JP4004018B2 - 周波数変換器及びこれを用いた無線通信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数変換器及びこれを用いた無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話機、携帯情報端末などの無線端末の小型化、低価格化及び低消費電力化が精力的に進められている。無線端末の小型化及び低価格化の双方の要求を満たすために、端末の無線部（無線周波数帯の信号を扱う回路部分）に用いられる回路を極力ＩＣ（集積回路）によって実現する方法が採られている。
【０００３】
一方、無線端末の低消費電力化は、ＩＣ化技術により達成されるのではなく、主にトランジスタのような能動素子と、キャパシタなどのパッシブ素子を含むデバイスの特性向上及び回路技術の向上により実現される。
【０００４】
無線端末の無線部における機能回路の一つとして、受信信号をより低い周波数に変換したり、送信信号をより高い周波数に変換したりするための周波数変換器が挙げられる。従来の周波数変換器としては、例えばシングルバランスミキサ（ＳＢＭ）やダブルバランスミキサ（ＤＢＭ）が知られている。以下に、受信信号をより低い周波数に変換するダウンコンバータについて述べる。
【０００５】
ＳＢＭは、それぞれ一組のＧｍ（相互コンダクタンス）増幅器と差動対トランジスタにより構成される。ＲＦ入力信号は、Ｇｍ増幅器により電圧−電流変換され、差動対トランジスタの共通エミッタ端子に入力される。一方、ローカル信号は、差動対トランジスタのベース端子間に入力される。差動対トランジスタによって、Ｇｍ増幅器から出力されるＲＦ信号電流をローカル信号周波数でスイッチングすることにより、差動対トランジスタの二つのコレクタ端子からＲＦ入力信号を周波数変換した周波数変換出力信号が差動電流として得られる。
【０００６】
ＤＢＭは、それぞれ二組のＧｍ（相互コンダクタンス）増幅器と、電流スイッチとして用いられる差動対トランジスタにより構成される。ただし、差動増幅器を用いたＧｍ増幅器を用いる場合、Ｇｍ増幅器は一組で良い。ＲＦ入力信号は二組のＧｍ増幅器により電圧−電流変換され、差動電流として二組の差動対トランジスタの共通エミッタ端子に入力される。一方、ローカル信号は二組の差動対トランジスタのベース端子間に入力される。これら二組の差動対トランジスタによって、Ｇｍ増幅器から出力されるＲＦ差動電流をローカル周波数でスイッチングすることにより、差動対トランジスタの二つの共通コレクタ端子からＲＦ入力信号を周波数変換した周波数変換出力信号が差動電流として得られる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述したＳＢＭ、ＤＢＭのような周波数変換器では、Ｇｍ増幅器及び差動対トランジスタの非線形性により周波数変換出力信号に歪、特に３次歪ＩＭ３（３次の相互変調歪）が生じるという問題がある。これらの歪を回路技術によって低減する最も簡単な方法は、Ｇｍ増幅器及び電流スイッチを構成する差動対トランジスタに流す動作電流を大きくすることである。
【０００８】
しかしながら、このようにＧｍ増幅器や差動対トランジスタの動作電流を大きくして歪を低減させる手法では、歪の指標として一般に知られている３次入力換算インセプト点（ＩＩＰ３）を６ｄＢ改善しようとすると、動作電流を約２倍大きくする必要があり、低消費電力化の観点から望ましくない。
【０００９】
本発明は、動作電流を大きく増加させることなく歪を低減させることができる周波数変換器を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明に係る周波数変換器では、入力ＲＦ信号をローカル信号により所定の変換利得で周波数変換する主ミキサと、入力ＲＦ信号をローカル信号により主ミキサの変換利得より低い変換利得で周波数変換する歪補償用ミキサを並列に配置し、加算回路５によって主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４からの出力信号を互いに逆相の関係で加算することにより周波数変換出力信号を生成する。
【００１１】
このように構成された周波数変換器では、例えば歪補償用ミキサの動作電流を主ミキサのそれに比べて小さくすることにより、主ミキサの出力に含まれる歪成分と歪補償用ミキサの出力に含まれる歪成分をほぼ同振幅かつ同相または逆相の関係にできるので、両ミキサの出力信号を逆相の関係で加算すると、歪成分は相殺される。一方、主ミキサの変換利得は歪補償用ミキサに比べ高いので、所望波レベルはほぼ主ミキサから得られた所望波レベルに等しくできる。
【００１２】
また、主ミキサ及び歪補償用ミキサに互いに位相の異なる第１及び第２のローカル信号をそれぞれ入力してもよい。第１及び第２のローカル信号は、例えばローカル発振器から供給される原ローカル信号を入力とする移相器によって生成される。この構成は、主ミキサ及び歪補償用ミキサにおける相互コンダクタンス増幅器にそれぞれ用いる縮退インピーダンス素子が異なるの素子である場合、特に有効である。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。なお、以下の説明では主に、無線端末の無線部のうち受信部に用いる周波数変換器を想定して説明を進めるが、送信部の周波数変換器に対しても本発明を適用することができる。また、トランジスタとしてバイポーラトランジスタを用いて説明するが、本発明に係る周波数変換器は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いて同様に実現することが可能である。
【００１４】
（第１の実施形態）
図１に、本発明の基本的な第１の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す。第１の入力端子１には、周波数変換されるべき入力信号としてＲＦ入力信号が入力され、第２の入力端子２には、ローカル信号が入力される。ＲＦ入力信号及びローカル信号は、主ミキサ（第１のミキサ）３に入力されると共に、歪補償用ミキサ（第２のミキサ）４にも入力される。主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４では、ＲＦ入力信号がローカル信号に従って周波数変換される。言い換えれば、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４はＲＦ入力信号にローカル信号を乗じる乗算器として機能する。
【００１５】
主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４からの出力信号は、加算回路５によって互いに逆相で加算される。例えば、主ミキサ３の出力信号を正相として、歪補償用ミキサ４からの出力信号は逆相として、加算回路５で加算される。加算回路５は、後述するように例えば結線の操作による電流減算により実現することもできる。加算回路５からの出力信号は、周波数変換出力信号として出力端子６から出力される。
【００１６】
ここで、主ミキサ３の変換利得に対して、歪補償用ミキサ４の変換利得は小さく設定される。これにより主ミキサ３からの所望波出力Ｄｍと歪補償用ミキサ４からの所望波出力Ｄｃの関係は、
Ｄｍ＞Ｄｃ （１）
となる。
【００１７】
さらに、主ミキサ３からの出力の３次歪ＩＭ３ｍ及び歪補償用ミキサ４からの出力の３次歪ＩＭ３ｃが近似的に、
ＩＭ３ｍ＝ＩＭ３ｃ （２）
と等しくなるように、ミキサ３及び４は設計される。式（１）（２）の条件を満たすことができる具体的な設計手法については、後に詳しく説明する。
【００１８】
このとき、加算回路５で主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４からの出力信号を互いに逆相で加算することにより、近似的に３次歪は打ち消され、周波数変換出力信号にはほぼ主ミキサ３からの所望波出力と同等の振幅の所望波が得られる。
【００１９】
図１中において各部の信号スペクトルを（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）で示すように、入力端子１にＲＦ入力信号として２トーンの所望波（Ｄ波）（Ａ）を入力したとき、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４からの出力信号（Ｂ），（Ｃ）においては、３次歪ＩＭ３の成分は等しいが（ＩＭ３ｍ＝ＩＭ３ｃ）、主ミキサ３の変換利得に対して歪補償用ミキサ４の変換利得が小さいため、Ｄ波の成分は前者に対して後者が小さく（Ｄｍ＞Ｄｃ）となっている。従って、加算回路５の出力（Ｄ）では、ＩＭ３の成分は打ち消されており、ほぼＤ波成分のみとなる。
