JPS632375B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は受信機、特に妨害排除特性及び感度の
優れた表面弾性波増幅器を有する受信機の改良に
関する。

周知の如く無線受信機に要求される性能は大別
して、感度、妨害排除、忠実度及び安定度の４つ
になる。これら４つの性能を全て満足する受信機
は優秀であると言えるが、その中でも特に妨害排
除性能は放送局の増加に伴ない近年ますます問題
になつてきている。

この妨害排除性能を高める一般的な手段として
は狭帯域フイルタを用いることであり、第１図に
この種のフイルタを備えた従来のスーパーヘテロ
ダイン受信機の構成を示す。

同図において１はアンテナ、２，４，７はフイ
ルタ、３は高周波増幅器、５は周波数変換器、６
は局部発振器、８は中間周波増幅器、９は復調
器、１０は低周波増幅器、１１はスピーカであ
る。

而してこのような構成の受信機において、妨害
排除性能を考察してみると、アンテナ１の周波数
選択特性はあまり期待できず、このアンテナで受
信された高周波信号をそのまま高周波増幅器３で
増幅すると、その増幅器の非線形効果により相互
変調や混変調などの有害な現象を引き起すことに
なる。そこでアンテナ１の後段にフイルタ２を接
続してある。

周波数変換器５は本質的に非線形回路であり、
相互変調や混変調の他、イメージ周波数妨害も問
題となるので、フイルタ２で不足した選択性をフ
イルタ４で補足している。なお６は局部発振器で
ある。

フイルタ７は中間周波数に周波数変換された信
号の選択を行なうものである。

上述したように従来の受信機では通常、３分割
した構成のフイルタを用いている。

そしてフイルタ２及び４は受信周波数を可変と
する場合、次のような構成のものが用いられてき
た。

(イ) 中心周波数が可変なもの、 (ロ) 異なる中心周波数のフイルタに切換えるも
の、 (ハ) 可変帯域内をすべて通過させる広帯域形のも
の、 而して(ハ)の構成のフイルタは本質的に狭帯域で
ないから、妨害排除性能に劣る。(ロ)の構成のフイ
ルタの場合、狭帯域ではある程度使用可能である
が、フイルタの数が多くなつてコスト及びスペー
スの面で問題がある。(イ)の構成のフイルタでは目
的とする信号以外を充分抑圧するだけの選択性を
得ることが困難である。

(イ)のフイルタを用いて、しかも充分な選択度を
得るにはフイルタの段数を多くしなければならな
いが、そうすると損失が増加し、特に前記フイル
タ２として使用する場合は受信機の雑音指数に影
響し、フイルタのトラツキングエラーの問題もあ
り、むやみに段数を増加することはできない。

そこで隣接チヤンネルの妨害抑圧のために、周
波数変換器５の後段に、中間周波数信号選択用の
フイルタ７を設けており、該フイルタとしては中
心周波数が固定で、周波数も低いものでよいた
め、安価で選択度の良いフイルタを用いることが
期待できる。

上述したように前記した高周波増幅器３及び周
波数変換器５で引き起こされる相互変調及び混変
調に対してはフイルタ２及び４の選択度は不充分
なこと明らかである。

なお、ここで相互変調発生のメカニズムを説明
すると、次のようになる。

今、受信周波数をdとし、これに隣接してd
±△、d±２△の妨害波があるとすると、
高周波増幅器では、３次の非線形項から下記のよ
うに、dが発生し、 ２（d±△）−（d±２△）＝d 妨害を生じることがわかる。△は通信の種類に
よつても異なるが、10KHz程度の場合もある。

このような妨害を防ぐには非常に近接した周波
数成分を充分抑圧できる高周波フイルタを必要と
するが、そのようなフイルタとして従来は水晶な
どを用いた固定中心周波数の圧電フイルタしか存
在せず、しかも中心周波数が固定であるため、前
記(ロ)の構成しかとり得ず、問題であつた。

かかる問題点を改良するために、パラメトリツ
ク増幅作用により動作する表面弾性波増幅器から
成る、高周波で中心周波数可変の損失が少なく高
選択度のフイルタを受信機のフイルタとして用い
ることにより、妨害排除性能及び感度の優れた受
信機が提案されている。

