JPS642294B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS642294B2 JPS642294B2 JP10027081A JP10027081A JPS642294B2 JP S642294 B2 JPS642294 B2 JP S642294B2 JP 10027081 A JP10027081 A JP 10027081A JP 10027081 A JP10027081 A JP 10027081A JP S642294 B2 JPS642294 B2 JP S642294B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- output
- controlled oscillator
- voltage controlled
- carrier wave
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 41
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 10
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 9
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 claims description 3
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 3
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
Landscapes
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は同期搬送波再生方式の同期受信機に関
し、互いに90゜の位相差をもつ２つの同期搬送波
を得ることを目的とするものである。
し、互いに90゜の位相差をもつ２つの同期搬送波
を得ることを目的とするものである。
第１図に従来例を示す。この例はコスタス
（Costas）ループとして知られる同期搬送波再生
方式の同期受信機である。この受信機は変調搬送
波入力の同相成分を同期検波する第１の同期検波
器１、直交成分を同期検波する第２の同期検波器
２、これら２つの同期検波器１，２のおのおのの
出力を低域濾波する低域濾波器３および４、これ
ら２つの低域濾波器３，４の出力を電圧乗算する
位相比較器５、この位相比較器５の出力を低域濾
波する低域濾波器６、この低域濾波器６の出力電
圧で制御される電圧制御発振器７、この電圧制御
発振器７の出力を90゜移相する90゜移相器８から成
り、第１の同期検波器１および第２の同期検波器
２によつて同期検波して得た同相および直交成分
の信号から、変調搬送波入力と電圧制御発振器７
の出力、すなわち再生搬送波との位相誤差を検出
し、この誤差を最小にするように動作する。
（Costas）ループとして知られる同期搬送波再生
方式の同期受信機である。この受信機は変調搬送
波入力の同相成分を同期検波する第１の同期検波
器１、直交成分を同期検波する第２の同期検波器
２、これら２つの同期検波器１，２のおのおのの
出力を低域濾波する低域濾波器３および４、これ
ら２つの低域濾波器３，４の出力を電圧乗算する
位相比較器５、この位相比較器５の出力を低域濾
波する低域濾波器６、この低域濾波器６の出力電
圧で制御される電圧制御発振器７、この電圧制御
発振器７の出力を90゜移相する90゜移相器８から成
り、第１の同期検波器１および第２の同期検波器
２によつて同期検波して得た同相および直交成分
の信号から、変調搬送波入力と電圧制御発振器７
の出力、すなわち再生搬送波との位相誤差を検出
し、この誤差を最小にするように動作する。
第１図に示した同期受信機をテレビジヨン受信
機あるいはラジオ受信機に応用するには広帯域の
90゜移相器を必要とする。本発明は、この90゜移相
器の代わりに、２つの入力信号の位相差が90゜の
とき同期する位相ロツクループ（PLL）を用い
ようとするものである。
機あるいはラジオ受信機に応用するには広帯域の
90゜移相器を必要とする。本発明は、この90゜移相
器の代わりに、２つの入力信号の位相差が90゜の
とき同期する位相ロツクループ（PLL）を用い
ようとするものである。
第２図に本発明の一実施例のブロツク図を示
す。第２図でブロツク１から７までは、それぞれ
第１図の１から７までと同じ要素を示し、その動
作も同じである。位相比較器９、低域濾波器１
０、電圧加算器１１、電圧制御発振器１２からな
るループは第１のPLLを構成し、第１図の90゜移
相器８に相当する。このループの動作は次の通り
である。
す。第２図でブロツク１から７までは、それぞれ
第１図の１から７までと同じ要素を示し、その動
作も同じである。位相比較器９、低域濾波器１
０、電圧加算器１１、電圧制御発振器１２からな
るループは第１のPLLを構成し、第１図の90゜移
相器８に相当する。このループの動作は次の通り
である。
第１の電圧制御発振器７の出力Uo（ｔ）を
Uo（ｔ）＝Aocos〔ωot＋o(t)〕 ……(1)
第２の電圧制御発振器１２の出力UQ(t)を
UQ(t)＝AQcos〔ωQｔ＋Q(t)〕 ……(2)
とし、これらを電圧乗算器から成る第１の位相比
較器９に加える。ただし、ωoおよびo(t)は第１
の電圧制御発振器７の発振出力の周波数と位相を
示し、ωQおよびQ(t)は第２の電圧制御発振器１
２の発振出力の周波数と位相を示す。なお、もう
１つの位相比較器５を第２の位相比較器と称す
る。
較器９に加える。ただし、ωoおよびo(t)は第１
の電圧制御発振器７の発振出力の周波数と位相を
示し、ωQおよびQ(t)は第２の電圧制御発振器１
２の発振出力の周波数と位相を示す。なお、もう
１つの位相比較器５を第２の位相比較器と称す
る。
第１の位相比較器９は電圧乗算器であるから、
その出力Ud(t)は Ud(t)＝Uo(t)・UQ(t) ＝AoAQcos〔ωot＋o(t)〕cos〔ωQｔ＋Q(t)〕 ＝AoAQ／２｛cos〔ωo＋ωQ）ｔ＋o(t)＋Q(t)〕 ＋cos〔ωo−ωQ）ｔ＋o(t)−Q(t)〕｝ ……(3) いまωo＝ωQとすると、 Ud(t)＝AoAQ／２｛cos〔2ωot＋o(t)＋Q(t)〕 ＋cos〔o(t)−Q(t)〕｝ ……(4) Ud(t)を低域濾波器１０で濾波して2ωoの周波
