。
（作 用） 上記負性抵抗のインピーダンスと、並列共振回路のイ
ンピーダンスのインピーダンス分割により得られる２次
のオールパスフィルターの入出力特性（Vout/Vin）は、 で与えられる。（但し、ω０は角同調周波数、Ｑはクオ
リティーファクターである。） よって、出力信号の入力信号に対する位相差θは次の
ようになる。
ンピーダンスのインピーダンス分割により得られる２次
のオールパスフィルターの入出力特性（Vout/Vin）は、 で与えられる。（但し、ω０は角同調周波数、Ｑはクオ
リティーファクターである。） よって、出力信号の入力信号に対する位相差θは次の
ようになる。
ここで となる角周波数をω１とするとω１は、 となる。
群遅延特性τは、次のようになる。
これを、移相量90゜即ち、ω＝ω１のまわりで展開す
ると、 となり、（ω−ω１）の１次の項の係数を０にするＱの
値は、 となる Ｑをこのように設定すると（ω−ω１）の１次の項の
係数が０となり、 θ＝−90゜でのまわりでの群遅延特性が一定、即ち入
力信号周波数対移相量が線型関係に近くなる。
ると、 となり、（ω−ω１）の１次の項の係数を０にするＱの
値は、 となる Ｑをこのように設定すると（ω−ω１）の１次の項の
係数が０となり、 θ＝−90゜でのまわりでの群遅延特性が一定、即ち入
力信号周波数対移相量が線型関係に近くなる。
よって、２次のオールパスフィルターを用いると群遅
延特性即ち、入力信号周波数対移相量を線型に近づける
ことができる。
延特性即ち、入力信号周波数対移相量を線型に近づける
ことができる。
（実施例） 第１図は本発明の一実施例による回路図を示し、図に
おいて11は負性抵抗であり、前記第５図と同じ素子は同
一番号を付してある。いま、負性抵抗11の値を−R/2、
並列共振回路を構成するコイル4,抵抗5,コンデンサ６の
値を各々、L,R,Cとし、入力信号端子１の交流信号をVin
とし、出力信号端子２の交流信号をVoutとすると、Vout
は負性抵抗11のインピーダンスと、並列共振回路のイン
ピーダンスのインピーダンス分割で与えられるので、 （但し、 で与えられる。）となり、インピーダンス分割により、
２次のオールパスフィルターの特性が得られる。
おいて11は負性抵抗であり、前記第５図と同じ素子は同
一番号を付してある。いま、負性抵抗11の値を−R/2、
並列共振回路を構成するコイル4,抵抗5,コンデンサ６の
値を各々、L,R,Cとし、入力信号端子１の交流信号をVin
とし、出力信号端子２の交流信号をVoutとすると、Vout
は負性抵抗11のインピーダンスと、並列共振回路のイン
ピーダンスのインピーダンス分割で与えられるので、 （但し、 で与えられる。）となり、インピーダンス分割により、
２次のオールパスフィルターの特性が得られる。
第２図は入力信号周波数が、4.5HMzで90゜位相が遅れ
るようにした場合の２次のオールパスフィルター（ω０
＝２π×9.2MHz,Q＝0.64）の帯域±1MHzでの群遅延特性
を示す。
るようにした場合の２次のオールパスフィルター（ω０
＝２π×9.2MHz,Q＝0.64）の帯域±1MHzでの群遅延特性
を示す。
（７）式よりＱ＝0.64の時、入力信号周波数が4.5MHz
で90゜位相が遅れるようにするためにはω０＝２π×9.
2MHzとなることがわかる。
で90゜位相が遅れるようにするためにはω０＝２π×9.
2MHzとなることがわかる。
第２図より、２次のオールパスフィルターを用いた場
合には、第６図と比べて群遅延特性が殆んど一定となっ
ていることがわかる。
合には、第６図と比べて群遅延特性が殆んど一定となっ
ていることがわかる。
第１図の負性抵抗11を得るための回路例を第３図に示
す。図において、110は入力信号端子、111はオペアン
プ、112〜114は抵抗であり、各々の抵抗値をR112,R113,
R114とする。
す。図において、110は入力信号端子、111はオペアン
プ、112〜114は抵抗であり、各々の抵抗値をR112,R113,
R114とする。
入力端子110から電流ｉが流入したとすると、抵抗112
の両端に電圧降下R112iを発生する。抵抗112はオペアン
プ111の出力端子と（−）入力端子、抵抗113は出力端子
と、（＋）入力端子と接続されているため、抵抗113の
両端にもR112iの電圧降下が発生する。従って、抵抗11
3、即ち抵抗114には、 の電流が流れることによって、オペアンプ111の（＋）
入力端子、したがって（−）入力端子にも の電圧変化が発生している。
の両端に電圧降下R112iを発生する。抵抗112はオペアン
プ111の出力端子と（−）入力端子、抵抗113は出力端子
と、（＋）入力端子と接続されているため、抵抗113の
両端にもR112iの電圧降下が発生する。従って、抵抗11
3、即ち抵抗114には、 の電流が流れることによって、オペアンプ111の（＋）
入力端子、したがって（−）入力端子にも の電圧変化が発生している。
従って、入力信号端子110からみたインピーダンス
は、電流ｉが流入することにより、 の電圧変化が発生するので、 となる。
は、電流ｉが流入することにより、 の電圧変化が発生するので、 となる。
第４図は、第１図でのべた２次のオールパスフィルタ
ーを90゜移相器７として用いた場合のクォドラチャー方
式のFM検波器の例を示すブロック構成図であり、前記第
７図と同じ素子は同一番号を付してある。
ーを90゜移相器７として用いた場合のクォドラチャー方
式のFM検波器の例を示すブロック構成図であり、前記第
７図と同じ素子は同一番号を付してある。
90゜移相器７は、ある決められた（FM検波器として用
いる場合は、搬送波周波数）周波数で、位相が90゜進む
か遅れるかすれば良いので、２次のオールパスフィルタ
ー７−（１）〜７−（2n−１）を奇数個縦続接続するこ
とによっても実現できる。このようにすれば、群遅延量