第２図は上述したスーパーヘテロダイン受信機
の一例で、第１図と同一符号は同一又は類似の回
路を示す。同図において、１２は表面弾性波増幅
器、１３はその直流バイアス印加回路、１４はポ
ンプ電力発生回路、１５，１６は後述する表面弾
性波増幅器のトランスジユーサへの整合回路であ
る。

第３図は上記表面弾性波増幅器の一構成例を示
すもので、同図においてＳはシリコン（Si）等に
より形成された半導体基板、Ｉは酸化亜鉛
（ZnO）等により形成された圧電体膜、I′はシリ
コン酸化膜（SiO₂）にして、上記の半導体基板
Ｓ、シリコン酸化膜SiO₂、圧電体膜Ｉにより積
層体を形成する。

なお上記のシリコン酸化膜I′は半導体基板表面
の安定化膜として作用する。

また符号１２₁および１２₂はそれぞれ電気信号
の入力手段および出力手段にして、これらのもの
は櫛形電極からなる表面弾性波トランスジユーサ
により構成され、夫々前記整合回路１５，１６に
接続されており、入力手段１２₁において電気信
号を表面弾性波に変換し、出力手段１２₂におい
て表面信号波を電気信号に変換する。

さらに符号M₁は直流バイアス電圧およびポン
プ電力印加用の電極にして、この電極M₁は表面
信号波の伝播経路上に配設する。

符号M₂は半導体基板Ｓとオーミツク接触をと
るための電極である。

そして前記の電極M₁は、高周波電流阻止用の
チヨークコイルCHおよび直流バイアス電圧印加
用の電圧可変直流電源１３を順次介して接地に連
ねる。

他方同じく上記の電極M₁は直流電流阻止用の
コンデンサＣおよびポンプ電力供給用高周波電源
１４を順次介して接地に連ねる。整合回路１５か
らの電気信号を入力手段１２₁に入力させると、
この電気信号は表面波信号に変換され、圧電体
の表面部を出力手段１２₂に向けて伝播する。こ
の伝播する表面波信号の周波数をいま一例として
とする。

このとき圧電体Ｉ上の電極M₁に直流電源１３
からのバイアス用直流電圧とともに、高周波電源
１４から周波数2のポンプ電力を供給しておく
と、電極M₁の下方の半導体基板Ｓの表面部にお
ける表面電荷層容量非線形性によるパラメトリツ
ク相互作用により表面波信号は増幅され、この増
幅された表面波信号が出力手段１２₂により電気
信号に変換され外部にとり出される。

そして上記の増幅作用にあたりその増幅度は電
極M₁の表面波伝播方向の長さ、半導体基板表面
部の非線形の強さξ、およびポンプ電力の周波数
等の関数として表わされ、これらの値を変化させ
ることにより増幅度を変化させることができる。

なお上記非線形の強さξは、直流バイアス電圧
値により決まる半導体の表面電荷層容量非線形性
およびポンプ電力の大きさによつて決まるもの
で、実際の運用にあたつては、主として上記２種
のパラメータを変化させることにより増幅度を調
整する。

このように表面弾性波増幅器１２はその増幅度
が、シリコン等の半導体基板Ｓ部における表面電
荷層容量非線形性により左右され、この非線形効
果は前記従来例として示した圧電体自身の非線形
効果を利用したものと比較するとはるかに大きい
ので、所定の増幅度を得るためのポンプ電力を低
減することができるという効果を有する。

また表面弾性波増幅器１２のパラメトリツク増
幅作用は一種の正帰還増幅作用のため、増幅度を
増大させるためには電気的Ｑを上げる必要があ
る。Ｑの変化による増幅度の周波数応答例を第４
図に示す。そして同図からも明らかなように増幅
度Ａの変化とともに周波数帯域幅も変化させ得る
ので、可変帯域幅増幅作用も付与させることがで
きる。

上述したように表面弾性波増幅器１２は適当な
直流バイアス電圧とポンプ電力を供給することに
より、高利得、高選択度でかつ可変同調の高周波
増幅器として使用できるので（可変同調にするに
はポンプ電力周波数を受信周波数の２倍にすれば
よい）、従来のフイルタ２，４及び高周波増幅器
３は表面弾性波増幅器１２に置換し得る。

しかも高選択度であるから、従来の可変同調形
のものでは不可能な近接した周波数成分を抑圧で
き、相互変調や混変調等の従来の高周波増幅器、
周波数変換器で発生する有害な現象を防止でき
る。