数成分を除去すると、その出力Uc1(t)は Uc1(t)＝AoAQ／２cos〔o(t)−Q(t)〕 ……(5) となる。したがつて、o(t)とQ(t)の差e(t)が e(t)＝o(t)−Q(t)＝±90゜ ……(6) のときUc1(t)＝０となる。この状態を基準とし
て、Q(t)がo(t)に対し位相の進み、遅れが生じ
た場合、Q(t)とo(t)の差が90゜になるように制御
される。すなわち第１の電圧制御発振器７と第２
の電圧制御発振器１２の各々の出力は90゜の位相
差を持つことになる。
その出力Ud(t)は Ud(t)＝Uo(t)・UQ(t) ＝AoAQcos〔ωot＋o(t)〕cos〔ωQｔ＋Q(t)〕 ＝AoAQ／２｛cos〔ωo＋ωQ）ｔ＋o(t)＋Q(t)〕 ＋cos〔ωo−ωQ）ｔ＋o(t)−Q(t)〕｝ ……(3) いまωo＝ωQとすると、 Ud(t)＝AoAQ／２｛cos〔2ωot＋o(t)＋Q(t)〕 ＋cos〔o(t)−Q(t)〕｝ ……(4) Ud(t)を低域濾波器１０で濾波して2ωoの周波
数成分を除去すると、その出力Uc1(t)は Uc1(t)＝AoAQ／２cos〔o(t)−Q(t)〕 ……(5) となる。したがつて、o(t)とQ(t)の差e(t)が e(t)＝o(t)−Q(t)＝±90゜ ……(6) のときUc1(t)＝０となる。この状態を基準とし
て、Q(t)がo(t)に対し位相の進み、遅れが生じ
た場合、Q(t)とo(t)の差が90゜になるように制御
される。すなわち第１の電圧制御発振器７と第２
の電圧制御発振器１２の各々の出力は90゜の位相
差を持つことになる。
以上はωo＝ωQ、すなわち第２の電圧制御発振
器１２の発振周波数が、第１の電圧制御発振器７
の発振周波数に等しいとして説明をしてきた。し
かし、第２の電圧制御発振器１２と自走周波数が
ωoに一致するとは限らない。電圧制御発振器７
と１２では電圧制御特性が僅かではあつても異な
つているのが通常だからである。いま、低域濾波
器１０からの制御電圧Uc1(t)が０であるときの、
電圧制御発振器７と１２の発振周波数差を△ωと
し、このときのPLLの動作について説明する。
器１２の発振周波数が、第１の電圧制御発振器７
の発振周波数に等しいとして説明をしてきた。し
かし、第２の電圧制御発振器１２と自走周波数が
ωoに一致するとは限らない。電圧制御発振器７
と１２では電圧制御特性が僅かではあつても異な
つているのが通常だからである。いま、低域濾波
器１０からの制御電圧Uc1(t)が０であるときの、
電圧制御発振器７と１２の発振周波数差を△ωと
し、このときのPLLの動作について説明する。
前述のUo(t)、o(t)、UQ(t)、Q(t)、Ud(t)、Uc1
（ｔ）およびe(t)のラプラス変換をそれぞれ、Vo
（ｓ）、ΦQ(s)、VQ(s)、ΦQ(s)、Vd(s)、Vc1(s)および
Φe(s)とし、位相比較器９の感度をKd、低域濾波
器１０の伝送特性をＦ(s)とすれば、 Vd(s)＝Kd〔Φo(s)−ΦQ(s)〕 ……(7) Vc1(s)＝Ｆ(s)Vd(s) ……(8) ΦQ(s)＝KoVc1（ｓ）／ｓ ……(9) 式(7)〜式(9)からループの伝達関数Ｈ(s)は Ｈ(s)＝ΦQ（ｓ）／Φo（ｓ）＝KoKdF（ｓ）／ｓ＋Ko
KdF（ｓ）……(10) そして、 Φe（ｓ）／Φo（ｓ）＝Φo（ｓ）−ΦQ（ｓ）／Φo（
ｓ）＝１−Ｈ(s) ＝ｓ／ｓ＋KoKdF（ｓ） ……(11) したがつて位相差Φe(s)は Φe(s)＝sΦo（ｓ）／ｓ＋KoKdF（ｓ） ……(12) 式(12)に最終値定理を適用して、位相差の定常状
態の値eを求めると、 前に述べたとおり、電圧制御発振器１２と７の発
振周波数差が△ωだけあると、ΦO(s)＝Δω／s2であ るから、式（13）は 低域濾波器１０を能動フイルタで構成することに
より、位相差eが無視される程度にＦ(o)を充分
大きくする。このようにして、電圧制御発振器１
２が自走しているとき、電圧制御発振器７との間
に△ωなる周波数差をもつとしても、第１の
PLLが閉じると第２の電圧制御発振器１２の発
振出力は第１の電圧制御発振器７と同じ周波数を
持つ、すなわちωo＝ωQとすることができる。
（ｔ）およびe(t)のラプラス変換をそれぞれ、Vo
（ｓ）、ΦQ(s)、VQ(s)、ΦQ(s)、Vd(s)、Vc1(s)および
Φe(s)とし、位相比較器９の感度をKd、低域濾波
器１０の伝送特性をＦ(s)とすれば、 Vd(s)＝Kd〔Φo(s)−ΦQ(s)〕 ……(7) Vc1(s)＝Ｆ(s)Vd(s) ……(8) ΦQ(s)＝KoVc1（ｓ）／ｓ ……(9) 式(7)〜式(9)からループの伝達関数Ｈ(s)は Ｈ(s)＝ΦQ（ｓ）／Φo（ｓ）＝KoKdF（ｓ）／ｓ＋Ko
KdF（ｓ）……(10) そして、 Φe（ｓ）／Φo（ｓ）＝Φo（ｓ）−ΦQ（ｓ）／Φo（
ｓ）＝１−Ｈ(s) ＝ｓ／ｓ＋KoKdF（ｓ） ……(11) したがつて位相差Φe(s)は Φe(s)＝sΦo（ｓ）／ｓ＋KoKdF（ｓ） ……(12) 式(12)に最終値定理を適用して、位相差の定常状
態の値eを求めると、 前に述べたとおり、電圧制御発振器１２と７の発
振周波数差が△ωだけあると、ΦO(s)＝Δω／s2であ るから、式（13）は 低域濾波器１０を能動フイルタで構成することに
より、位相差eが無視される程度にＦ(o)を充分
大きくする。このようにして、電圧制御発振器１
２が自走しているとき、電圧制御発振器７との間
に△ωなる周波数差をもつとしても、第１の
PLLが閉じると第２の電圧制御発振器１２の発
振出力は第１の電圧制御発振器７と同じ周波数を
持つ、すなわちωo＝ωQとすることができる。
結局、第２図の位相比較器９、低域濾波器１
０、電圧加算器１１および電圧制御発振器１２か
らなる第１のPLLは、第１図の90゜移相器８と置
き換えることができ、しかも広帯域にわたつて
90゜移相したのと同じ働きをする。
０、電圧加算器１１および電圧制御発振器１２か
らなる第１のPLLは、第１図の90゜移相器８と置
き換えることができ、しかも広帯域にわたつて
90゜移相したのと同じ働きをする。
