JPS61196625A - オ−トダイン受信機 - Google Patents
オ−トダイン受信機Info
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- JPS61196625A JPS61196625A JP60036791A JP3679185A JPS61196625A JP S61196625 A JPS61196625 A JP S61196625A JP 60036791 A JP60036791 A JP 60036791A JP 3679185 A JP3679185 A JP 3679185A JP S61196625 A JPS61196625 A JP S61196625A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- tuning
- sharpness
- negative impedance
- tuning circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1638—Special circuits to enhance selectivity of receivers not otherwise provided for
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J3/00—Continuous tuning
- H03J3/28—Continuous tuning of more than one resonant circuit simultaneously, the tuning frequencies of the circuits having a substantially constant difference throughout the tuning range
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
以下の、順序で説明する。
八 産業上の利用分野
Ｂ 発明の概要
Ｃ従来の技術
Ｄ 発明が解決しようとする問題点
Ｅ 問題点を解決するための手段（第１図）Ｆ 作用
Ｇ 実施例
Ｇ□第１の実施例（範１日） ′Ｈ発明の効果
Ａ 産業上の利用分野
この発明はオートダイン方式（ストレート方式）の受信
機に関する。
機に関する。
Ｂ 発明の概要
この発明は、オートダイン方式の受信機において、複数
の同調回路を設けると共に、そのうちの少なくとも１つ
の同調回路に負性インピーダンス変換回路を接続するこ
とにより、スーパーヘテロダイン方式と同等の選択度及
び安定度などが得られるようにしたものである。
の同調回路を設けると共に、そのうちの少なくとも１つ
の同調回路に負性インピーダンス変換回路を接続するこ
とにより、スーパーヘテロダイン方式と同等の選択度及
び安定度などが得られるようにしたものである。
Ｃ従来の技術
スーパーヘテロダイン方式の受信機においては、中間周
波数を低くすることにより必要な選択度を得ることがで
きる。
波数を低くすることにより必要な選択度を得ることがで
きる。
しかし、スーパーヘテロダイン受信機では、イメージ妨
害を受け、特に中間周波数が低くなるほどイメージ妨害
を受けやすくなる。また、トラッキングエラーにより受
信帯域内に感度むらを生しることがある。さらに、部品
点数が多く、組み立て後の調整個所も多い。
害を受け、特に中間周波数が低くなるほどイメージ妨害
を受けやすくなる。また、トラッキングエラーにより受
信帯域内に感度むらを生しることがある。さらに、部品
点数が多く、組み立て後の調整個所も多い。
その点、オートダイン方式の受信機では、スーパーヘテ
ロダイン受信機のような問題を生じることはない。そし
て、オートダイン受信機として、検波回路の前段の同調
回路に正帰還をかけ、これによりその同調回路の尖鋭度
Ｑを大きくして必要な選択度及び高周波利得を得るよう
にしたものがある。
ロダイン受信機のような問題を生じることはない。そし
て、オートダイン受信機として、検波回路の前段の同調
回路に正帰還をかけ、これによりその同調回路の尖鋭度
Ｑを大きくして必要な選択度及び高周波利得を得るよう
にしたものがある。
すなわち、第４図に示゛すように、一般に、同調回路の
同調特性（通過特性）の中心周波数をｆｏ、その−３ｄ
Ｂのレスポンスにおける帯域幅をΔｆとすると、その同
調回路の尖鋭度Ｑとの間には、Ｑ−ｆｏ／Δｆ ・・・