更に表面弾性波増幅器の増幅のメカニズムはパ
ラメトリツク増幅であるので、本質的に低雑音で
あつて、感度も向上する。

また中間周波数で用いるフイルタ７は高性能の
ものでなくても良い。

さて上述したように、表面弾性波増幅器を用い
た受信機が、感度および妨害排除特性に優れてお
り、また表面弾性波増幅器は、増幅度を大きくす
ると、Ｑが大きくなる。この現象は、目的信号の
占有帯域幅が狭く、表面弾性波増幅器の増幅度を
大きくした場合であつても、目的信号のスペクト
ラムが、通過帯域幅内であれば、問題なく受信で
きることを意味する。しかしながら、占有帯域幅
が広く、表面弾性波増幅器の通過帯域幅以上であ
ると、受信品質を劣化させることになる。例え
ば、FM放送波の場合であるが、ステレオ放送で
は、その占有帯域幅は200KHzに達する。これに
対して、充分に増幅度を大きくした表面弾性波増
幅器の通過帯域幅は、数ＫHz〜数十ＫHzであり、
上述の受信機の構成では、良好な受信ができない
ことは明らかである。

この様に、狭帯域のろ波特性を有する素子（多
くは増幅度を有しない、受動素子。）を用いて、
FM波を受信するため、従来から、FM負帰還技
術や、トラツキングフイルタなどの手段がある。
いずれも、感度と妨害排除性能の向上をねらつた
ものであり、代表的回路構成例を、第５図及び第
６図に示す。

第５図はFM負荷還方式をとる従来の受信機で
２１はアンテナ、２２は高周波増幅器、２３は周
波数変換器、２４は局部発振器、２５は狭帯域フ
イルタ、２６は中間周波増幅器、２７は周波数弁
別器、２８は低周波増幅器、２９はスピーカであ
る。

これに対し第６図はトラツキングフイルタを用
いた例で、３１は移相器、３２は位相比較器、３
３は低域通過フイルタである。

第５図の例で特徴的なことは、局部発振器２４
が、電圧制御型発振器（VCO）であり、その制
御電圧として、周波数弁別器２７の出力を用いて
いることである。そして２３→２５→２６→２７
→２４→２３というループは、周波数負帰還ルー
プを構成し、局部発振器２４は、目的信号の瞬時
周波数偏移を追尾するように発振し、周波数変換
器２３の出力においては、高周波増幅器２２の出
力に対して、周波数偏移が減少し、狭帯域フイル
タ２５で目的信号のスペクトラムが充分通過でき
ることになる。

また第６図の例で特徴的なことは、狭帯域フイ
ルタ２５は、中心周波数が電圧で制御可能なフイ
ルタであり、このフイルタの制御信号として、そ
の出力を、移相器３１を通して得た出力と、フイ
ルタ２５の出力とを位相比較器３２で位相比較し
た位相誤差信号を低域通過フイルタ３３でろ波し
た信号を用いていることである。これは、PLL
（Phase Locked Loop）と類似の技術であり、
フイルタ３３の出力は、そのまま復調出力となり
得る。

以上代表的な２つの従来例を示したが、欠点と
して相互変調妨害は、高周波増幅器や、周波数変
換器で起こり、どちらの構成も、これを抑圧する
ための機能を有しないことがあげられる。

本発明は、前述した欠点を克服し、相互変調妨
害など、高周波増幅器や、周波数変換器で引き起
こされる受信障害を取り除き、かつ、高感度、高
忠実度のFM受信機を構成したものである。