以上で同期搬送波再生方式の同期受信機におい
て、互いに90゜の位相差を持つ２つの同期搬送波
が得られた。なお、第２図において、第１の
PLLを除いた他の制御ループを第２のPLLと呼
ぶことにする。
て、互いに90゜の位相差を持つ２つの同期搬送波
が得られた。なお、第２図において、第１の
PLLを除いた他の制御ループを第２のPLLと呼
ぶことにする。
次に本発明をテレビジジヨン選局装置に応用し
た具体例について述べる。第３図において、１３
は高周波入力部、１４は第１の電圧制御発振器、
１５は第１の同期検波器、１６は低域濾波器、１
７は信号増幅器、１８は第１の位相比較器、１９
は低域濾波器、２０は電圧加算器、２１は第２の
電圧制御発振器、２２は第２の同期検波器、２３
は低域濾波器、２４は信号増幅器、２５は第２の
位相比較器、２６は低域濾波器、２７はアナログ
スイツチである。これらの内、１８，１９，２
０，２１は第２図の９，１０，１１，１２からな
るループに相当し、その動作もすでに述べた動作
と同じである。このループを第１のPLLと呼ぶ
ことにする。そして１４から２７で構成されるル
ープ全体を第２のPLLまたは同期受信系と呼ぶ。
この第２のPLLの第１の電圧制御発振器１４の
出力端の−は第１のPLLの位相比較器１８に接
続されている。したがつて第１のPLLは第２の
PLLの90゜移相器として動作する。
た具体例について述べる。第３図において、１３
は高周波入力部、１４は第１の電圧制御発振器、
１５は第１の同期検波器、１６は低域濾波器、１
７は信号増幅器、１８は第１の位相比較器、１９
は低域濾波器、２０は電圧加算器、２１は第２の
電圧制御発振器、２２は第２の同期検波器、２３
は低域濾波器、２４は信号増幅器、２５は第２の
位相比較器、２６は低域濾波器、２７はアナログ
スイツチである。これらの内、１８，１９，２
０，２１は第２図の９，１０，１１，１２からな
るループに相当し、その動作もすでに述べた動作
と同じである。このループを第１のPLLと呼ぶ
ことにする。そして１４から２７で構成されるル
ープ全体を第２のPLLまたは同期受信系と呼ぶ。
この第２のPLLの第１の電圧制御発振器１４の
出力端の−は第１のPLLの位相比較器１８に接
続されている。したがつて第１のPLLは第２の
PLLの90゜移相器として動作する。
さらに第３図で、２８はプリスケーラ、２９は
可変分周器、３０は第３の位相比較器、３１は低
域濾波器、３２は基準発振器、３３は基準分周器
で、アナログスイツチ２７、電圧制御発振器１４
と共に、第３のPLLを構成する。３４は制御入
力装置、３５は選局制御回路、３６はアナログス
イツチである。制御入力装置３４から入力された
チヤンネル番号に対応して、選局制御回路３５の
出力は、可変分周器２９へ分周比を与え、第３の
PLLが定常状態になつた後、アナログスイツチ
２７、アナログスイツチ３６を第３のPLL側か
ら第２のPLL側に切替える。３７は映像信号低
域濾波器、３８は映像出力装置、３９は音声中間
周波増幅器、４０は周波数弁別器、４１は音声出
力装置である。
可変分周器、３０は第３の位相比較器、３１は低
域濾波器、３２は基準発振器、３３は基準分周器
で、アナログスイツチ２７、電圧制御発振器１４
と共に、第３のPLLを構成する。３４は制御入
力装置、３５は選局制御回路、３６はアナログス
イツチである。制御入力装置３４から入力された
チヤンネル番号に対応して、選局制御回路３５の
出力は、可変分周器２９へ分周比を与え、第３の
PLLが定常状態になつた後、アナログスイツチ
２７、アナログスイツチ３６を第３のPLL側か
ら第２のPLL側に切替える。３７は映像信号低
域濾波器、３８は映像出力装置、３９は音声中間
周波増幅器、４０は周波数弁別器、４１は音声出
力装置である。
高周波入力部１３には、複数のテレビジヨン放
送波が入力される。その中のあるチヤンネルの映
像搬送波をUv(t)、音声搬送波をUs(t)とする。
送波が入力される。その中のあるチヤンネルの映
像搬送波をUv(t)、音声搬送波をUs(t)とする。
Uv(t)は残留側帯波変調されているから、
Uv(t)＝Re｛〔Ｉ(t)＋jQ(t)〕expj〔ωvt＋v〕｝
＝Ｉ(t)cos〔ωvt＋v〕−Ｑ(t)sin〔ωvt＋v〕
……（15） と表せる。ここで、Reは｛ ｝内の式の実数部、
Ｉ(t)は搬送波に対し同相成分の振幅で映像信号
を含む。Ｑ(t)は搬送波に対し直交成分の振幅、
ωvは映像搬送波の角周波数、vは映像搬送波の
位相である。
……（15） と表せる。ここで、Reは｛ ｝内の式の実数部、
Ｉ(t)は搬送波に対し同相成分の振幅で映像信号
を含む。Ｑ(t)は搬送波に対し直交成分の振幅、
ωvは映像搬送波の角周波数、vは映像搬送波の
位相である。
第１の電圧制御発振器１４の出力を
Uo(t)＝Aocos（ωot＋o） ……(1)′
とし、これを式（15）の映像搬送波Uv(t)と共に
電圧乗算器から成る第１の同期検波器１５に加え
ると、その出力Vpv(t)は Upv(t)＝｛Ｉ(t)cos〔ωvt＋v〕 −Ｑ(t)sin〔ωvt＋v〕｝Aocos（ωot＋o） ＝AoI(t)cos〔ωvt＋v〕cos（ωot＋o） −AoQ(t)sin〔ωvt＋v〕cos（ωot＋o） ＝Aol（ｔ）／２｛cos〔（ωv＋ωo）ｔ＋v＋o〕
＋ cos〔（ωv−ωo）ｔ＋v−o〕｝ −AoQ（ｔ）／２｛sin〔（ωv＋ωo）ｔ＋v＋o〕 ＋sin〔（ωv−ωo）ｔ＋v−o〕｝ ……(16) いま、電圧制御発振器出力が、映像搬送波に同
期すると、ωo＝ωvであるから、 Upv(t)＝AoI（ｔ）／２｛cos〔2ωvt＋v＋o〕＋cos 〔v−o〕｝ −AoQ（ｔ）／２｛sin〔2ωvt＋v＋o〕＋sin〔
v− o〕｝ ……(17) 低域濾波器１６で2ωvを除去すると、 Upv(t)＝AoI（ｔ）／２cos−AoQ（ｔ）／２sin ……(18) ここで、はv−oで、映像搬送波と電圧制
御発振出力との位相差である。もし、＝０なら
ば Upv(t)＝AoI（ｔ）／２ ……(19) となる。すなわち映像搬送波に対し同相成分の振
幅が検波出力として得られる。しかし直交成分の
振幅は検波されない。検波出力AoI（ｔ）／２は映像 検波出力として、低域濾波器１６を経て信号増幅