・ （１） の関係がある。従って、オートダイン受信機において、
その同調回路の尖鋭度Ｑを大きくすれば、同調周波数ｒ
ｏにおける帯域幅Δｆは狭くなり、選択度を改善できる
。また、正帰還により高周波利得も大きくなる。
同調特性（通過特性）の中心周波数をｆｏ、その−３ｄ
Ｂのレスポンスにおける帯域幅をΔｆとすると、その同
調回路の尖鋭度Ｑとの間には、Ｑ−ｆｏ／Δｆ ・・・
・ （１） の関係がある。従って、オートダイン受信機において、
その同調回路の尖鋭度Ｑを大きくすれば、同調周波数ｒ
ｏにおける帯域幅Δｆは狭くなり、選択度を改善できる
。また、正帰還により高周波利得も大きくなる。
しかし、このように同調回路に正帰還をかけるのでは、
正帰還量に限界があり、特に高周波信号ラインにおいて
正帰還をかけているので、その正帰還量をあまり大きく
できず、従って、十分な選択度及び高周波利得が得られ
ない。また、十分な高周波利得が得られないので、全体
としての利得が不足し、十分な受信感度が得られない。
正帰還量に限界があり、特に高周波信号ラインにおいて
正帰還をかけているので、その正帰還量をあまり大きく
できず、従って、十分な選択度及び高周波利得が得られ
ない。また、十分な高周波利得が得られないので、全体
としての利得が不足し、十分な受信感度が得られない。
さらに、利得が不足しているので、十分なＡＧＣをかけ
ることもできない。また、同調回路に正帰還をかけてい
るので、安定度が不十分でもある。
ることもできない。また、同調回路に正帰還をかけてい
るので、安定度が不十分でもある。
そこで、このようなオートダイン受信機を改善したもの
として、アンテナ同調回路にＱマルチプライヤを接続し
てそのアンテナ同調回路の尖鋭度Ｑを大きくし、これに
より選択度を改善するようにしたオートダイン受信機が
、特願昭４７−１２３０１３号により提案されている。
として、アンテナ同調回路にＱマルチプライヤを接続し
てそのアンテナ同調回路の尖鋭度Ｑを大きくし、これに
より選択度を改善するようにしたオートダイン受信機が
、特願昭４７−１２３０１３号により提案されている。
しかし、このオートダイン受信機では、設計が非常にク
リチカルになり、必要な選択度を得ようとすると発振を
生じたり、この発振を生じないようにすると、必要な選
択度が得られなかったりする。すなわち、選択度及び安
定度については、従来のオートダイン受信機と同様の問
題を生じてしまう。
リチカルになり、必要な選択度を得ようとすると発振を
生じたり、この発振を生じないようにすると、必要な選
択度が得られなかったりする。すなわち、選択度及び安
定度については、従来のオートダイン受信機と同様の問
題を生じてしまう。
またミ例えば中波帯は５３５ｋｌｌｚ 〜１６０５ｋＨ
ｚなので、（ｉ）式から、最高受信周波数のときには最
低受信周波数のときに比べて帯域幅Δｆが３倍になり、
すなわち、受信周波数につれて選択度が大きく変化して
しまう。
ｚなので、（ｉ）式から、最高受信周波数のときには最
低受信周波数のときに比べて帯域幅Δｆが３倍になり、
すなわち、受信周波数につれて選択度が大きく変化して
しまう。
Ｄ 発明が解決しようとする問題点
上述のように、従来のオートダイン受信機においては、
選択度及び安定度が不十分であった。
選択度及び安定度が不十分であった。
この発明は、このような問題点を解決しようとするもの
である。
である。
Ｅ 問題点を解決するための手段
スーパーヘテロダイン受信機における同調回路及び中間
周波アンプについて、その全体としての尖鋭度Ｑを考え
ると、Ｑ ＝ １０００程度である。□そこで、この発
明においては、オートダイン方式の受信機において、高
周波信号の信号ラインに複数の同調回路を設けると共に
、そのうちの少なくとも１つの同調回路に負性インピー
ダンス回路、を接続する。
周波アンプについて、その全体としての尖鋭度Ｑを考え
ると、Ｑ ＝ １０００程度である。□そこで、この発
明においては、オートダイン方式の受信機において、高
周波信号の信号ラインに複数の同調回路を設けると共に
、そのうちの少なくとも１つの同調回路に負性インピー
ダンス回路、を接続する。
Ｆ 作用
この発明によれば、同調回路（３）及び負性インピーダ
ンス変換回路（４）の合成の尖鋭度Ｑは、受信周波数に
比例して大きくなるので、その合成の帯域幅Δｒは受信
周波数にかかわらず一定となり、従って、選択度は受信
周波数にかかわらず一定となる。
ンス変換回路（４）の合成の尖鋭度Ｑは、受信周波数に