【００２０】
具体的に、例えば主ミキサ３からの所望波出力Ｄｍの電流振幅を１とし、歪補償用ミキサ４からの所望波出力Ｄｃの電流振幅を１／３とした場合、主ミキサ３のみに比べて周波数変換出力信号の電流振幅は約３．５ｄＢの減衰となる。しかしながら、３次歪ＩＭ３は原理的に無限小となるため、歪の指標となる３次入力換算インセプト点（ＩＩＰ３）は増大する。但し、所望波の利得が３．５ｄＢ減衰するため、歪以外の主要な特性である利得や雑音の要求値を考慮すると、歪補償用ミキサ４からの所望波出力Ｄｃの電流振幅を１／３以上に大きくするのは有用でない。
【００２１】
図２は、図１の周波数変換器における主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４をより具体的に示している。主ミキサ３は相互コンダクタンス増幅器（以下、Ｇｍ増幅器という）Ａ１と、その出力側に接続された電流スイッチＳＷ１からなり、歪補償用ミキサ４も同様にＧｍ増幅器Ａ２と、その出力側に接続された電流スイッチＳＷ２からなる。Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２はＲＦ入力信号を電圧−電流変換する。電流スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、ローカル信号ＬＯに従ってスイッチング動作を行う。
【００２２】
ここで、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の利得をそれぞれＧｍ１，Ｇｍ２とすると、これらの関係は上述した主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４の所望波に対する変換利得の条件から、
Ｇｍ１＝Ｍ×Ｇｍ２
（但し、Ｍは３より大きい定数） （３）
であることが望ましい。
【００２３】
この場合、主ミキサ３内のＧｍ増幅器Ａ１を流れる動作電流Ｉ１に対して、歪補償用ミキサ４内のＧｍ増幅器Ａ２を流れる動作電流Ｉ２をＩ１／Ｌ（Ｌ＞Ｍ）、すなわち
Ｉ１＝Ｌ×Ｉ２
（但し、ＬはＭより大きい定数） （４）
と小さくすることにより、Ｇｍ増幅器Ａ１の利得Ｇｍ１に対してＧｍ増幅器Ａ２の利得Ｇｍ２が小さいにも拘わらず、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２で発生する３次歪ＩＭ３はほぼ同じレベルとすることができる。従って、加算回路５での逆相加算によって周波数変換出力信号の３次歪ＩＭ３を最小化することができる。
【００２４】
図３には、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４で用いるＧｍ増幅器の具体的な回路例を示す。図３（ａ）（ｂ）は、周波数変換器をＳＢＭ（シングルバランスミキサ）型構成とした場合に用いるＧｍ増幅器であり、一つのトランジスタＱ１を用いて構成される。図３（ｃ）（ｄ）（ｅ）は、周波数変換器をＤＢＭ（ダブルバランスミキサ）型構成とした場合にそれぞれ用いるＧｍ増幅器であり、差動対トランジスタＱ２，Ｑ３を用いて構成される。
【００２５】
これらの構成において、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３は、いずれもエミッタ接地トランジスタ、すなわち第２主電極であるエミッタ端子が定電位点に接続された接地形式のトランジスタとして動作する。また、図３（ａ）〜（ｅ）ではトランジスタＱ１〜Ｑ３のエミッタ端子とグラウンド間にインピーダンス素子が接続されており、このような素子を一般にはエミッタ縮退インピーダンス素子と呼ぶが、本明細書ではバイポーラトランジスタのみでなく電界効果トランジスタを用いる場合も考慮して、単に縮退インピーダンス素子とも呼ぶ。
【００２６】
図３に示した各々のＧｍ増幅器についてさらに詳しく説明すると、図３（ａ）ではトランジスタＱ１のエミッタ端子（第２主電極）とグラウンド（定電位点）間にインダクタＬ１が挿入され、低雑音性に優れた特性を示す。
【００２７】
トランジスタＱ１のベース端子（制御電極）に入力されるＲＦ入力信号の電圧をＶｉｎとし、インダクタＬ１のインダクタンスを同じ記号Ｌ１で表すと、トランジスタＱ１のコレクタ端子（第１主電極）からの出力電流ｉ１は、近似的に
ｉ１＝Ｖｉｎ／ｊωＬ１ （５）
で表される。一般に、インダクタはＩＣに対して外付けの素子が用いられるが、最近ではＩＣ上にインダクタを製造できるようになってきている。但し、インダクタをＩＣ内に製造する場合、抵抗に比べて製造面積が大きくなる。
【００２８】
図３（ｂ）では、トランジスタＱ１のエミッタ端子とグラウンド間に抵抗Ｒ１が挿入されている。この場合、トランジスタＱ１のベース端子に入力されるＲＦ入力信号の電圧をＶｉｎとし、抵抗Ｒ１の抵抗値を同じ記号Ｒ１で表すと、トランジスタＱ１のコレクタ端子からの出力電流ｉ２は、近似的に
ｉ２＝Ｖｉｎ／Ｒ１ （６）
で表される。
【００２９】
図３（ｃ）は、差動対トランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタ端子間にエミッタ縮退インピーダンス素子としてインダクタＬ２を接続し、トランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタ端子に電流源Ｉｏをそれぞれ接続した差動構成のＧｍ増幅器を示している。エミッタ縮退インピーダンス素子にインダクタを用いると、抵抗をエミッタ縮退インピーダンス素子に用いた場合に比べて雑音特性が向上する。反面、インダクタをＩＣ内に形成すると、チップ面積が増大する。
【００３０】
この場合、トランジスタＱ２，Ｑ３のベース端子間に入力されるＲＦ入力信号の電圧をＶｉｎとし、インダクタＬ２のインダクタンスを同じ記号Ｌ２で表すと、トランジスタＱ１のコレクタ端子からの出力電流ｉ３は、近似的に
ｉ３＝Ｖｉｎ／ｊωＬ２ （７）
で表される。
【００３１】
図３（ｄ）は、差動対トランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタ端子間にエミッタ縮退インピーダンス素子として抵抗Ｒ２を接続し、トランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタ端子に電流源Ｉｏをそれぞれ接続した差動構成のＧｍ増幅器を示している。この場合、トランジスタＱ２，Ｑ３のベース端子間に入力されるＲＦ入力信号の電圧をＶｉｎとし、抵抗Ｒ２の抵抗値を同じ記号Ｒ２で表すと、トランジスタＱ１のコレクタ端子からの出力電流ｉ４は、近似的に
ｉ４＝Ｖｉｎ／Ｒ２ （８）
で表される。
【００３２】
図３（ｅ）は、差動対トランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタ端子間にエミッタ縮退インピーダンス素子としてキャパシタＣ１を接続し、トランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタ端子に電流源Ｉｏをそれぞれ接続した差動構成のＧｍ増幅器を示している。この場合、トランジスタＱ２，Ｑ３のベース端子間に入力されるＲＦ入力信号の電圧をＶｉｎとし、キャパシタＣ１の容量を同じ記号Ｃ１で表すと、トランジスタＱ１のコレクタ端子からの出力電流ｉ５は、近似的に
ｉ５＝ｊωＣ１・Ｖｉｎ （９）
で表される。
【００３３】
図４は、エミッタ縮退インピーダンス素子に抵抗を用いた図３（ｂ）（ｄ）に示すＧｍ増幅器の出力電流ｉ２，ｉ４を位相０°の実数として、図（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）に示すＧｍ増幅器の出力電流ｉ１，ｉ２，ｉ３，ｉ４，ｉ５のそれぞれの位相を示した図であり、Ｒｅは実数軸、Ｉｍｇは虚数軸である。このような位相関係は式（５）〜（９）から明らかであり、この位相関係はＧｍ増幅器の出力電流の所望波成分のみならず、一般に歪成分についても成り立つ。
【００３４】
図１及び図２で説明した手法により歪補償を行うためには、すなわち主ミキサ３及び位相補償用ミキサ４からの各々の出力信号を逆相加算することによって、周波数変換出力信号における３次歪をキャンセルするためには、図２に示した主ミキサ３内のＧｍ増幅器Ａ１からの出力電流と歪補償用ミキサ４内のＧｍ増幅器Ａ２の出力電流の位相関係は、同相または逆相のいずれかの場合に限られる。ただし、図に示すように、主ミキサと歪補償ミキサに与えられるローカル信号は同相である。この位相関係が同相の場合には、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の出力電流を逆相で加算（減算）すればよく、また位相関係が逆相の場合には、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の出力電流を単に加算することにより、３次歪がキャンセルされる。