器１７で増幅され、映像信号低域濾波器３７を経
て映像出力装置３８に出力される。低域濾波器１
６の濾波特性は第４図に示されている。なお、同
図において、４２は映像信号ベースバンド、４３
は音声搬送波を示す。映像信号はこの図に示すよ
うにベースバンドで濾波される。この映像信号は
残留側波帯変調から復調されたものであるから、
低域部の検波出力はナイキスト濾波特性で濾波し
た場合の２倍となる。この検波出力の周波数特性
は映像信号低域濾波器３７で補正される。
電圧乗算器から成る第１の同期検波器１５に加え
ると、その出力Vpv(t)は Upv(t)＝｛Ｉ(t)cos〔ωvt＋v〕 −Ｑ(t)sin〔ωvt＋v〕｝Aocos（ωot＋o） ＝AoI(t)cos〔ωvt＋v〕cos（ωot＋o） −AoQ(t)sin〔ωvt＋v〕cos（ωot＋o） ＝Aol（ｔ）／２｛cos〔（ωv＋ωo）ｔ＋v＋o〕
＋ cos〔（ωv−ωo）ｔ＋v−o〕｝ −AoQ（ｔ）／２｛sin〔（ωv＋ωo）ｔ＋v＋o〕 ＋sin〔（ωv−ωo）ｔ＋v−o〕｝ ……(16) いま、電圧制御発振器出力が、映像搬送波に同
期すると、ωo＝ωvであるから、 Upv(t)＝AoI（ｔ）／２｛cos〔2ωvt＋v＋o〕＋cos 〔v−o〕｝ −AoQ（ｔ）／２｛sin〔2ωvt＋v＋o〕＋sin〔
v− o〕｝ ……(17) 低域濾波器１６で2ωvを除去すると、 Upv(t)＝AoI（ｔ）／２cos−AoQ（ｔ）／２sin ……(18) ここで、はv−oで、映像搬送波と電圧制
御発振出力との位相差である。もし、＝０なら
ば Upv(t)＝AoI（ｔ）／２ ……(19) となる。すなわち映像搬送波に対し同相成分の振
幅が検波出力として得られる。しかし直交成分の
振幅は検波されない。検波出力AoI（ｔ）／２は映像 検波出力として、低域濾波器１６を経て信号増幅
器１７で増幅され、映像信号低域濾波器３７を経
て映像出力装置３８に出力される。低域濾波器１
６の濾波特性は第４図に示されている。なお、同
図において、４２は映像信号ベースバンド、４３
は音声搬送波を示す。映像信号はこの図に示すよ
うにベースバンドで濾波される。この映像信号は
残留側波帯変調から復調されたものであるから、
低域部の検波出力はナイキスト濾波特性で濾波し
た場合の２倍となる。この検波出力の周波数特性
は映像信号低域濾波器３７で補正される。
テレビジヨン放送の音声搬送波Us(t)は周波数
変調されているから、 Us(t)＝Ascos〔｛ωs＋Ｓ(t)｝ｔ＋s〕 ……(20) で表せる。ここで、Asは音声搬送波の振幅、ωs
は音声搬送波の角周波数、Ｓ(t)は音声信号、s
は音声搬送波の位相である。
変調されているから、 Us(t)＝Ascos〔｛ωs＋Ｓ(t)｝ｔ＋s〕 ……(20) で表せる。ここで、Asは音声搬送波の振幅、ωs
は音声搬送波の角周波数、Ｓ(t)は音声信号、s
は音声搬送波の位相である。
このUs(t)と式(1)′のUo(t)を同期検波器１５に
加えると、その出力は、 Ups＝Ascos〔｛ωs＋Ｓ(t)｝ｔ＋s〕Aocos（ωot＋
o） ＝AsAo／２cos〔（ωs＋ωo）ｔ＋Ｓ(t)ｔ＋s＋o
〕 ＋AsAo／２cos〔（ωs−ωo）ｔ＋Ｓ(t)ｔ＋s−o
〕 ……(21) 低域濾波器１６でωs＋ωoの周波数成分を除去す
ると、 Ups(t)＝AsAo／２cos〔（ωs−ωo）ｔ＋Ｓ(t)ｔ＋s −o〕 ＝AsAo／２cos〔｛ωIF＋Ｓ(t)｝ｔ＋IF〕……(22) ここで、ωIFはωs−ωoで音声中間角周波数、
IFはs−oで音声中間搬送波の位相である。式
（２２）は式(20)で示される高周波音声搬送波を中間
周波音声搬送波に変換したものに他ならない。
加えると、その出力は、 Ups＝Ascos〔｛ωs＋Ｓ(t)｝ｔ＋s〕Aocos（ωot＋
o） ＝AsAo／２cos〔（ωs＋ωo）ｔ＋Ｓ(t)ｔ＋s＋o
〕 ＋AsAo／２cos〔（ωs−ωo）ｔ＋Ｓ(t)ｔ＋s−o
〕 ……(21) 低域濾波器１６でωs＋ωoの周波数成分を除去す
ると、 Ups(t)＝AsAo／２cos〔（ωs−ωo）ｔ＋Ｓ(t)ｔ＋s −o〕 ＝AsAo／２cos〔｛ωIF＋Ｓ(t)｝ｔ＋IF〕……(22) ここで、ωIFはωs−ωoで音声中間角周波数、
IFはs−oで音声中間搬送波の位相である。式
（２２）は式(20)で示される高周波音声搬送波を中間
周波音声搬送波に変換したものに他ならない。
低域濾波器１６の濾波特性は、第４図のように
中間周波音声搬送波４３の周波数ωIFをカバーす
るようになつている。ωIFとして4.5MHzをとつて
いるが、この図はNTSC方式の例であり、他の方
式では周波数が異なる。中間周波音声搬送波はこ
の低域濾波器１６を経て、信号増幅器１７および
音声中間周波増幅器３８で増幅される。その出力
は周波数弁別器４０で検波され、音声信号Ｓ(t)
が得られる。Ｓ(t)は音声出力装置４１に供給さ
れる。
中間周波音声搬送波４３の周波数ωIFをカバーす
るようになつている。ωIFとして4.5MHzをとつて
いるが、この図はNTSC方式の例であり、他の方
式では周波数が異なる。中間周波音声搬送波はこ
の低域濾波器１６を経て、信号増幅器１７および
音声中間周波増幅器３８で増幅される。その出力
は周波数弁別器４０で検波され、音声信号Ｓ(t)
が得られる。Ｓ(t)は音声出力装置４１に供給さ
れる。
以上では、映像搬送波Uv(t)の位相と電圧制御
発振器１４の出力Uo(t)の位相との間に差がない
もの、すなわち、＝０として説明したが、この
状態は次のようにして得られる。
発振器１４の出力Uo(t)の位相との間に差がない
もの、すなわち、＝０として説明したが、この
状態は次のようにして得られる。
第１のPLLの働きで、第２の電圧制御発振器
２１の出力UQ(t)は第１の電圧制御発振器１４の
出力と90゜の位相差を持つから UQ(t)＝Aosin（ωot＋o） ……(23) これを式(15)の映像搬送波Uv(t)と共に電圧乗算
器から成る第２の同期検波器２２に加えると、そ
の出力UpQ(t)は UpQ(t)＝｛Ｉ(t)cos〔ωvt＋v〕 −Ｑ(t)sin〔ωvt＋v〕｝Aosin（ωot＋o） ＝AoI(t)cos〔ωvt＋v〕sin（ωot＋o） −AoQ(t)sin〔ωvt＋v〕sin（ωot＋o） ＝AoI（ｔ）／２｛sin〔（ωv＋ωo）ｔ＋v＋o〕 −sin〔（ωv−ωo）ｔ＋v−o〕｝ −AoQ（ｔ）／２｛−cos〔（ωv＋ωo）ｔ＋v＋o