比例して大きくなるので、その合成の帯域幅Δｒは受信
周波数にかかわらず一定となり、従って、選択度は受信
周波数にかかわらず一定となる。
さらに、２つの同調回路（１１，＋３１により全体とし
て必要な尖鋭度Ｑを得ているので、同調回路（１）。
て必要な尖鋭度Ｑを得ているので、同調回路（１）。
（３）のそれぞれにあまり大きな尖鋭度Ｑを必要とする
ことがなく、従って、十分な安定度を得ることができる
。特に、同調回路（３）については、従来のような正帰
還をかけることがなく、負性インピーダンス変換回路（
４）により尖鋭度Ｑを大きくしているので、しかも、そ
の場合、尖鋭度Ｑの拡大は、Ｑ ＝ ２５０程度でそれ
ほど大きくないので、十分な安定度を得ることができる
。
ことがなく、従って、十分な安定度を得ることができる
。特に、同調回路（３）については、従来のような正帰
還をかけることがなく、負性インピーダンス変換回路（
４）により尖鋭度Ｑを大きくしているので、しかも、そ
の場合、尖鋭度Ｑの拡大は、Ｑ ＝ ２５０程度でそれ
ほど大きくないので、十分な安定度を得ることができる
。
また、受信信号は、アンプ＋２１ 、 （５１及び変換
回路（４）により増幅されると共に、このとき、安定度
が十分に高いので、十分な利得を得ることができ、高感
度にできる。さらに、アンプ（２）及び同調回路（３）
の合成の利得Ａは、 ｇ■：アンプ（２）の相互コンダクタンスとなり、受信
周波数にかかわらず一定となるので、この点から安定な
動作が行われる。
回路（４）により増幅されると共に、このとき、安定度
が十分に高いので、十分な利得を得ることができ、高感
度にできる。さらに、アンプ（２）及び同調回路（３）
の合成の利得Ａは、 ｇ■：アンプ（２）の相互コンダクタンスとなり、受信
周波数にかかわらず一定となるので、この点から安定な
動作が行われる。
さらに、十分な利得を得ることができると共に、安定な
動作が行われるので、十分なＡＧＣを行うことができる
。
動作が行われるので、十分なＡＧＣを行うことができる
。
Ｇ 実施例
Ｇ１第１の実施例
第１図において、バーアンブナコイルＬ１に、コンデン
サＣ１及びバリコンＣ２の直列回路が並列接続されてア
ンテナ同調回路（１）が構成されると共に、コイルＬ１
に中間タップが設けられて同調回路（１１の同調出力が
取り出される。この場合、この同調回路（１１は十分な
安定度が得られる程度の尖鋭度、例えばＱ ＝ １００
とされる。また、Ｃ１）Ｃ２とされる。
サＣ１及びバリコンＣ２の直列回路が並列接続されてア
ンテナ同調回路（１）が構成されると共に、コイルＬ１
に中間タップが設けられて同調回路（１１の同調出力が
取り出される。この場合、この同調回路（１１は十分な
安定度が得られる程度の尖鋭度、例えばＱ ＝ １００
とされる。また、Ｃ１）Ｃ２とされる。
そして、この同調出力が高周波アンプ（２）に供給され
る。このアンプ（２）は、その出力インピーダンスが十
分に大きくされると共に、その出力端に股間同調回路（
３）が接続される。この場合、この同調回路（３）は、
素子Ｌｔ 、Ｃｔ 、Ｃ２と同じ値を有するコイルＬ２
、コンデンサＣ３及びバリコンＣ４がπ型に接続されて
構成されると共に（Ｇ３）Ｃ４）、バリコンＣ４はバリ
コンＣ２に連動とされる。なお、同調回路（３）の単体
の尖鋭度Ｑは、十分な安定度が得られる程度の大きさで
よい。
る。このアンプ（２）は、その出力インピーダンスが十
分に大きくされると共に、その出力端に股間同調回路（
３）が接続される。この場合、この同調回路（３）は、
素子Ｌｔ 、Ｃｔ 、Ｃ２と同じ値を有するコイルＬ２
、コンデンサＣ３及びバリコンＣ４がπ型に接続されて
構成されると共に（Ｇ３）Ｃ４）、バリコンＣ４はバリ
コンＣ２に連動とされる。なお、同調回路（３）の単体
の尖鋭度Ｑは、十分な安定度が得られる程度の大きさで
よい。
さらに、同調回路（３）の出力端に、負性インピーダン
ス変換回路（４）が接続される。この変換回路（４）の
−例については、後述するが、その入力インピーダンス
は負の抵抗値−ｒとなるようにされる。
ス変換回路（４）が接続される。この変換回路（４）の
−例については、後述するが、その入力インピーダンス
は負の抵抗値−ｒとなるようにされる。
すなわち、アンプ（２）の出力インピーダンスは十分に
大きく、かつ、Ｇ３）Ｃ４とされているので、同調回路
（３）の等何回路は第２図のように示すことができる。
大きく、かつ、Ｇ３）Ｃ４とされているので、同調回路