τの値、即ち、入力周波数変化に対する位相差の変化率
を調整することも可能である。
いる場合は、搬送波周波数）周波数で、位相が90゜進む
か遅れるかすれば良いので、２次のオールパスフィルタ
ー７−（１）〜７−（2n−１）を奇数個縦続接続するこ
とによっても実現できる。このようにすれば、群遅延量
τの値、即ち、入力周波数変化に対する位相差の変化率
を調整することも可能である。
（発明の効果） 以上述べたように、本発明によれば、移相器として、
負性抵抗のインピーダンスと、並列共振回路のインピー
ダンスとのインピーダンス分割により得られる２次のオ
ールパスフィルターを用いた場合、入力信号周波数対移
相量を線型に近づけることができ、その移相器を、クォ
ドラチャー方式のFM検波器に用いた場合には、変調波を
忠実に再現することが可能となり非常に好都合である。
負性抵抗のインピーダンスと、並列共振回路のインピー
ダンスとのインピーダンス分割により得られる２次のオ
ールパスフィルターを用いた場合、入力信号周波数対移
相量を線型に近づけることができ、その移相器を、クォ
ドラチャー方式のFM検波器に用いた場合には、変調波を
忠実に再現することが可能となり非常に好都合である。
【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例による回路図、第２図は２次
のオールパスフィルターの群遅延特性の一例図、第３図
は第１図の負性抵抗を得るための回路例図、第４図は本
発明をクォドラチャー方式のFM検波器に用いた構成ブロ
ック図、第５図は従来の２次のハイパスフィルターの一
回路図、第６図は第５図の２次のハイパスフィルターの
群遅延特性の一例図、第７図は従来のクォドラチャー方
式のFM検波器の構成ブロック図である。 1,9……入力信号端子、2,10……出力信号端子、４……
コイル（Ｌ）、５……抵抗（Ｒ）、６……コンデンサ
（Ｃ）、７……90゜移相器、７−（１）,7−（２）……
７−（2n−１）……２次オールパスフィルター、11……
負性抵抗。
のオールパスフィルターの群遅延特性の一例図、第３図
は第１図の負性抵抗を得るための回路例図、第４図は本
発明をクォドラチャー方式のFM検波器に用いた構成ブロ
ック図、第５図は従来の２次のハイパスフィルターの一
回路図、第６図は第５図の２次のハイパスフィルターの
群遅延特性の一例図、第７図は従来のクォドラチャー方
式のFM検波器の構成ブロック図である。 1,9……入力信号端子、2,10……出力信号端子、４……
コイル（Ｌ）、５……抵抗（Ｒ）、６……コンデンサ
（Ｃ）、７……90゜移相器、７−（１）,7−（２）……
７−（2n−１）……２次オールパスフィルター、11……
負性抵抗。
Claims (1)
- 【請求項１】コンデンサ，コイルおよび第１の抵抗を並
列接続した並列共振回路と、 基準電位点に一端が接続され、かつ負性抵抗特性を有す
る第２の抵抗と、によって直列回路を構成し、 前記並列共振回路を介して入力信号を与え、前記第２の
抵抗の他端から出力信号を取り出すように構成したこと
を特徴とする移相器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12775189A JP2681826B2 (ja) | 1989-05-23 | 1989-05-23 | 移相器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12775189A JP2681826B2 (ja) | 1989-05-23 | 1989-05-23 | 移相器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02308610A JPH02308610A (ja) | 1990-12-21 |
| JP2681826B2 true JP2681826B2 (ja) | 1997-11-26 |
Family
ID=14967785
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12775189A Expired - Lifetime JP2681826B2 (ja) | 1989-05-23 | 1989-05-23 | 移相器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2681826B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1020023B1 (en) * | 1998-07-31 | 2010-09-08 | Vitesse Semiconductor Corporation | Multiple-phase-interpolation lc voltage-controlled oscillator |
| ITUB20152221A1 (it) * | 2015-07-15 | 2017-01-15 | St Microelectronics Srl | Circuito sfasatore di 90° e relativo metodo di sfasamento di 90° |
-
1989
- 1989-05-23 JP JP12775189A patent/JP2681826B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 電子通信学会論文誌"８１／３，ｖｏｌ，Ｊ６４−Ｃ，Ｎｏ．３，ｐｐ．２０９−２１０ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02308610A (ja) | 1990-12-21 |
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