〕 ＋cos〔（ωv−ωo）ｔ＋v−o〕｝ ……(24) ωo＝ωvであるから、 UpQ(t)＝AoI（ｔ）／２｛sin〔2ωvt＋v＋o〕 −sin〔v−o〕｝−AoQ（ｔ）／２｛−cos〔2ωvt
＋ v＋o〕 ＋cos〔v−o〕｝ ……(25) 低域濾波器２３で2ωv信号を除去すると、 UpQ(t)＝−AoI（ｔ）／２sin−AoQ（ｔ）／２cos ……(26) が得られる。このUpQ(t)は信号増幅器２４で増幅
され、第２の位相比較器２５に加えられる。
２１の出力UQ(t)は第１の電圧制御発振器１４の
出力と90゜の位相差を持つから UQ(t)＝Aosin（ωot＋o） ……(23) これを式(15)の映像搬送波Uv(t)と共に電圧乗算
器から成る第２の同期検波器２２に加えると、そ
の出力UpQ(t)は UpQ(t)＝｛Ｉ(t)cos〔ωvt＋v〕 −Ｑ(t)sin〔ωvt＋v〕｝Aosin（ωot＋o） ＝AoI(t)cos〔ωvt＋v〕sin（ωot＋o） −AoQ(t)sin〔ωvt＋v〕sin（ωot＋o） ＝AoI（ｔ）／２｛sin〔（ωv＋ωo）ｔ＋v＋o〕 −sin〔（ωv−ωo）ｔ＋v−o〕｝ −AoQ（ｔ）／２｛−cos〔（ωv＋ωo）ｔ＋v＋o
〕 ＋cos〔（ωv−ωo）ｔ＋v−o〕｝ ……(24) ωo＝ωvであるから、 UpQ(t)＝AoI（ｔ）／２｛sin〔2ωvt＋v＋o〕 −sin〔v−o〕｝−AoQ（ｔ）／２｛−cos〔2ωvt
＋ v＋o〕 ＋cos〔v−o〕｝ ……(25) 低域濾波器２３で2ωv信号を除去すると、 UpQ(t)＝−AoI（ｔ）／２sin−AoQ（ｔ）／２cos ……(26) が得られる。このUpQ(t)は信号増幅器２４で増幅
され、第２の位相比較器２５に加えられる。
制御電圧Uc2(t)は位相比較器２５で、式(18)と
式(26)で得られるVpv(t)およびUpQ(t)を電圧乗算し
て得られる。
式(26)で得られるVpv(t)およびUpQ(t)を電圧乗算し
て得られる。
Uc2(t)＝Upv(t)・UpQ(t)
＝｛AoI（ｔ）／２cos−AoQ（ｔ）／２sin｝
｛−AoI（ｔ）／２sin−AoQ（ｔ）／２cos｝
−Ao2／８｛Ｉ(t)2−Ｑ(t)2｝Θ−Ao2／４｛Ｉ(t)Ｑ(
t)｝ ……(27) ここでΘ＝2である。
t)｝ ……(27) ここでΘ＝2である。
映像搬送波Uv(t)は残留側波帯特性を持つてい
るから、同相成分Ｉ(t)は直交成分Ｑ(t)よりも常
に大きい。したがつて、−Ao／８｛Ｉ(t)2−Ｑ(t)2｝ ≠０である。この時、ループ雑音帯域幅が−
Ao2／４｛Ｉ(t)Ｑ(t)｝を除去するのに充分狭ければ、 第１の電圧制御発振器１４はΘ＝０となるように
制御される。すなわち第２のPLLは＝０とな
るように制御される。＝０のとき、式(19)です
でに示した通り、映像搬送波に対し同相成分の振
幅が検波出力として得られる。
るから、同相成分Ｉ(t)は直交成分Ｑ(t)よりも常
に大きい。したがつて、−Ao／８｛Ｉ(t)2−Ｑ(t)2｝ ≠０である。この時、ループ雑音帯域幅が−
Ao2／４｛Ｉ(t)Ｑ(t)｝を除去するのに充分狭ければ、 第１の電圧制御発振器１４はΘ＝０となるように
制御される。すなわち第２のPLLは＝０とな
るように制御される。＝０のとき、式(19)です
でに示した通り、映像搬送波に対し同相成分の振
幅が検波出力として得られる。
次に第３のPLLによる周波数シンセサイザに
ついて説明する。これまでは第１の電圧制御発振
器１４の位相制御について述べてきたが、そこで
は第１の電圧制御発振器１４の発振周波数ωo(t)
は入力映像搬送波周波数ωv(t)に等しいとしてき
た。第２のPLLはすでに述べた通り位相につい
て制御動作をするが、それだけにとどまらず
PLLの引込み範囲内で、周波数についても負帰
還動作をする。周波数シンセサイザは、この引込
み範囲内で第１の電圧制御発振器１４の発振周波
数を合成するために設けた第３のPLLである。
ついて説明する。これまでは第１の電圧制御発振
器１４の位相制御について述べてきたが、そこで
は第１の電圧制御発振器１４の発振周波数ωo(t)
は入力映像搬送波周波数ωv(t)に等しいとしてき
た。第２のPLLはすでに述べた通り位相につい
て制御動作をするが、それだけにとどまらず
PLLの引込み範囲内で、周波数についても負帰
還動作をする。周波数シンセサイザは、この引込
み範囲内で第１の電圧制御発振器１４の発振周波
数を合成するために設けた第３のPLLである。
制御入力装置３４から入力されたチヤンネル番
号に対応して、選局制御回路３５は可変分周器２
９へ分周比を与える。電圧制御発振器１４の出力
はプリスケーラ２８であらかじめ分周され、可変
分周器２９に加えられているが、その分周比は上
述した手段で与えられている。
号に対応して、選局制御回路３５は可変分周器２
９へ分周比を与える。電圧制御発振器１４の出力
はプリスケーラ２８であらかじめ分周され、可変
分周器２９に加えられているが、その分周比は上
述した手段で与えられている。
可変分周器２９の出力は位相比較器３０の一方
の入力端子に加えられ、基準発振器３２の出力が
基準分周器３３で分周された基準信号が第３の位
相比較器３０の他方の端子に加えられる。第３の
位相比較器３０で上記２つの入力が比較され、そ
の出力が低域濾波器３１およびアナログスイツチ
２７を経て電圧制御発振器１４に加わる。基準発
振器３２を水晶発振子で精度よく制御しておけ
ば、第１の電圧制御発振器１４は選局希望のチヤ
ンネルの映像搬送波数とごくわずかの周波数差で
発振をする。この周波数差は非常に小さいので、
引込み時間は選局動作をするのに充分短くなる。
の入力端子に加えられ、基準発振器３２の出力が
基準分周器３３で分周された基準信号が第３の位
相比較器３０の他方の端子に加えられる。第３の
位相比較器３０で上記２つの入力が比較され、そ
の出力が低域濾波器３１およびアナログスイツチ
２７を経て電圧制御発振器１４に加わる。基準発
振器３２を水晶発振子で精度よく制御しておけ
ば、第１の電圧制御発振器１４は選局希望のチヤ