（３）の等何回路は第２図のように示すことができる。
ただし、抵抗ｒｓはコイルＬ２のもつ等価直列抵抗、抵
抗ｒｐは全体の等価並列抵抗である。
抗ｒｐは全体の等価並列抵抗である。
そして、負性抵抗−ｒは、信号周波数にかかわらず、
ｌ−、ｒｌ＝ｒｐ
とされる。
また、変換回路（４）は、入力信号に対しては（出力端
から見たときには）、信号周波数にかかわらず一定の利
得のアンプとなるようにされる。
から見たときには）、信号周波数にかかわらず一定の利
得のアンプとなるようにされる。
そして、変換回路（４）の出力が高周波アンプ（５）を
通じて検波回路＋６１に供給され、その検波出力が端子
（７）に供給されると共に、ローパスフィルタ（８）に
供給されてＡＧＣ電圧が形成され、この人ＧＣ電圧がア
ンプ（２）、 ＋５１に供給される。
通じて検波回路＋６１に供給され、その検波出力が端子
（７）に供給されると共に、ローパスフィルタ（８）に
供給されてＡＧＣ電圧が形成され、この人ＧＣ電圧がア
ンプ（２）、 ＋５１に供給される。
このような構成によれば、バーアンテナコイルＬ１によ
り信号が受信されると共に、その受信信号（高周波信号
）のうち、受信を希望する周波数の信号が同調回路＋１
１によりある程度選択され、この選択された受信信号が
アンプ（２）を通じて同調回路（３）に供給されてさら
に選択される。そして、この１度にわたって選択された
受信信号が、変換回路（４）及びアンプ（５）を通じて
検波回路（６）に供給されるので、端子（７）にオーデ
ィオ信号が得られる。また、このとき、フィルタ（８）
からのＡＧＣ電圧によりアンプ（２１，（５１において
ＡＧＣが行われる。
り信号が受信されると共に、その受信信号（高周波信号
）のうち、受信を希望する周波数の信号が同調回路＋１
１によりある程度選択され、この選択された受信信号が
アンプ（２）を通じて同調回路（３）に供給されてさら
に選択される。そして、この１度にわたって選択された
受信信号が、変換回路（４）及びアンプ（５）を通じて
検波回路（６）に供給されるので、端子（７）にオーデ
ィオ信号が得られる。また、このとき、フィルタ（８）
からのＡＧＣ電圧によりアンプ（２１，（５１において
ＡＧＣが行われる。
そして、この場合、同調回路（３）が単体のときの尖鋭
度Ｑが小さくても、次段に負性インピーダンス変換回路
（４）が接続され、その負性抵抗−ｒにより同開回路（
３）の等価並列抵抗ｒｐがキャンセルされるので、回路
＋３１． （４１の合成の尖鋭度Ｑはｎ倍（ｎｉｌ）に
大きくなり、例えばＱ ＝ ２５０とすることができる
。そして、このとき、同調回路（１）の尖鋭度ＱはＱ＝
１００であるから、同調回路（１）から変換回路（４）
までの総合の尖鋭度Ｑは、Ｑ ４１０００となり （Ｑ
＝１００はほぼ６ｄＢに相当し、Ｑ ＝ ２５０はほぼ
１４ｄＢに相当し、両デシベルの和である２０ｄＢはＱ
； １０００に相当する）、従って、スーパーヘテロ
ダイン受信機と同等の選択度が得られる。
度Ｑが小さくても、次段に負性インピーダンス変換回路
（４）が接続され、その負性抵抗−ｒにより同開回路（
３）の等価並列抵抗ｒｐがキャンセルされるので、回路
＋３１． （４１の合成の尖鋭度Ｑはｎ倍（ｎｉｌ）に
大きくなり、例えばＱ ＝ ２５０とすることができる
。そして、このとき、同調回路（１）の尖鋭度ＱはＱ＝
１００であるから、同調回路（１）から変換回路（４）
までの総合の尖鋭度Ｑは、Ｑ ４１０００となり （Ｑ
＝１００はほぼ６ｄＢに相当し、Ｑ ＝ ２５０はほぼ
１４ｄＢに相当し、両デシベルの和である２０ｄＢはＱ
； １０００に相当する）、従って、スーパーヘテロ
ダイン受信機と同等の選択度が得られる。
そして、この場合、同調回路（３）は、等価並列抵抗ｒ
ｐが負性抵抗−ｒによりキャンセルされているので、回
路Ｔ３１． ＋４１の合成の尖鋭度ＱはＱ＝２πｆ ｏ
Ｌ２ ／ ｒｓ−（ｉｉ）となり、この尖鋭度Ｑは受
信周波数ｆｏに比例して大きくなる。そして、（ｉ）ｇ
において、尖鋭度Ｑと周波数ｆｏとが比例していれば、
帯域幅Δｆは一定となり、すなわち、（ｉｉ）式を（ｉ
）式に代入すると、帯域幅Δｆは、 Δｆ−ｒｓ／（２πＬ２） で一定となる。従って、回路＋３１． ＋４１の合成の
選択度は、受信周波数にかかわらず一定となり、受信機
の全体の選択度も受信周波数にかかわよずほぼ一定とな
る。
ｐが負性抵抗−ｒによりキャンセルされているので、回
路Ｔ３１． ＋４１の合成の尖鋭度ＱはＱ＝２πｆ ｏ