【００３５】
言い換えれば、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２においては、各々の出力電流が同相となるようにエミッタ縮退インピーダンス素子に同一種類の素子を用いるか、あるいは各々の出力電流が逆相となるようにＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２のうちの一方のＧｍ増幅器ではエミッタ縮退インピーダンス素子にインダクタを用い、他方のＧｍ増幅器ではエミッタ縮退インピーダンス素子にキャパシタを用いればよい。
【００３６】
また、Ｇｍ増幅器に用いるトランジスタのエミッタ端子側から見たインピーダンスを考慮すると、Ｇｍ増幅器の出力電流は単純に式（５）〜（９）のようには表されなくなる。従って、図１及び図２で説明した手法で所望の歪補償を行うには、エミッタ縮退インピーダンス素子に共に抵抗を用いることが必要になる場合もある。
【００３７】
（第２の実施形態）
次に、図５〜図８を用いて本発明の第２の実施形態について説明する。まず、第２の実施形態について具体的に説明する前に、第１の実施形態で説明した主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４内のＧｍ増幅器におけるエミッタ縮退インピーダンス素子の選定法について述べる。
第１の実施形態で説明したような主ミキサ３と歪補償用ミキサ４を並列に配置した構成の周波数変換器において、低雑音特性を実現するためには、主ミキサ３におけるＧｍ増幅器Ａ１内のエミッタ縮退インピーダンス素子に、インダクタを用いることが望まれる。この場合、効果的に歪抑圧を行うためには、歪補償用ミキサ４においてもＧｍ増幅器Ａ２内のエミッタ縮退インピーダンス素子にインダクタを用いることが望まれる。
【００３８】
ＧＨｚ帯の周波数変換器を考えると、ミキサのＧｍ増幅器におけるエミッタ縮退インピーダンス素子として使用されるインダクタの値は、雑音や変換利得の点から数ｎＨが程度がよく用いられる。これに対し、本実施形態においては歪補償用ミキサ４におけるＧｍ増幅器Ａ２内のエミッタ縮退インピーダンス素子に用いるインダクタの値は、式（３）に示した条件Ｇｍ１＝Ｍ×Ｇｍ２（Ｍは３より大きな定数）から、主ミキサ３におけるＧｍ増幅器Ａ２内のエミッタ縮退インピーダンス素子に用いるインダクタの値よりも大きな値、例えば数１０ｎＨ程度が必要となる。このような値の大きなインダクタをＩＣ上で形成しようとすると、専有面積が大きなものとなってしまう。
【００３９】
従って、歪補償用ミキサ４におけるＧｍ増幅器Ａ２内のエミッタ縮退インピーダンス素子には、インダクタ以外の素子、つまり抵抗またはキャパシタを用いることが望まれる。しかし、Ｇｍ増幅器に用いるトランジスタのエミッタ側から見たインピーダンスを考慮すると、単純に抵抗またはキャパシタをＧｍ増幅器Ａ２内のエミッタ縮退インピーダンス素子に用いた場合、主ミキサ３と歪補償用ミキサ４からの出力電流が同相または逆相の関係にならず、加算回路５で主ミキサ３と歪補償用ミキサ４からの出力電流を逆相加算することによる歪キャンセル効果が低減してしまう。
【００４０】
図５は、このような点を解決した本発明の第２の実施形態に係る周波数変換器であり、図１に示した周波数変換器と異なるのは移相器（Phase Shifter）７が追加されている点である。本実施形態では、図示しないローカル発振器からのローカル信号（原ローカル信号）ＬＯが入力端子２を介して移相器７に入力されることによって、位相の異なる第１及び第２のローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２が生成される。第１のローカル信号ＬＯ１は主ミキサ３に入力され、第２のローカル信号ＬＯ２は歪補償用ミキサ４に入力される。
【００４１】
この構成によれば、移相器７を用いて第１及び第２のローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２の位相関係を調整することにより、主ミキサ３と歪補償用ミキサ４からの出力電流の位相関係を逆相にすることができる。
【００４２】
図６は、図５の周波数変換器をさらに詳しく示した図であり、図２の構成に移相器７が追加されている。図２に示したと同様に、主ミキサ３はＧｍ増幅器Ａ１とその出力側に接続された電流スイッチＳＷ１からなり、歪補償用ミキサ４も同様にＧｍ増幅器Ａ２と、その出力側に接続された電流スイッチＳＷ２からなる。Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２はＲＦ入力信号を電圧−電流変換する。
【００４３】
そして、本実施形態では電流スイッチＳＷ１，ＳＷ２は原ローカル信号ＬＯを移相器７に通して得られた第１及び第２のローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２によってそれぞれスイッチングされる。さらに、図２で説明したと同様にＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２の利得Ｇｍ１，Ｇｍ２は、前述した主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４の所望波に対する変換利得の条件から、式（３）に示したＧｍ１＝Ｍ×Ｇｍ２（Ｍは３より大きい定数）の条件を満たすように設定される。
【００４４】
図７には、本実施形態における移相器７の具体的な回路例を示す。二つの抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を対向する二辺に配置し、二つのキャパシタＣ１１，Ｃ１２を対向する他の二辺に配置して構成されるブリッジ回路からなっている。ここで、抵抗Ｒ１１とキャパシタＣ１１の直列回路は積分器を構成し、キャパシタＣ１２と抵抗Ｒ１２の直列は微分器を構成しており、これらが並列接続された構成となっている。このブリッジ回路の両端、つまり積分器及び微分器の両端に、入力の原ローカル信号ＬＯが印加される。第１のローカル信号ＬＯ１は原ローカル信号ＬＯがそのまま取り出され、第２のローカル信号ＬＯ２はブリッジ回路におけるＲ１１，Ｃ１１の接続点とＲ１２，Ｃ１２の接続点との間から、積分器と微分器の出力の差として取り出される。
【００４５】
図７の移相器７により生成される第１及び第２のローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２の振幅と位相の周波数特性は、それぞれ図８（ａ）（ｂ）に示すようになる。図８（ａ）のように、ローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２の振幅−周波数特性は共に平坦であ。一方、図８（ｂ）のように位相−周波数特性はＬＯ１は平坦であるのに対して、ＬＯ２は高域側で位相が減衰する特性となっている。ＬＯ２の位相シフト量（ＬＯ１に対する位相差）は、図７における抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の値を等しくＲとし、キャパシタＣ１１，Ｃ１２の値を等しくＣとしたとき、角周波数ωｏ＝１／（ＣＲ）の周波数でπ／２となる。
【００４６】
このように本実施形態によれば、入力端子２に入力される原ローカル信号ＬＯから移相器７により位相の異なる第１及び第２のローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２を生成して、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４にそれぞれ入力する。従って、移相器７でローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２の位相関係を調整することにより、主ミキサ３と歪補償用ミキサ４からの出力電流の位相関係を逆相にすることができ、加算回路５で主ミキサ３と歪補償用ミキサ４からの出力電流を逆相加算することによる歪の低減を確実に行うことができる。
【００４７】
（第３の実施形態）
図９に、本発明の第３の実施形態として、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４におけるＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２内のエミッタ縮退インピーダンス素子を同一種類の素子（ここでは抵抗）とし、かつミキサ３，４をＳＢＭ型構成とした周波数変換器の具体的な回路例を示す。