ンネルの映像搬送波数とごくわずかの周波数差で
発振をする。この周波数差は非常に小さいので、
引込み時間は選局動作をするのに充分短くなる。
選局制御回路３５の出力は、また、周波数シン
セサイザが定常状態になつた後、アナログスイツ
チ２７、アナログスイツチ３６を制御して、第３
のPLLを開くと共に、第２のPLLを閉じる。第
３のPLLが開く直前までは、低域濾波器３１の
出力電圧はアナログスイツチ２７を介して第１の
電圧制御発振器１４に加えられているが、同時に
アナログスイツチ３６を介して低域濾波器２６に
も加えられている。ただし、アナログスイツチ２
７は低域濾波器２６の出力端子と第１の電圧制御
発振器１４の間を遮断している。次にアナログス
イツチ２７が低域濾波器３１と第１の電圧制御発
振器１４の間を遮断し、低域濾波器２６と第１の
電圧制御発振器１４の間を接続すると同時に、ア
ナログスイツチ３６を遮断する。低域濾波器２６
に第３のPLLから加えられていた周波数合成用
電圧が保持され放電してしまわない内に、第２の
位相比較器２５から、先に求めた電圧制御局部発
振器制御用電圧Uc(t)が加えられる。この切替作
動後に第２のPLLは閉回路となる。
セサイザが定常状態になつた後、アナログスイツ
チ２７、アナログスイツチ３６を制御して、第３
のPLLを開くと共に、第２のPLLを閉じる。第
３のPLLが開く直前までは、低域濾波器３１の
出力電圧はアナログスイツチ２７を介して第１の
電圧制御発振器１４に加えられているが、同時に
アナログスイツチ３６を介して低域濾波器２６に
も加えられている。ただし、アナログスイツチ２
７は低域濾波器２６の出力端子と第１の電圧制御
発振器１４の間を遮断している。次にアナログス
イツチ２７が低域濾波器３１と第１の電圧制御発
振器１４の間を遮断し、低域濾波器２６と第１の
電圧制御発振器１４の間を接続すると同時に、ア
ナログスイツチ３６を遮断する。低域濾波器２６
に第３のPLLから加えられていた周波数合成用
電圧が保持され放電してしまわない内に、第２の
位相比較器２５から、先に求めた電圧制御局部発
振器制御用電圧Uc(t)が加えられる。この切替作
動後に第２のPLLは閉回路となる。
以上のようにして、まず、第３のPLLから成
る周波数シンセサイザで選局希望の局の映像搬送
波周波数ωv(t)近傍の周波数を持つ第１の電圧制
御発振器１４の出力Uo(t)を発生させ、次に第２
のPLLで前記電圧制御発振器出力Uo(t)の周波数
ωo(t)および位相o(t)を、前記映像搬送波周波数
ωv(t)および位相v(t)にそれぞれ等しく制御し、
第１の同期検波器１５で、映像搬送波に対しては
同期検波し、音声搬送波に対しては周波数変換す
る同期受信系で受信状態に入る。
る周波数シンセサイザで選局希望の局の映像搬送
波周波数ωv(t)近傍の周波数を持つ第１の電圧制
御発振器１４の出力Uo(t)を発生させ、次に第２
のPLLで前記電圧制御発振器出力Uo(t)の周波数
ωo(t)および位相o(t)を、前記映像搬送波周波数
ωv(t)および位相v(t)にそれぞれ等しく制御し、
第１の同期検波器１５で、映像搬送波に対しては
同期検波し、音声搬送波に対しては周波数変換す
る同期受信系で受信状態に入る。
なお、高周波入力部１３、第１の電圧制御発振
器１４、第１の同期検波器１５、第１の位相比較
器１８、第２の電圧制御発振器２１、第２の同期
検波器２２、プリスケーラ２８などを1GHz近く
まで動作させるには、高移動度デバイス、特に
GaAsデバイスが有効である。
器１４、第１の同期検波器１５、第１の位相比較
器１８、第２の電圧制御発振器２１、第２の同期
検波器２２、プリスケーラ２８などを1GHz近く
まで動作させるには、高移動度デバイス、特に
GaAsデバイスが有効である。
以上に述べたとおり、本発明では同期搬送波再
生方式の同期受信機において、90゜移相器の代わ
りに、２つの入力信号の位相差が90゜のとき同期
する第１のPLLを用いているので、テレビジヨ
ン受信機のように広帯域にわたる周波数範囲の信
号を受信する場合に、容易に90゜の位相差を持つ
２つの同期搬送波を得ることができる。
生方式の同期受信機において、90゜移相器の代わ
りに、２つの入力信号の位相差が90゜のとき同期
する第１のPLLを用いているので、テレビジヨ
ン受信機のように広帯域にわたる周波数範囲の信
号を受信する場合に、容易に90゜の位相差を持つ
２つの同期搬送波を得ることができる。
例えば本発明をテレビジヨン受信機に応用すれ
ば、第１の電圧制御発振器１４の発振出力の位相
を、選局希望の局の映像搬送波の位相に同期さ
せ、映像信号および音声中間周波信号を得ている
ので、従来のテレビジヨンチユーナのようなイン
ダクタと可変容量ダイオードを使用した同調方式
に比べ、集積回路化が容易となり、またチユーナ
の製造工程での無調整化が実現できる。
ば、第１の電圧制御発振器１４の発振出力の位相
を、選局希望の局の映像搬送波の位相に同期さ
せ、映像信号および音声中間周波信号を得ている
ので、従来のテレビジヨンチユーナのようなイン
ダクタと可変容量ダイオードを使用した同調方式
に比べ、集積回路化が容易となり、またチユーナ
の製造工程での無調整化が実現できる。
また、ベースバンドに復調された映像信号と、
中間周波に変換された音声中間周波信号を、第４
図のような濾波特性を持つ低域濾波器１６で濾波
し、信号増幅器１７で両者を増幅する構成とした
場合には、映像信号と音声中間周波信号を１つの
増幅器で増幅しているにも拘らず、従来のインタ
ーキヤリア音声受信方式のように、映像信号が音
声信号に混信することがない。特に音声多重によ
る音楽のステレオ放送のバズ対策として有効であ
る。
中間周波に変換された音声中間周波信号を、第４
図のような濾波特性を持つ低域濾波器１６で濾波
し、信号増幅器１７で両者を増幅する構成とした
場合には、映像信号と音声中間周波信号を１つの
増幅器で増幅しているにも拘らず、従来のインタ
ーキヤリア音声受信方式のように、映像信号が音
声信号に混信することがない。特に音声多重によ
る音楽のステレオ放送のバズ対策として有効であ
る。
さらに、第３のPLLから成る周波数シンセサ
イザで選局希望の局の映像搬送波周波数ωv(t)近
傍の周波数を持つ第１の電圧制御発振器１４の出