Ｌ２ ／ ｒｓ−（ｉｉ）となり、この尖鋭度Ｑは受
信周波数ｆｏに比例して大きくなる。そして、（ｉ）ｇ
において、尖鋭度Ｑと周波数ｆｏとが比例していれば、
帯域幅Δｆは一定となり、すなわち、（ｉｉ）式を（ｉ
）式に代入すると、帯域幅Δｆは、 Δｆ−ｒｓ／（２πＬ２） で一定となる。従って、回路＋３１． ＋４１の合成の
選択度は、受信周波数にかかわらず一定となり、受信機
の全体の選択度も受信周波数にかかわよずほぼ一定とな
る。
さらに、２つの同調回路Ｔｌｌ、 （３１により全体と
して必要な尖鋭度Ｑを得ているので、同調回路（１）。
して必要な尖鋭度Ｑを得ているので、同調回路（１）。
（３）のそれぞれにあまり大きな尖鋭度Ｑを必要とする
ことがなく、従って、十分な安定度を得ることができる
。特に、同調回路（３）については、従来のような正帰
還をかけることがなく、負性インピーダンス変換回路（
４）により尖鋭度Ｑを大きくしているので、しかも、そ
の場合、尖鋭度Ｑの拡大は、Ｑ ＝ ２５０程度でそれ
ほど大きくないので、十分な安定度を得ることができる
。
ことがなく、従って、十分な安定度を得ることができる
。特に、同調回路（３）については、従来のような正帰
還をかけることがなく、負性インピーダンス変換回路（
４）により尖鋭度Ｑを大きくしているので、しかも、そ
の場合、尖鋭度Ｑの拡大は、Ｑ ＝ ２５０程度でそれ
ほど大きくないので、十分な安定度を得ることができる
。
また、受信信号は、アンプ（２）、＋５１及び変換回路
（４）により増幅されると共に、このとき、安定度が十
分に高いので、十分な利得を得ることができ、高感度に
できる。さらに、アンプ（２）及び同調回路（３）の合
成の利得Ａは、 Ｔ つ ｇｍ：アンプ（２）の相互コンダクタンスとなり、受信
周波数にかかわらず一定となるので、この点からし安定
な動作が行われる。
（４）により増幅されると共に、このとき、安定度が十
分に高いので、十分な利得を得ることができ、高感度に
できる。さらに、アンプ（２）及び同調回路（３）の合
成の利得Ａは、 Ｔ つ ｇｍ：アンプ（２）の相互コンダクタンスとなり、受信
周波数にかかわらず一定となるので、この点からし安定
な動作が行われる。
さらに、十分な利得を得ることができると共に、安定な
動作が行われるので、十分なＡＧＣを行うことができる
。
動作が行われるので、十分なＡＧＣを行うことができる
。
第３図は変換回路（４）の−例を示す。すなわち、Ａ１
は十分に大きな利得を有するオペアンプで、その非反転
入力端と出力端との間に、コンデンサＣ６及び抵抗器Ｒ
１の並列回路が接続されると共に、反転入力端と出力端
との間に、抵抗器Ｒ２が接続され、反転入力端と接地と
の間に、抵抗器Ｒ３が接続される。また、非反転入力端
及び出力端に、入力端子Ｔ１及び出力端子Ｔ２がそれぞ
れ接続される。
は十分に大きな利得を有するオペアンプで、その非反転
入力端と出力端との間に、コンデンサＣ６及び抵抗器Ｒ
１の並列回路が接続されると共に、反転入力端と出力端
との間に、抵抗器Ｒ２が接続され、反転入力端と接地と
の間に、抵抗器Ｒ３が接続される。また、非反転入力端
及び出力端に、入力端子Ｔ１及び出力端子Ｔ２がそれぞ
れ接続される。
従って、端子Ｔ１−Ｔ２間の利得人は、Ａｏ ＝ １
＋（Ｒ２／Ｒ３） ω：倍信号角周波数 ωＣ：アンプＡ１の閉ループ時のカッ トオフ周波数 となる。従って、端子Ｔ１がら見た入力アドミタンスＹ
ｉは、 ・・・・（ｉｉｉ ） Ｇｌ ＝ １／Ｒ１ となる。
＋（Ｒ２／Ｒ３） ω：倍信号角周波数 ωＣ：アンプＡ１の閉ループ時のカッ トオフ周波数 となる。従って、端子Ｔ１がら見た入力アドミタンスＹ
ｉは、 ・・・・（ｉｉｉ ） Ｇｌ ＝ １／Ｒ１ となる。
従って、
ωｆ ＝１／ （Ｃ５Ｒ１）
とすると、（ｉｉｉ ）式は、
・・・・（ｉｖ ）
となり、
ωｆ ８ωＣ
とすれば、（ｉｖ ）式は、
Ｇ１−Ｇ１ （ｌ Ａｏ ） ・・・・（ｖ）とな
る。そして、一般に、Ａｏ＞１であるから、入力アドミ
タンスＧｉは負となると共に、（ｖ）式には角周波数ω
が含まれることがない。
る。そして、一般に、Ａｏ＞１であるから、入力アドミ
タンスＧｉは負となると共に、（ｖ）式には角周波数ω
が含まれることがない。
従って、端子Ｔ１からアンプＡ１を見たとき、周波数に
かかわらず一定の大きさの負性抵抗が得られることにな
る。また、アンプＡ１は、入力信号に対しは利得Ａｏの
帰還アンプとして働く。
かかわらず一定の大きさの負性抵抗が得られることにな