【００４８】
主ミキサ３は、差動対トランジスタＱ１０，Ｑ１１からなる電流スイッチＳＷ１と、トランジスタＱ１４とエミッタ縮退抵抗Ｒ３からなるＧｍ増幅器Ａ１により構成される。
歪補償用ミキサ４は、差動トランジスタ対Ｑ１２，Ｑ１３からなる電流スイッチＳＷ２と、トランジスタＱ１５とエミッタ縮退抵抗Ｒ４からなるＧｍ増幅器Ａ２により構成される。トランジスタＱ１５のエミッタ端子には、エミッタ縮退抵抗Ｒ４と直列に抵抗Ｒ５及び接地用キャパシタＣ５が接続され、Ｒ５，Ｃ５とＲ４の接続点はＲＦ周波数においては交流的に接地されているものとする。
【００４９】
本実施形態では、主ミキサ３の出力と歪補償用ミキサ４の出力は電流として互いに逆相で加算（電流減算）される。そこで、主ミキサ３と歪補償用ミキサ４の差動出力電流の極性を反対にするために、トランジスタＱ１０とＱ１２のコレクタ端子を接続し、トランジスタＱ１１とＱ１３のコレクタ端子を接続すると共に、トランジスタＱ１０とＱ１３のベース端子を接続し、トランジスタＱ１１とＱ１２のベース端子を接続している。すなわち、本実施形態においては第１の実施形態で説明した加算回路５は、電流スイッチＳＷ１，ＳＷ２の結線によって実現されている。
【００５０】
Ｇｍ増幅器Ａ１におけるトランジスタＱ１４のベース端子と、Ｇｍ増幅器Ａ２におけるトランジスタＱ１５のベース端子は、ＲＦ入力信号を入力する第１の入力端子１に共通に接続される。一方、電流スイッチＳＷ１，ＳＷ２においては、トランジスタＱ１０，Ｑ１３のベース端子は差動ローカル信号の正信号が入力される第２の入力端子２Ａに共通に接続され、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のベース端子は差動ローカル信号の負信号が入力されるもう一つの第２の入力端子２Ｂに共通に接続される。
【００５１】
トランジスタＱ１４に流れる電流は、抵抗Ｒ３の値とトランジスタＱ１４のエミッタ直流電位により決まり、その電流をＩｏとすると、トランジスタＱ１５に流れる電流は、抵抗Ｒ４，Ｒ５の値とトランジスタＱ１５のベース電位により決まり、その電流はＩｏ／Ｌ（但し、Ｌは定数）となる。
【００５２】
Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の相互コンダクタンスをＧｍ１，Ｇｍ２とすると、Ｇｍ１＝Ｍ×Ｇｍ２（Ｍは３より大きい定数）という式（３）の条件を満たすため、抵抗Ｒ３，Ｒ４の値を同じ記号Ｒ３，Ｒ４で表したとき、
Ｒ４＝Ｍ×Ｒ３
に設定される。Ｍは本質的には１より大きい定数であればよいが、前述したように、主ミキサ３の変換利得に比べ歪補償用ミキサ４の変換利得を１／３以上にすると、周波数変換器全体の利得が３．５ｄＢ減衰され、実用的ではなくなるので、Ｍは３以上の値が望まれる。
【００５３】
トランジスタに流れる電流密度を一定とするため、トランジスタＱ１４とＱ１５の寸法比をＬ：１とし、トランジスタＱ１０，Ｑ１１とＱ１２，Ｑ１３の寸法比も同様にＬ：１とすることが望ましい。ただし、Ｌ：１は必須の条件ではないため、図９においてはＮ：１としている。
【００５４】
定数ＭはＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２の相互コンダクタンスＧｍ１，Ｇｍ２の比または抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ３の比であり、また定数Ｌは抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４，Ｒ５の直列合成抵抗の比である。ここで、Ｌ＞Ｍであり、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の相互コンダクタンスＧｍ１，Ｇｍ２の比以上にＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２に流れる電流の比が大きいので、Ｇｍ増幅器Ａ２はＧｍ増幅器Ａ１に比べて歪が生じやすくなる。
【００５５】
これらの条件において、定数Ｌ及びＭを適当な値（例えば、Ｌ＝１５，Ｍ＝６）に設計することにより、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の３次歪（ＩＭ３）を同じレベルに設定することができる。このときの主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４の所望波出力Ｄと３次歪ＩＭ３のスペクトルを図９中の（Ｂ）（Ｃ）に示す。
【００５６】
主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４において、エミッタ縮退インピーダンス素子を同一種類の素子、すなわち共に抵抗（Ｒ３，Ｒ４及びＲ５）としているため、図９中の（Ｂ）（Ｃ）に示されるように、ミキサ３，４でそれぞれ発生するＩＭ３の位相はほぼ同じであり、振幅もほぼ等しいので、ミキサ３，４の各々の出力電流を逆相で加算することにより、ＩＭ３は抑圧される。図示しないが、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４のエミッタ縮退抵抗Ｒ３，Ｒ４及びＲ５をインダクタに置き換えても歪抑圧が得られることは明らかである。また、Ｒ３及びＲ４をインダクタに置き換え、Ｒ５は電流を決めるため抵抗のままであっても良い。
【００５７】
（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態として、図９に示した周波数変換器を差動化した場合の回路例を図１０に示す。すなわち、図１０の周波数変換器では主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４におけるＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２のエミッタ縮退インピーダンス素子を同一種類の素子（ここでは抵抗）とし、かつ主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４をＤＢＭ型構成としている。
【００５８】
主ミキサ３は、二組の差動トランジスタ対Ｑ４０，Ｑ４１及びＱ４２，Ｑ４３からなる電流スイッチＳＷ１と、トランジスタＱ４８，４９とトランジスタＱ４８，４９のエミッタ端子間に接続されたエミッタ縮退抵抗Ｒ４０からなるＧｍ増幅器Ａ１により構成される。歪補償用ミキサ４は、同様に二組の差動トランジスタ対Ｑ４４，Ｑ４５及びＱ４６，Ｑ４７からなる電流スイッチＳＷ２と、トランジスタＱ５０，Ｑ５１とトランジスタＱ５０，５０のエミッタ端子間に接続されたエミッタ縮退抵抗Ｒ４１からなるＧｍ増幅器Ａ２により構成される。
【００５９】
本実施形態においても、第３の実施形態と同様に主ミキサ３の出力と歪補償用ミキサ４の出力電流は互いに逆相で加算（電流減算）される。そこで、主ミキサ３と歪補償用ミキサ４の差動出力電流の極性を反対にするために、トランジスタＱ４０，Ｑ４２とトランジスタＱ４５，Ｑ４７のコレクタ端子を接続し、トランジスタＱ４１，Ｑ４３とトランジスタＱ４４，Ｑ４６のコレクタ端子を互いに接続すると共に、トランジスタＱ４０，Ｑ４３とトランジスタＱ４４，Ｑ４７のベース端子を互いに接続し、トランジスタＱ４１，Ｑ４２とトランジスタＱ４５，Ｑ４６のベース端子を互いに接続している。このように本実施形態においても、第１の実施形態で説明した加算回路５は、電流スイッチＳＷ１，ＳＷ２の結線によって実現されている。
【００６０】
Ｇｍ増幅器Ａ１におけるトランジスタＱ４８のベース端子とＧｍ増幅器Ａ２におけるトランジスタＱ５０のベース端子は、差動ＲＦ入力信号の正信号を入力する第１の入力端子１Ａに共通に接続され、Ｇｍ増幅器Ａ１におけるトランジスタＱ４９のベース端子とＧｍ増幅器Ａ２におけるトランジスタＱ５１のベース端子は、差動ＲＦ入力信号の負信号を入力するもう一つの第１の入力端子１Ｂに共通に接続される。一方、電流スイッチＳＷ１，ＳＷ２においては、トランジスタＱ４０，Ｑ４３，Ｑ４４，Ｑ４７のベース端子は差動ローカル信号の正信号が入力される第２の入力端子２Ａに共通に接続され、トランジスタＱ４１，Ｑ４２，Ｑ４５，Ｑ４６のベース端子は差動ローカル信号の負信号が入力されるもう一つの第２の入力端子２Ｂに共通に接続される。
【００６１】
トランジスタＱ４８，Ｑ４９に流れる電流をＩｏとしたとき、トランジスタＱ５０，Ｑ５１に流れる電流はＩｏ／Ｌと設定される。Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の相互コンダクタンスをＧｍ１，Ｇｍ２とすると、Ｇｍ１＝Ｍ×Ｇｍ２（Ｍは３より大きい定数）という式（３）の条件を満たすため、抵抗Ｒ４０，Ｒ４１の値を同じ記号Ｒ４０，Ｒ４１で表したとき、Ｒ４１＝Ｍ×Ｒ４０と設定される。