力Uo(t)を発生させ、次に第２のPLLで同期受信
する構成とすることにより、多数のチヤンネルか
ら成るテレビジヨン放送の中から１つのチヤンネ
ルを選ぶのに便利であり、また同期引込み時間を
短くすることができる。
イザで選局希望の局の映像搬送波周波数ωv(t)近
傍の周波数を持つ第１の電圧制御発振器１４の出
力Uo(t)を発生させ、次に第２のPLLで同期受信
する構成とすることにより、多数のチヤンネルか
ら成るテレビジヨン放送の中から１つのチヤンネ
ルを選ぶのに便利であり、また同期引込み時間を
短くすることができる。
さらにまた、最近、テレビジヨンチユーナに
GaAsを材料とする可変容量ダイオードおよび高
周波トランジスタを応用しようとする試みがある
が、これはあくまで従来の可変容量ダイオードと
インダクタによる同調方式に留つており、GaAs
デバイスを応用してはじめて実現できる方式では
ない。本発明は従来のSiデバイスでは構成不可能
なテレビジヨン同期受信機を、GaAsICによる同
期検波器および位相比較器の導入により実用化を
可能としたものである。
GaAsを材料とする可変容量ダイオードおよび高
周波トランジスタを応用しようとする試みがある
が、これはあくまで従来の可変容量ダイオードと
インダクタによる同調方式に留つており、GaAs
デバイスを応用してはじめて実現できる方式では
ない。本発明は従来のSiデバイスでは構成不可能
なテレビジヨン同期受信機を、GaAsICによる同
期検波器および位相比較器の導入により実用化を
可能としたものである。
第１図は従来例の要部ブロツク図、第２図は本
発明の一実施例の要部ブロツク図、第３図は本発
明の他の実施例の要部ブロツク図、第４図は信号
増幅器の濾波特性の一例を示す図である。 １……第１の同期検波器、２……第２の同期検
波器、３……低域濾波器、４……低域濾波器、５
……第２の位相比較器、６……低域濾波器、７…
…第１の電圧制御発振器、９……第１の位相比較
器、１０……低域濾波器、１１……電圧加算器、
１２……第２の電圧制御発振器、１４……第１の
電圧制御発振器、１５……第１の同期検波器、１
６……低域濾波器、１７……信号増幅器、１８…
…第１の位相比較器、１９……低域濾波器、２０
……電圧加算器、２１……第２の電圧制御発振
器、２２……第２の同期検波器、２３……低域濾
波器、２５……第２の位相比較器、２６……低域
濾波器、２８……プリスケーラ、２９……可変分
周器、３０……第３の位相比較器、３１……低域
濾波器、３４……制御入力装置、４１……音声出
力装置、３８……映像出力装置。
発明の一実施例の要部ブロツク図、第３図は本発
明の他の実施例の要部ブロツク図、第４図は信号
増幅器の濾波特性の一例を示す図である。 １……第１の同期検波器、２……第２の同期検
波器、３……低域濾波器、４……低域濾波器、５
……第２の位相比較器、６……低域濾波器、７…
…第１の電圧制御発振器、９……第１の位相比較
器、１０……低域濾波器、１１……電圧加算器、
１２……第２の電圧制御発振器、１４……第１の
電圧制御発振器、１５……第１の同期検波器、１
６……低域濾波器、１７……信号増幅器、１８…
…第１の位相比較器、１９……低域濾波器、２０
……電圧加算器、２１……第２の電圧制御発振
器、２２……第２の同期検波器、２３……低域濾
波器、２５……第２の位相比較器、２６……低域
濾波器、２８……プリスケーラ、２９……可変分
周器、３０……第３の位相比較器、３１……低域
濾波器、３４……制御入力装置、４１……音声出
力装置、３８……映像出力装置。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 第１および第２の電圧制御発振器と、前記第
１および第２の電圧制御発振器の出力の位相を比
較する第１の位相比較器と、前記第１および第２
の電圧制御発振器の出力をそれぞれ同期搬送波と
し、これら２つの同期搬送波によつて、受信機入
力部から入力される変調搬送波の同相および直交
成分を検波する第１および第２の同期検波器と、
前記第１および第２の同期検波器の出力から前記
変調搬送波と前記第１の電圧制御発振器の出力の
位相差を検出する第２の位相比較器とを備え、前
記第１の位相比較器と、その出力を低域濾波する
第１の低域濾波器と、前記第２の電圧制御発振器
を含めてなる第１の位相ロツクループに、前記第
１の電圧制御発振器の出力を入力することによつ
て前記第２の電圧制御発振器の出力の位相が前記
第１の電圧制御発振器の出力と90゜の位相差が生
じるようにし、かつ、この90゜の位相差を持つた
２つの出力によつて同期検波される２つの検波出
力から前記変調搬送波と前記第１の電圧制御発振
器の出力の位相誤差が最小になるように、前記第
２の位相比較器の出力で第２の低域濾波器を介し
て前記第１の電圧制御発振器を制御する第２の位
相ロツクループを構成したことを特徴とする受信
機。 ２ 前記変調搬送波が、テレビジヨン信号搬送波
であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の受信機。 ３ 前記テレビジヨン信号搬送波から得られるテ
レビジヨン信号中の映像信号検波出力と音声中間
周波信号を濾波する低域濾波器、および増幅する
信号増幅器を備えたことを特徴とする特許請求の
範囲第２項記載の受信機。 ４ 前記第１と第２の位相ロツクループの他に、
選局希望のチヤンネルの映像搬送波周波数を合成
する第３の位相ロツクループを備え、該第３の位
相ロツクループが定常状態になつた後に前記第２
の位相ロツクループを閉回路とするように構成し
たことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
受信機。 ５ 前記第１および第２の同期検波器、前記第１
の位相比較器をGaAs集積回路に組み込んだこと
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の受信
機。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10027081A JPS589437A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | 受信機 |