る。また、アンプＡ１は、入力信号に対しは利得Ａｏの
帰還アンプとして働く。
Ｈ発明の効果
この発明によれば、同調回路（３）及び負性インピーダ
ンス変換回路（４）の合成の尖鋭度Ｑは、受信周波数に
比例して大きくなるので、その合成の帯域幅Δｆは受信
周波数にかかわらず一定となり、従って、選択度は受信
周波数にかかわらず一定となる。
ンス変換回路（４）の合成の尖鋭度Ｑは、受信周波数に
比例して大きくなるので、その合成の帯域幅Δｆは受信
周波数にかかわらず一定となり、従って、選択度は受信
周波数にかかわらず一定となる。
さらに、２つの同調回路（１１，Ｃ３１により全体とし
て必要な尖鋭度Ｑを得ているので、このように同調回路
（１１，（３）のそれぞれにあまり大きな尖鋭度Ｑを必
要とすることがなく、従って、十分な安定度を得ること
ができる。特に、同調回路（３）については、従来のよ
うな正帰還をかけることがなく、負性インピーダンス変
換回路（４）により尖鋭度Ｑを大きくしているのでしか
も、その場合、尖鋭度Ｑの拡大は、Ｑ ＝ ２５０程度
でそれほど大きくないので、十分な安定度を得ることが
できる。
て必要な尖鋭度Ｑを得ているので、このように同調回路
（１１，（３）のそれぞれにあまり大きな尖鋭度Ｑを必
要とすることがなく、従って、十分な安定度を得ること
ができる。特に、同調回路（３）については、従来のよ
うな正帰還をかけることがなく、負性インピーダンス変
換回路（４）により尖鋭度Ｑを大きくしているのでしか
も、その場合、尖鋭度Ｑの拡大は、Ｑ ＝ ２５０程度
でそれほど大きくないので、十分な安定度を得ることが
できる。
また、受信信号は、アンプ（２） 、 （５１及び変換
回路（４）により増幅されると共に、このとき、安定度
が十分に高いので、十分な利得を得ることができ、高感
度にできる。さらに、アンプ（２）及び同調回路（３）
の合成の利得Ａは、 ｇｍ：アンプ（２）の相互コンダクタンスとなり、受信
周波数にかかわらず一定となるので、１に の点からも安定な動作が行われる。
回路（４）により増幅されると共に、このとき、安定度
が十分に高いので、十分な利得を得ることができ、高感
度にできる。さらに、アンプ（２）及び同調回路（３）
の合成の利得Ａは、 ｇｍ：アンプ（２）の相互コンダクタンスとなり、受信
周波数にかかわらず一定となるので、１に の点からも安定な動作が行われる。
さらに、十分な利得を得ることができると共に、安定な
動作が行われるので、十分なＡＧＣを行うことができる
。
動作が行われるので、十分なＡＧＣを行うことができる
。
第１図はこの発明の一例の接続図、第２図〜第４図はそ
の説明のための図である。 （１）、 ＋３１は同調回路、（４）は負性インピーダ
ンス変換回路である。
の説明のための図である。 （１）、 ＋３１は同調回路、（４）は負性インピーダ
ンス変換回路である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、高周波信号の信号ラインに複数の同調回路が設けら
れ、 これら複数の同調回路の同調周波数は互いに連動するよ
うにされ、 上記複数の同調回路のうち少なくとも１つの同調回路に
は、負性インピーダンス変換回路が接続され、 この負性インピーダンス変換回路により、この負性イン
ピーダンス変換回路の接続されている同調回路の尖鋭度
が、この同調回路が単体のときの尖鋭度よりも大きくさ
れ、 上記信号ラインの出力端に検波回路が接続され、 この検波回路から復調出力が取り出されるオートダイン
受信機。 ２、高周波信号の信号ラインに複数の同調回路が設けら
れ、 これら複数の同調回路の同調周波数は互いに連動するよ
うにされ、 上記複数の同調回路のうち少なくとも１つの同調回路に
は、負性インピーダンス変換回路が接続され、 この負性インピーダンス変換回路により、この負性イン
ピーダンス変換回路の接続されている同調回路の尖鋭度
が、この同調回路が単体のときの尖鋭度に対して上記同
調周波数に比例して大きくされ、 上記信号ラインの出力端に検波回路が接続され、 この検波回路から復調出力が取り出されるオートダイン
受信機。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60036791A JPS61196625A (ja) | 1985-02-26 | 1985-02-26 | オ−トダイン受信機 |
| CA000502158A CA1246151A (en) | 1985-02-26 | 1986-02-19 | Autodyne receiver |