以下図面に示す本発明の一実施例を説明する
と、第７図において４１はアンテナ、４２は前置
帯域通過フイルタ、４３はサーキユレータ、４
４，４４′は整合回路、４５−１は表面弾性波増
幅器、４５−２は直流バイアス印加回路、４５−
３はポンプ電力増幅器、４５−４は電圧制御型発
振器（VCO）、CHはチヨーク、Ｃはコンデンサ、
４６，４６′は周波数変換器、４７は局部発振器、
４８，４８′は中間周波フイルタ、４９，４９′は
中間周波増幅器、５０は位相比較器、５１は低域
通過フイルタ、５２は低周波増幅器、５３はスピ
ーカである。いま、目的信号の周波数をsとする
と、アンテナ４１より到来した信号は、多くの周
波数成分から成つており、前置帯域通過フイルタ
４２により、必要なバンド内の周波数成分のもの
のみが取り出される。（例えば、日本のFM放送
の場合、76〜90MHzである。）フイルタ４２の出
力は、サーキユレータ４３を通り、さらに整合回
路４４から左側の表面弾性波増幅器４５−１のト
ランスジユーサａに印加される。左側のトランス
ジユーサａから、右側のトランスジユーサｂへ伝
播する音波は、増幅され、右側のトランスジユー
サｂに再び電気信号となつて現われる。いま、ポ
ンプ信号の周波数をpとすると、左側から右側
へ伝播する周波数は、pにかかわりなく、目的
信号の周波数sである。そして、これと同時に、
右側から左側へ伝播する音波が（アイドラ波）が
発生し、この周波数iは、i＝p−sである。も
し、p＝2sであると、i＝2s−s＝sとなつ
て、どちらの方向に伝播する音波の周波数もsで
等しくなる。この場合、どちらの方向に伝播する
音波も最大の増幅度となる。FMのように、瞬時
周波数が時間の関数すなわち、s（ｔ）である場
合、ポンプ周波数pも時間の関数p（ｔ）であ
り、増幅器４５−１の増幅度を最大に保持させる
ためには（即ちfs（ｔ）に同調させるためには）
次式の関係を保つようにポンプ信号の周波数fp
（ｔ）をfs（ｔ）及びfi（ｔ）に応じて第７図に示
すPLL回路４６，４６′〜５０，５１，４５−４
で制御しなければならない。

p（ｔ）＝2s（ｔ） ……(1) いま、(1)式が成立していない場合、すなわち、 p（ｔ）≠2s（ｔ） ……(2) s（ｔ）≠i（ｔ） ……(3) i（ｔ）−s（ｔ）＝△（ｔ） ……(4) （△（ｔ）≠０） ……(5) である場合の動作を説明する。右側のトランスジ
ユーサｂに現われた出力s（ｔ）は整合回路４
４′から周波数変換器４６′へ導かれる。左側のト
ランスジユーサａに現われた出力i（ｔ）は、整
合回路４４を通り、サーキユレータ４３へ導かれ
る。サーキユレータ４３は、アンテナ４１より到
来した信号を周波数変換器４６へは通さないが、
整合回路４４から到来した信号を周波数変換器４
６へ伝送するので、効果的にi（ｔ）の成分を抽
出できる。そして周波数変換器４６および４６′
では、局部発振器４７からの共通の出力により、
周波数変換が行なわれ、中間周波フイルタ４８お
よび４８′、中間周波増幅器４９，４９′を通る
が、夫々の出力における周波数の差は、(4)式の△
（ｔ）に等しいことは当然である。すなわち、
本発明において、周波数変換器４６，４６′、局
部発振器４７の構成による、いわゆるスーパーヘ
テロダイン方式の回路は、本質的なものではな
い。

△（ｔ）の瞬時周波数差をもつた、２つの中
間周波信号は、位相比較器５０により、位相比較
され、その出力には、位相誤差信号が得られる。
PLLの動作で知られるように、これは周波数誤
差信号と考えて良い。周波数誤差信号は望ましい
伝達関数をもつた低域通過フイルタ５１を経て、
ポンプ電力を発生する電圧制御室発振器（VCO）
４５−４へ導かれるが、いま、もし、 p（ｔ）＞2s（ｔ） ……(6) i（ｔ）＝p（ｔ）−s（ｔ）＞s（ｔ） ……(7) △（ｔ）＝i（ｔ）−s（ｔ）＞０ ……(8) の場合は該発振器４５−４の出力周波数を下げる
ような、位相比較器５０あるいは電圧制御型発振
器４５−４の極性にする。当然ながら、 △（ｔ）＜０ ……(9) の場合は、電圧制御型発振器４５−４の出力周波
数を上げるような極性となり、結果的に、 △（ｔ）→０ ……(10) となるような、一種の周波数負帰還ループが形成
される。つまり、(1)式が成立するようにポンプ周
波数が制御される。