【００６２】
Ｍは本質的には１より大きい定数であればよいが、前述したように、主ミキサ３の変換利得に比べ歪補償用ミキサ４の変換利得を１／３以上にすると、周波数変換器全体の利得が３．５ｄＢ減衰され、実用的ではなくなるので、Ｍは３以上の値が望まれる。
【００６３】
また、トランジスタに流れる電流密度を一定とするため、トランジスタＱ４８，Ｑ４９とトランジスタＱ５０，Ｑ５１の寸法比をＬ：１とし、トランジスタＱ４０，Ｑ４１，Ｑ４２，Ｑ４３とトランジスタＱ４４，Ｑ４５，Ｑ４６，Ｑ４７の寸法比も同様にＬ：１とすることが望ましい。ただし、Ｌ：１は必須の条件ではないため、図１０においてはＮ：１としている。
【００６４】
さらに、本実施形態においても第３の実施形態と同様に、定数Ｍ，Ｌの関係がＬ＞ＭとなるようにＬを設定するが、Ｌ及びＭを適当な値（例えば、Ｌ＝１５，Ｍ＝６）に設計することによりＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２の３次歪（ＩＭ３）を同じレベルに設定することができる。このときの主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４の所望波出力Ｄと３次歪ＩＭ３のスペクトルを図１０中の（Ｂ）（Ｃ）に示す。
【００６５】
主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４において、エミッタ縮退インピーダンス素子を同一種類の素子、すなわち共に抵抗Ｒ４０及びＲ４１としているため、図１０中の（Ｂ）（Ｃ）に示されるように、それぞれで発生するＩＭ３の位相はほぼ同じであり、振幅もほぼ等しいので、各々の出力電流を逆相で加算することによりＩＭ３は抑圧される。図示しないが、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４におけるエミッタ縮退抵抗Ｒ４０，Ｒ４１をインダクタまたはキャパシタに置き換えても歪抑圧効果が得られることは明らかである。
【００６６】
（第５の実施形態）
次に、本発明の第５の実施形態として、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４におけるＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２内のエミッタ縮退インピーダンス素子として異なる種類の素子を用いた周波数変換器について説明する。
【００６７】
図１１は本実施形態に係る周波数変換器であり、基本的には図９に示した周波数変換器における主ミキサ３のＧｍ増幅器Ａ１内のエミッタ縮退抵抗Ｒ３をインダクタＬ２０に置き換え、歪補償ミキサ４のＧｍ増幅器Ａ２内のエミッタ縮退抵抗Ｒ４，Ｒ５及びキャパシタＣ５を抵抗Ｒ２０に置き換えたものである。図１１において、トランジスタＱ２０，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４，Ｑ２５は、図９におけるトランジスタＱ１０，Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ１５にそれぞれ対応している。
【００６８】
但し、本実施形態では電流スイッチＳＷ１を構成する差動対トランジスタＱ２０，Ｑ２１のベース端子は、第１のローカル信号ＬＯ１が入力される入力端子２Ａ，２Ｂにそれぞれ接続され、電流スイッチＳＷ２を構成する差動対トランジスタＱ２２，Ｑ２３のベース端子は、第２のローカル信号ＬＯ２が入力される入力端子２Ｃ，２Ｄにそれぞれ接続されている。
【００６９】
ここで、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の相互コンダクタンスＧｍ１，Ｇｍ２がＧｍ１＝Ｍ×Ｇｍ２（Ｍは３より大きい定数）という式（３）の条件を満たすため、ＲＦ入力信号の角周波数をωＲＦとし、エミッタ縮退インダクタＬ２０及びエミッタ縮退抵抗Ｒ２０の値を同じ記号Ｌ２０，Ｒ２０で表すと、
Ｒ２０＝Ｍ×ωＲＦ×Ｌ２０
と設定する。この場合においても、Ｍは本質的には１より大きい定数であればよいが、主ミキサ３の変換利得に比べ歪補償用ミキサ４の変換利得を１／３以上にすると、周波数変換器全体の利得が３．５ｄＢ減衰され、実用的ではなくなるので、Ｍは３以上の値が望まれる。
【００７０】
また、トランジスタＱ２４に流れる電流をＩｏとすると、トランジスタＱ２５に流れる電流はＩｏ／Ｌとされる。さらに、ここではトランジスタに流れる電流密度を一定とするため、トランジスタＱ２４とＱ２５の寸法比をＬ：１とし、トランジスタＱ２０，Ｑ２１とトランジスタＱ２２，Ｑ２３の寸法比も同様にＬ：１とする。ただし、Ｌ：１は必須の条件ではないため、図１１においてはＮ：１としている。
【００７１】
定数Ｌは、図示されていないインダクタＬ２０の寄生抵抗値と抵抗Ｒ２０との比で近似できるものであり、一般にＬ＞Ｍが成り立つ。従って、第４の実施形態で説明したようにＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２の相互コンダクタンスＧｍ１，Ｇｍ２の比以上にＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２に流れる電流比が大きくなり、Ｇｍ増幅器Ａ２がＧｍ増幅器Ａ１に比べて歪が生じやすくなる点を考慮して、定数Ｌ及びＭを適当な値（例えば、Ｌ＝１５，Ｍ＝６）に設計することにより、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の３次歪（ＩＭ３）を同じレベルに設定する。このときの主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４の所望波出力Ｄと３次歪ＩＭ３のスペクトルを図１１中の（Ｂ）（Ｃ）に示す。
【００７２】
本実施形態においては、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４においては、エミッタ縮退インピーダンス素子の種類が異なっているが、その種類に拘わらずインダクタＬ２０と抵抗Ｒ２０を適当な値にすることにより、図１１中の（Ｂ）（Ｃ）に示されるようにＩＭ３の振幅はほぼ等しくなる。しかしながら、各ミキサ３，４で発生する所望波出力Ｄ及びＩＭ３の位相は図４に示したように９０°の位相差を持つので、第１及び第２のローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２が同相であると、それぞれの出力電流が逆相で加算されず、ＩＭ３の抑圧効果は小さくなる。このため、大きな歪抑圧効果を得るには、第１及び第２のローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２の位相差を９０°にすることが望ましい。
【００７３】
（第６の実施形態）
図１２には、本発明の第６の実施形態として図６で説明した周波数変換器を具体化した周波数変換器を示す。図１２の周波数変換器は、図１１にローカル信号のための移相器７が付加された構成となっている。移相器７は、例えば図７に示した回路が用いられる。図１２中のＬＯｌ，ＬＯ２は、図７中のＬＯ１，ＬＯ２に対応している。
【００７４】
また、図１２においてトランジスタＱ３０，Ｑ３１，Ｑ３２，Ｑ３３，Ｑ３４，Ｑ３５、インダクタＬ３０及び抵抗Ｒ３０は、図１１におけるトランジスタＱ２０，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４，Ｑ２５、インダクタＬ２０及び抵抗Ｒ２０にそれぞれ対応している。本実施形態における他の回路動作については、図１１の説明と同様なので、ここでは省略する。
【００７５】
図７に示した移相器は、ωｏ＝１／（ＲＣ）においてローカル信号を９０°移相させるが、動作周波数を変えれば、移相量を９０°より大きくしたり小さくしたりすることができる。このため、主ミキサ３と歪補償用ミキサ４に対してローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２を図７に示した移相器を介して与えることにより、主ミキサ３と歪補償用ミキサ４のＧｍ増幅器における電流出力の位相差が９０°以外のときでも、歪は補償できる。
【００７６】