| US06/831,282 US4739517A (en) | 1985-02-26 | 1986-02-20 | Autodyne receiver |
| GB8604499A GB2171866B (en) | 1985-02-26 | 1986-02-24 | Autodyne receiver |
| FR8602688A FR2578133B1 (fr) | 1985-02-26 | 1986-02-26 | Recepteur autodyne comportant un dispositif d'accord perfectionne |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60036791A JPS61196625A (ja) | 1985-02-26 | 1985-02-26 | オ−トダイン受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61196625A true JPS61196625A (ja) | 1986-08-30 |
Family
ID=12479608
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60036791A Pending JPS61196625A (ja) | 1985-02-26 | 1985-02-26 | オ−トダイン受信機 |
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002280917A (ja) * | 2001-03-21 | 2002-09-27 | General Res Of Electronics Inc | 同調回路 |
| JP2010035141A (ja) * | 2008-06-24 | 2010-02-12 | Casio Comput Co Ltd | 電波受信装置 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4837852A (en) * | 1985-06-17 | 1989-06-06 | Toko, Inc. | Electronic tuning circuit for AM receiver which is easy to effect tracking adjustment |
| JPH0263313A (ja) * | 1988-08-30 | 1990-03-02 | Toko Inc | 電流制御型可変インダクタを用いた同調回路及び受信機 |
| US5550520A (en) * | 1995-04-11 | 1996-08-27 | Trw Inc. | Monolithic HBT active tuneable band-pass filter |
| KR100487929B1 (ko) * | 2002-11-15 | 2005-05-27 | 서창전기통신 주식회사 | 아크 결함 검출 장치 |
| FR2949612A1 (fr) * | 2009-08-28 | 2011-03-04 | Thomson Licensing | Systeme d'antenne comprenant une antenne electriquement petite pour reception de signaux de canaux de la bande uhf |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5310821U (ja) * | 1976-07-12 | 1978-01-30 | ||
| JPS55121738A (en) * | 1979-03-12 | 1980-09-19 | Pioneer Electronic Corp | Tuning device |
| JPS55127138A (en) * | 1979-03-23 | 1980-10-01 | Matsushita Electric Works Ltd | Gas generator for testing |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| BE662463A (ja) * | ||||
| NL43907C (ja) * | 1932-10-10 | |||