なお、例えば日本放送出版協会 昭和51年８月
20日発行のハイフアイFMチユーナの第141頁の
記載から明らかな如く、前記PLL回路の低域フ
イルタ５１の出力はFM検波信号（オーデイオ信
号）に相当するので、これを増幅器５２に与えれ
ばスピーカ５３より音声出力が得られる。

i（ｔ）およびs（ｔ）と共に出力される、有害
な妨害波成分は表面弾性波増幅器４５−１で効果
的に減衰されているので、周波数変換器４６，４
６′によつて引き起こされる、相互変調妨害等に
大幅に改善され、かつ、表面弾性波増幅器の増幅
原理がパラメトリツク増幅であることに加えて、
狭帯域トラツキングフイルタによる、等価雑音帯
域幅の減少によつて、受信スレツシヨルドが低下
し、感度の優れたFM受信機を構成することがで
きる。

第８図に本発明の更に他の実施例を示す。図中
第７図と同一番号のものは、同一の機能を有する
回路である。

本構成の場合、マルチストリツプカツプラＰの
動作によりトランスジユーサＢには、圧電体基板
中を右側から左側へ伝播する音波のみが取り出さ
れ、トランスジユーサＤには左側から右側へ伝播
する音波のみが取り出される。この為、外部に高
価なサーキユレータを要しないという利点を有す
る。なお、Ｉ，Ｂ，Ｄの各トランスジユーサに
は、正規型のみでなく、アポダイズされたもの、
一方向性トランスジユーサであつても良いことは
勿論である。なおＰはポンプ電極である。

その他、表面弾性波増幅器の構造としては、前
記したもののみに限られず、例えば特願昭54−
103097号に示されるような構造のものであつても
良いことは勿論である。なお、本発明は、FM受
信に限らず、例えば、ドツプラー偏移によつて、
周波数が変動する信号を追尾して受信する必要の
ある衛星通信にも適用できるものである。

以上説明したように本発明によれば妨害排除性
能及び感度の優れた受信機を提供することがで
き、また中間周波段に用いるフイルタは高性能を
要しないのでコスト低減を計り得る。

【図面の簡単な説明】

第１図、第５図及び第６図は夫々従来のスーパ
−ヘテロダイン受信機の一例を示すブロツク図、
第２図は表面弾性波増幅器を用いた従来の受信機
の一例を示すブロツク図、第３図は該受信機に使
用される表面弾性波増幅器の一構成例を示す回路
図、第４図はその周波数特性図、第７図は本発明
の一実施例を示すブロツク図、第８図は本発明の
他の実施例を示すブロツク図である。 ４２……帯域通過フイルタ、４３……サーキユ
レータ、４４，４４′……整合回路、４５−１…
…表面弾性波増幅器、４５−３……ポンプ電力増
幅器、４５−４は電圧制御発振器、４６，４６′
……周波数変換器、４７……局部発振器、４８，
４８′……中間周波フイルタ、４９，４９′……中
間周波増幅器、５０……位相比較器、５１……低
域通過フイルタ、５２……低周波増幅器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 高周波増幅部に配置された表面弾性波増幅器
   と、該表面弾性波増幅器における異なる方向に伝
   播する音波に対応する電気信号を取出す少くとも
   ２つの出力手段と、該各出力手段の出力間の位相
   誤差もしくは周波数誤差を検出する手段と、該手
   段の検出出力に応答して前記表面弾性波増幅器に
   印加されるポンプ電力の周波数を制御する手段と
   を備えたことを特徴とする受信機。 ２ 前記検出出段は前記各出力手段に結合する２
   組のスーパーヘテロダイン回路と、該各回路の中
   間周波信号が印加される位相比較器とから成る特
   許請求の範囲第１項記載の受信機。 ３ 前記制御手段は電圧制御型発振器を含み、前
   記ポンプ電力の周波数を常に最適受信周波数とな
   るように制御する如く構成されたことを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項記載の受信機。 ４ 前記出力手段の１つがサーキユレータを含む
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の受
   信機。 ５ 上記サーキユレータの前段に帯域通過フイル
   タを設けたことを特徴とする特許請求の範囲第４
   項記載の受信機。 ６ 前記表面弾性波増幅器がマルチストリツプカ
   プラを有する特許請求の範囲第１項記載の受信
   機。 ７ 前記出力手段が前記表面弾性波増幅器に設け
   られた出力トランスジユーサと該トランスジユー
   サに接続された整合回路を含むことを特徴とする
   特許請求の範囲第６項記載の受信機。