| US06/379,994 US4461035A (en) | 1981-05-22 | 1982-05-19 | Television synchronous receiver |
| DE8282302614T DE3276290D1 (en) | 1981-05-22 | 1982-05-21 | Television synchronous receiver |
| EP82302614A EP0066430B1 (en) | 1981-05-22 | 1982-05-21 | Television synchronous receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10027081A JPS589437A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | 受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS589437A JPS589437A (ja) | 1983-01-19 |
| JPS642294B2 true JPS642294B2 (ja) | 1989-01-17 |
Family
ID=14269505
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10027081A Granted JPS589437A (ja) | 1981-05-22 | 1981-06-26 | 受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS589437A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3033617U (ja) * | 1996-07-16 | 1997-01-28 | 株式会社はくぶん | オルゴールケース及びこれを収納したオルゴール箱 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS607273A (ja) * | 1983-06-24 | 1985-01-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | テレビジヨン同期受信機 |
| JPS607271A (ja) * | 1983-06-24 | 1985-01-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | テレビジヨン同期受信機 |
| JPS607272A (ja) * | 1983-06-24 | 1985-01-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | テレビジヨン同期受信機 |
-
1981
- 1981-06-26 JP JP10027081A patent/JPS589437A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3033617U (ja) * | 1996-07-16 | 1997-01-28 | 株式会社はくぶん | オルゴールケース及びこれを収納したオルゴール箱 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS589437A (ja) | 1983-01-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4091410A (en) | Frequency and phase lock loop synchronous detecting system having a pair of phase lock conditions | |
| JP2907848B2 (ja) | フェーズロック受信機における２重ポートｆｍ復調 | |
| JPH0410255B2 (ja) | ||
| US4192968A (en) | Receiver for compatible AM stereo signals | |
| US4628270A (en) | Frequency-agile synchronous demodulator | |
| US3031529A (en) | Phase-frequency control system for carrier-multiplex receiver | |
| JPH0685710A (ja) | 受信機 | |
| US4691375A (en) | Data transmission using a transparent tone-in band system | |
| US4864640A (en) | Directly mixing synchronous receiver | |
| KR970007985B1 (ko) | 직접 혼합 동기 am 수신기 | |
| US4232189A (en) | AM Stereo receivers | |
| JPS642294B2 (ja) | ||
| US4461035A (en) | Television synchronous receiver | |
| FI74177B (fi) | Pilottondemodulator foer stereotelevisionsmottagning. | |
| US4578706A (en) | Television synchronous receiver | |
| JPH0328624Y2 (ja) | ||
| JPH036070Y2 (ja) | ||
| JPH0846433A (ja) | ビデオ信号復調回路 | |
| JPH0464217B2 (ja) | ||
| JP3462277B2 (ja) | 搬送波再生回路 | |
| JP3396047B2 (ja) | 受信装置 | |
| JPH0336139Y2 (ja) | ||
| JPS63219287A (ja) | 自動周波数・位相制御回路 | |
| JPH0155627B2 (ja) | ||
| JP3511354B2 (ja) | Ｐｌｌフィードフォワード回路 |