これまでの説明では、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４におけるＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２の電流出力の位相は、エミッタ縮退インピーダンス素子して用いる素子にのみ決定されるとしたが、実際は、トランジスタの寄生インピーダンスにも依存するため、図４に示したような出力電流ｉ１，ｉ２，ｉ３，ｉ４，ｉ５の位相関係は成り立たない場合がある。このような場合、移相器７が正確な９０°移相器では歪の抑圧効果が低減するので、Ｒ，Ｃの値を選定することにより、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の電流出力の位相差に合わせて移相器７を設計すればよい。
【００７７】
（第７の実施形態）
次に、本発明の第７の実施形態として、図１１の周波数変換器を差動化した場合の回路例を図１３に示す。これは図１０に示した周波数変換器の主ミキサ３におけるＧｍ増幅器Ａ１内のエミッタ縮退抵抗Ｒ４０をインダクタＬ６０に置き換えた構成となっている。
【００７８】
図１３においてトランジスタＱ６０，Ｑ６１，Ｑ６２，Ｑ６３，Ｑ６４，Ｑ６５，Ｑ６７，Ｑ６８，Ｑ６９，Ｑ７０，Ｑ７１は、図１０におけるトランジスタＱ４０，Ｑ４１，Ｑ４２，Ｑ４３，Ｑ４４，Ｑ４５，Ｑ４６，Ｑ４７，Ｑ４８，Ｑ４９，Ｑ５０，Ｑ５１にそれぞれ対応し、またエミッタ縮退抵抗Ｒ６０は図１０におけるエミッタ縮退抵抗Ｒ４１に対応している。
【００７９】
但し、本実施形態では電流スイッチＳＷ１のトランジスタＱ６０，Ｑ６３のベース端子及びトランジスタＱ６１，Ｑ６２のベース端子は、第１のローカル信号ＬＯ１が入力される入力端子２Ａ，２Ｂにそれぞれ接続され、電流スイッチＳＷ２のトランジスタＱ６４，Ｑ６７のベース端子及びトランジスタＱ６５，Ｑ６６のベース端子は、第２のローカル信号ＬＯ２が入力される入力端子２Ｃ，２Ｄにそれぞれ接続されている。
【００８０】
本実施形態の周波数変換器の動作は、図１２で示したように、主ミキサ３の出力の所望波及び３次歪と、歪補償用ミキサ４の出力の所望波及び３次歪の位相差が９０°となる点を除き、図１０と同じである。所望波及び３次歪の位相差を各々のミキサ３，４の出力において逆相として大きな歪抑圧効果を得るためには、第１及び第２のローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２の位相差を９０°とすればよい。
【００８１】
（第８の実施形態）
図１４には、本発明の第８の実施形態として図６で説明した周波数変換器を具体化したもう一つの周波数変換器を示す。図１４の周波数変換器は、図１３にローカル信号のための移相器７が付加された構成となっている。移相器７は、例えば図７に示した回路が用いられる。
【００８２】
図１４中のＬＯｌ，ＬＯ２は、図７中のＬＯ１，ＬＯ２に対応している。また、図１４においてトランジスタＱ８０，Ｑ８１，Ｑ８２，Ｑ８３，Ｑ８４，Ｑ８５，Ｑ８６，Ｑ８７，Ｑ８８，Ｑ８９，Ｑ９０，Ｑ９１、インダクタＬ８０及び抵抗Ｒ８０は、図１３におけるトランジスタＱ６０，Ｑ６１，Ｑ６２，Ｑ６３，Ｑ６４，Ｑ６５，Ｑ６６，Ｑ６７，Ｑ６８，Ｑ６９，Ｑ７０，Ｑ７１、インダクタＬ６０及び抵抗Ｒ６０にそれぞれ対応している。
【００８３】
本実施形態においても、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の相互コンダクタンスＧｍ１，Ｇｍ２がＧｍ１＝Ｍ×Ｇｍ２（Ｍは３より大きい定数）という式（３）の条件を満たすため、ＲＦ入力信号の角周波数をωＲＦとし、エミッタ縮退インダクタＬ２０及びエミッタ縮退抵抗Ｒ２０の値を同じ記号Ｌ２０，Ｒ２０で表すと、
Ｒ８０＝Ｍ×ωＲＦ×Ｌ８０
と設定する。この場合においても、Ｍは本質的には１より大きい定数であればよいが、主ミキサ３の変換利得に比べ歪補償用ミキサ４の変換利得を１／３以上にすると、周波数変換器全体の利得が３．５ｄＢ減衰され、実用的ではなくなるので、Ｍは３以上の値が望まれる。
【００８４】
また、トランジスタＱ８８，Ｑ８９に流れる電流をＩｏとすると、トランジスタＱ９０，Ｑ９１に流れる電流はＩｏ／Ｌと設定する。ここでは、トランジスタに流れる電流密度を一定とするため、トランジスタＱ８８，Ｑ８９とトランジスタＱ９０，Ｑ９１の寸法比をＬ：１とし、トランジスタＱ８０，Ｑ８１，Ｑ８２，Ｑ８３とトランジスタＱ８４，Ｑ８５，Ｑ８６，Ｑ８７の寸法比も同様にＬ：１とする。ただし、Ｌ：１は必須の条件ではないため、図１４においてはＮ：１としている。
【００８５】
さらに、本実施形態においても定数Ｍ，Ｌの関係がＬ＞ＭとなるようにＬを設定するが、Ｌ及びＭを適当な値（例えば、Ｌ＝１５，Ｍ＝６）に設計することによりＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２の３次歪（ＩＭ３）を同じレベルに設定することができる。このときの主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４の所望波出力Ｄと３次歪ＩＭ３のスペクトルを図１４中の（Ｂ）（Ｃ）に示す。
【００８６】
エミッタ縮退インピーダンス素子は、主ミキサ３内のＧｍ増幅器Ａ１においてはインダクタＬ８０であり、歪補償用ミキサ４内のＧｍ増幅器Ａ２においては抵抗Ｒ８０であるので、図１４中の（Ｂ）（Ｃ）に示されるように、それぞれのミキサ３，４で発生するＩＭ３の位相差は９０°であり、また振幅はほぼ等しく設計されているとする。このため、主ミキサ３に入力する第１のローカル信号ＬＯ１と、歪補償用ミキサ４に入力する第２のローカル信号ＬＯ２の位相差を９０°とすることにより、それぞれのミキサ３，４の出力電流は逆相で加算されることになり、ＩＭ３は抑圧される。
【００８７】
また、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４におけるＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２の出力電流は、トランジスタの寄生インピーダンスのため、図４に示したような出力電流ｉ１，ｉ２，ｉ３，ｉ４，ｉ５の位相関係は成り立たない場合がある。このような場合、移相器７が正確な９０°移相器では歪の抑圧効果が低減するので、図１２の実施形態で説明したと同様に、Ｒ，Ｃの値を選定することで、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の電流出力の位相差に合わせて移相器７を設計すればよい。
【００８８】
（第９の実施形態）
本発明に係る周波数変換器は、携帯電話機その他の通信機器などの移動無線通信装置に好適である。図１５に、このような無線通信装置の送受信部の構成を示す。ここでは送受の切り替えを時分割で行うＴＤＤ(Time Division Duplex)方式を例として説明するが、これに限られるものではない。
【００８９】
まず、送信部について説明すると、ベースバンド信号発生部(TX-BB)１０１では直交した第１及び第２の送信ベースバンド信号Ｉch(TX)，Ｑch(TX)が適当なフィルタにより帯域制限されて出力される。これらの直交送信ベースバンド信号Ｉch(TX)，Ｑch(TX)は、二つの乗算器１０２，１０３と加算器１０４からなる直交変調器１０５に入力され、２つの直交した周波数をｆLO2の第２ローカル信号を変調する。第２ローカル信号は、局部発振器１０６により発生され、かつ９０°移相器（９０°−ＰＳ）１０７により２分割されて直交変調器１０５に入力される。
【００９０】
直交変調器１０５から出力される被変調信号はＩＦ（中間周波）信号であり、可変利得増幅器１０９に入力される。可変利得増幅器１０９は、図示しない制御系からの利得制御信号に従って入力されたＩＦ信号を適当な信号レベルに調節する。可変利得増幅器１０９から出力されるＩＦ信号は、一般に直交変調器１０５及び可変利得増幅器１０９で発生する不要な高調波成分を含むため、この不要成分を除去するためのローパスフィルタまたはバンドパスフィルタ１１０を介してアップコンバータ１１１に入力される。
【００９１】
アップコンバータ１１１は、ＩＦ信号と第１局部発振器１１２で発生される周波数ｆLO1の第１ローカル信号との乗算を行うことにより周波数変換（アップコンバート）を行い、周波数ｆLO1＋ｆLO2のＲＦ信号と周波数ｆLO1−ｆL02のＲＦ信号を生成する。これら二つのＲＦ信号のいずれか一方が所望波出力であり、他方は不要なイメージ信号である。ここでは、周波数ｆL01＋ｆL02のＲＦ信号を所望波とするが、周波数ｆLO1−ｆL02のＲＦ信号を所望波出力としてもよい。イメージ信号は、イメージ除去フィルタ１１３により除去される。
【００９２】
アップコンバータ１１１からイメージ除去フィルタ１１３を介して抽出された所望波出力は、電力増幅器（ＰＡ）１１４により所要の電力レベルまで増幅された後、送受切り替え電流スイッチ（Ｔ／Ｒ）１１５を介してアンテナ１１６に供給され、電波として放射される。