| NL154913B (nl) * | 1950-07-19 | Hoegen Dijkhof Gmbh H J | Met een voertuig te koppelen inrichting voor het sproeien van insekticiden. | |
| NL204063A (ja) * | 1955-01-31 | |||
| GB1073071A (en) * | 1962-12-10 | 1967-06-21 | Standard Kollsman Ind Inc | Improvements in and relating to receivers |
| US3528014A (en) * | 1966-06-10 | 1970-09-08 | Bunker Ramo | Submarine communications antenna system |
| US3953799A (en) * | 1968-10-23 | 1976-04-27 | The Bunker Ramo Corporation | Broadband VLF loop antenna system |
| GB1371660A (en) * | 1971-12-09 | 1974-10-23 | Texas Instruments Ltd | Radio receivers |
| DK147560C (da) * | 1980-03-13 | 1985-07-22 | Bang & Olufsen As | Modtagerantenne for magnetiske signaler, f.eks. ferritantenne |
-
1985
- 1985-02-26 JP JP60036791A patent/JPS61196625A/ja active Pending
-
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- 1986-02-24 GB GB8604499A patent/GB2171866B/en not_active Expired
- 1986-02-26 FR FR8602688A patent/FR2578133B1/fr not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5310821U (ja) * | 1976-07-12 | 1978-01-30 | ||
| JPS55121738A (en) * | 1979-03-12 | 1980-09-19 | Pioneer Electronic Corp | Tuning device |
| JPS55127138A (en) * | 1979-03-23 | 1980-10-01 | Matsushita Electric Works Ltd | Gas generator for testing |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002280917A (ja) * | 2001-03-21 | 2002-09-27 | General Res Of Electronics Inc | 同調回路 |
| JP4578011B2 (ja) * | 2001-03-21 | 2010-11-10 | 株式会社ゼネラル リサーチ オブ エレクトロニックス | 同調回路 |
| JP2010035141A (ja) * | 2008-06-24 | 2010-02-12 | Casio Comput Co Ltd | 電波受信装置 |
| JP4557086B2 (ja) * | 2008-06-24 | 2010-10-06 | カシオ計算機株式会社 | 電波受信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| US4739517A (en) | 1988-04-19 |
| GB2171866B (en) | 1989-07-05 |
| GB2171866A (en) | 1986-09-03 |
| CA1246151A (en) | 1988-12-06 |
| GB8604499D0 (en) | 1986-04-03 |
| FR2578133A1 (fr) | 1986-08-29 |
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