【００９３】
一方、受信部においては、アンテナ１１６から出力される受信ＲＦ信号が送受切り替え電流スイッチ１１５及びバンドパスフィルタ１１７を介して、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１８に入力される。低雑音増幅器１１８により増幅された受信ＲＦ信号は、イメージ除去フィルタ１１９を介してダウンコンバータ１２０に入力される。
【００９４】
ダウンコンバータ１２０は、第１局部発振器１１２で発生される周波数ｆL01の第１ローカル信号と受信ＲＦ信号の乗算を行い、受信ＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換（ダウンコンバート）する。ダウンコンバータ１２０から出力されるＩＦ信号は、バンドパスフィルタ１２１及び可変利得増幅器１２２を介して分波器（図示せず）と乗算器１２３，１２４からなる直交復調器１２５に入力される。
【００９５】
直交復調器１２５には、送信部の直交変調器１０５と同様に、第２局部発振器１０６から９０°移相器（９０°−ＰＳ）１０８を介して直交した周波数ｆL02の第２ローカル信号が入力される。直交復調器１２５の出力Ｉch(RX)及びＱch(RX)は、受信部ベースバンド処理部（ＲＸ−ＢＢ）１２６に入力され、ここで受信信号が復調されることによって、元のデータ信号が再生される。
【００９６】
上記構成の無線通信装置において、アップコンバータ１１１及びダウンコンバータ１２０のいずれか一方または両方に、本発明による周波数変換器を適用することができる。これにより、低電流動作が可能であって小型化に適し、かつ低歪特性を有する無線通信装置を実現することができる。
【００９７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば動作電流を大幅に大きくすることなく、歪を効果的に低減可能な周波数変換器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本構成である第１の実施形態に係る周波数変換器の概略構成を示すブロック図
【図２】図１の周波数変換器をより具体的に示すブロック図
【図３】本発明に係る周波数変換器を構成する主ミキサ及び歪補償用ミキサに適用可能な相互コンダクタンス増幅器の種々の例を示す回路図
【図４】図３に示したそれぞれの相互コンダクタンス増幅器の出力電流位相を示す図
【図５】本発明の他の基本構成である第２の実施形態に係る周波数変換器の概略構成を示すブロック図
【図６】図５の周波数変換器をより具体的に示すブロック図
【図７】第２の実施形態に係る周波数変換器に適用可能な移相器の具体例を示す回路図
【図８】図７の移相器の振幅及び位相の周波数特性を示す図
【図９】図２に示した周波数変換器をより具体化した本発明の第３の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図
【図１０】図９に示した周波数変換器を差動化した本発明の第４の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図
【図１１】図９に示した周波数変換器を変形した本発明の第５の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図
【図１２】図６に示した周波数変換器をさらに具体化した本発明の第６の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図
【図１３】図１１に示した周波数変換器を差動化した本発明の第７の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図
【図１４】図６に示した周波数変換器をさらに具体化した本発明の第８の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図
【図１５】本発明に係る周波数変換器を適用した本発明の第９の実施形態に係る無線通信装置における無線部の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１，１Ａ，１Ｂ…ＲＦ入力信号の入力端子
２，２Ａ〜２Ｄ…ローカル信号の入力端子
３…主ミキサ（第１のミキサ）
４…歪補償用ミキサ（第２のミキサ）
５…加算回路
６…出力端子
７…移相器
Ａ１，Ａ２…相互コンダクタンス増幅器
ＳＷ１，ＳＷ２…電流スイッチ
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数変換器及びこれを用いた無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話機、携帯情報端末などの無線端末の小型化、低価格化及び低消費電力化が精力的に進められている。無線端末の小型化及び低価格化の双方の要求を満たすために、端末の無線部（無線周波数帯の信号を扱う回路部分）に用いられる回路を極力ＩＣ（集積回路）によって実現する方法が採られている。
【０００３】
一方、無線端末の低消費電力化は、ＩＣ化技術により達成されるのではなく、主にトランジスタのような能動素子と、キャパシタなどのパッシブ素子を含むデバイスの特性向上及び回路技術の向上により実現される。
【０００４】
無線端末の無線部における機能回路の一つとして、受信信号をより低い周波数に変換したり、送信信号をより高い周波数に変換したりするための周波数変換器が挙げられる。従来の周波数変換器としては、例えばシングルバランスミキサ（ＳＢＭ）やダブルバランスミキサ（ＤＢＭ）が知られている。以下に、受信信号をより低い周波数に変換するダウンコンバータについて述べる。
【０００５】
ＳＢＭは、それぞれ一組のＧｍ（相互コンダクタンス）増幅器と差動対トランジスタにより構成される。ＲＦ入力信号は、Ｇｍ増幅器により電圧−電流変換され、差動対トランジスタの共通エミッタ端子に入力される。一方、ローカル信号は、差動対トランジスタのベース端子間に入力される。差動対トランジスタによって、Ｇｍ増幅器から出力されるＲＦ信号電流をローカル信号周波数でスイッチングすることにより、差動対トランジスタの二つのコレクタ端子からＲＦ入力信号を周波数変換した周波数変換出力信号が差動電流として得られる。
【０００６】
ＤＢＭは、それぞれ二組のＧｍ（相互コンダクタンス）増幅器と、電流スイッチとして用いられる差動対トランジスタにより構成される。ただし、差動増幅器を用いたＧｍ増幅器を用いる場合、Ｇｍ増幅器は一組で良い。ＲＦ入力信号は二組のＧｍ増幅器により電圧−電流変換され、差動電流として二組の差動対トランジスタの共通エミッタ端子に入力される。一方、ローカル信号は二組の差動対トランジスタのベース端子間に入力される。これら二組の差動対トランジスタによって、Ｇｍ増幅器から出力されるＲＦ差動電流をローカル周波数でスイッチングすることにより、差動対トランジスタの二つの共通コレクタ端子からＲＦ入力信号を周波数変換した周波数変換出力信号が差動電流として得られる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述したＳＢＭ、ＤＢＭのような周波数変換器では、Ｇｍ増幅器及び差動対トランジスタの非線形性により周波数変換出力信号に歪、特に３次歪ＩＭ３（３次の相互変調歪）が生じるという問題がある。これらの歪を回路技術によって低減する最も簡単な方法は、Ｇｍ増幅器及び電流スイッチを構成する差動対トランジスタに流す動作電流を大きくすることである。
【０００８】
しかしながら、このようにＧｍ増幅器や差動対トランジスタの動作電流を大きくして歪を低減させる手法では、歪の指標として一般に知られている３次入力換算インセプト点（ＩＩＰ３）を６ｄＢ改善しようとすると、動作電流を約２倍大きくする必要があり、低消費電力化の観点から望ましくない。
【０００９】
本発明は、動作電流を大きく増加させることなく歪を低減させることができる周波数変換器を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明に係る周波数変換器では、入力ＲＦ信号をローカル信号により所定の変換利得で周波数変換する主ミキサと、入力ＲＦ信号をローカル信号により主ミキサの変換利得より低い変換利得で周波数変換する歪補償用ミキサを並列に配置し、加算回路５によって主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４からの出力信号を互いに逆相の関係で加算することにより周波数変換出力信号を生成する。
【００１１】
このように構成された周波数変換器では、例えば歪補償用ミキサの動作電流を主ミキサのそれに比べて小さくすることにより、主ミキサの出力に含まれる歪成分と歪補償用ミキサの出力に含まれる歪成分をほぼ同振幅かつ同相または逆相の関係にできるので、両ミキサの出力信号を逆相の関係で加算すると、歪成分は相殺される。一方、主ミキサの変換利得は歪補償用ミキサに比べ高いので、所望波レベルはほぼ主ミキサから得られた所望波レベルに等しくできる。
【００１２】
また、主ミキサ及び歪補償用ミキサに互いに位相の異なる第１及び第２のローカル信号をそれぞれ入力してもよい。第１及び第２のローカル信号は、例えばローカル発振器から供給される原ローカル信号を入力とする移相器によって生成される。この構成は、主ミキサ及び歪補償用ミキサにおける相互コンダクタンス増幅器にそれぞれ用いる縮退インピーダンス素子が異なるの素子である場合、特に有効である。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。なお、以下の説明では主に、無線端末の無線部のうち受信部に用いる周波数変換器を想定して説明を進めるが、送信部の周波数変換器に対しても本発明を適用することができる。また、トランジスタとしてバイポーラトランジスタを用いて説明するが、本発明に係る周波数変換器は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いて同様に実現することが可能である。
【００１４】
（第１の実施形態）
図１に、本発明の基本的な第１の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す。第１の入力端子１には、周波数変換されるべき入力信号としてＲＦ入力信号が入力され、第２の入力端子２には、ローカル信号が入力される。ＲＦ入力信号及びローカル信号は、主ミキサ（第１のミキサ）３に入力されると共に、歪補償用ミキサ（第２のミキサ）４にも入力される。主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４では、ＲＦ入力信号がローカル信号に従って周波数変換される。言い換えれば、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４はＲＦ入力信号にローカル信号を乗じる乗算器として機能する。
【００１５】
主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４からの出力信号は、加算回路５によって互いに逆相で加算される。例えば、主ミキサ３の出力信号を正相として、歪補償用ミキサ４からの出力信号は逆相として、加算回路５で加算される。加算回路５は、後述するように例えば結線の操作による電流減算により実現することもできる。加算回路５からの出力信号は、周波数変換出力信号として出力端子６から出力される。
【００１６】
ここで、主ミキサ３の変換利得に対して、歪補償用ミキサ４の変換利得は小さく設定される。これにより主ミキサ３からの所望波出力Ｄｍと歪補償用ミキサ４からの所望波出力Ｄｃの関係は、
Ｄｍ＞Ｄｃ （１）
となる。
【００１７】
さらに、主ミキサ３からの出力の３次歪ＩＭ３ｍ及び歪補償用ミキサ４からの出力の３次歪ＩＭ３ｃが近似的に、
ＩＭ３ｍ＝ＩＭ３ｃ （２）
と等しくなるように、ミキサ３及び４は設計される。式（１）（２）の条件を満たすことができる具体的な設計手法については、後に詳しく説明する。
【００１８】
このとき、加算回路５で主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４からの出力信号を互いに逆相で加算することにより、近似的に３次歪は打ち消され、周波数変換出力信号にはほぼ主ミキサ３からの所望波出力と同等の振幅の所望波が得られる。
【００１９】
図１中において各部の信号スペクトルを（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）で示すように、入力端子１にＲＦ入力信号として２トーンの所望波（Ｄ波）（Ａ）を入力したとき、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４からの出力信号（Ｂ），（Ｃ）においては、３次歪ＩＭ３の成分は等しいが（ＩＭ３ｍ＝ＩＭ３ｃ）、主ミキサ３の変換利得に対して歪補償用ミキサ４の変換利得が小さいため、Ｄ波の成分は前者に対して後者が小さく（Ｄｍ＞Ｄｃ）となっている。従って、加算回路５の出力（Ｄ）では、ＩＭ３の成分は打ち消されており、ほぼＤ波成分のみとなる。
【００２０】
具体的に、例えば主ミキサ３からの所望波出力Ｄｍの電流振幅を１とし、歪補償用ミキサ４からの所望波出力Ｄｃの電流振幅を１／３とした場合、主ミキサ３のみに比べて周波数変換出力信号の電流振幅は約３．５ｄＢの減衰となる。しかしながら、３次歪ＩＭ３は原理的に無限小となるため、歪の指標となる３次入力換算インセプト点（ＩＩＰ３）は増大する。但し、所望波の利得が３．５ｄＢ減衰するため、歪以外の主要な特性である利得や雑音の要求値を考慮すると、歪補償用ミキサ４からの所望波出力Ｄｃの電流振幅を１／３以上に大きくするのは有用でない。
【００２１】
図２は、図１の周波数変換器における主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４をより具体的に示している。主ミキサ３は相互コンダクタンス増幅器（以下、Ｇｍ増幅器という）Ａ１と、その出力側に接続された電流スイッチＳＷ１からなり、歪補償用ミキサ４も同様にＧｍ増幅器Ａ２と、その出力側に接続された電流スイッチＳＷ２からなる。Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２はＲＦ入力信号を電圧−電流変換する。電流スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、ローカル信号ＬＯに従ってスイッチング動作を行う。
【００２２】
ここで、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の利得をそれぞれＧｍ１，Ｇｍ２とすると、これらの関係は上述した主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４の所望波に対する変換利得の条件から、
Ｇｍ１＝Ｍ×Ｇｍ２
（但し、Ｍは３より大きい定数） （３）
であることが望ましい。
【００２３】
この場合、主ミキサ３内のＧｍ増幅器Ａ１を流れる動作電流Ｉ１に対して、歪補償用ミキサ４内のＧｍ増幅器Ａ２を流れる動作電流Ｉ２をＩ１／Ｌ（Ｌ＞Ｍ）、すなわち
Ｉ１＝Ｌ×Ｉ２
（但し、ＬはＭより大きい定数） （４）
と小さくすることにより、Ｇｍ増幅器Ａ１の利得Ｇｍ１に対してＧｍ増幅器Ａ２の利得Ｇｍ２が小さいにも拘わらず、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２で発生する３次歪ＩＭ３はほぼ同じレベルとすることができる。従って、加算回路５での逆相加算によって周波数変換出力信号の３次歪ＩＭ３を最小化することができる。
【００２４】
図３には、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４で用いるＧｍ増幅器の具体的な回路例を示す。図３（ａ）（ｂ）は、周波数変換器をＳＢＭ（シングルバランスミキサ）型構成とした場合に用いるＧｍ増幅器であり、一つのトランジスタＱ１を用いて構成される。図３（ｃ）（ｄ）（ｅ）は、周波数変換器をＤＢＭ（ダブルバランスミキサ）型構成とした場合にそれぞれ用いるＧｍ増幅器であり、差動対トランジスタＱ２，Ｑ３を用いて構成される。
【００２５】
これらの構成において、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３は、いずれもエミッタ接地トランジスタ、すなわち第２主電極であるエミッタ端子が定電位点に接続された接地形式のトランジスタとして動作する。また、図３（ａ）〜（ｅ）ではトランジスタＱ１〜Ｑ３のエミッタ端子とグラウンド間にインピーダンス素子が接続されており、このような素子を一般にはエミッタ縮退インピーダンス素子と呼ぶが、本明細書ではバイポーラトランジスタのみでなく電界効果トランジスタを用いる場合も考慮して、単に縮退インピーダンス素子とも呼ぶ。
【００２６】
図３に示した各々のＧｍ増幅器についてさらに詳しく説明すると、図３（ａ）ではトランジスタＱ１のエミッタ端子（第２主電極）とグラウンド（定電位点）間にインダクタＬ１が挿入され、低雑音性に優れた特性を示す。
【００２７】
トランジスタＱ１のベース端子（制御電極）に入力されるＲＦ入力信号の電圧をＶｉｎとし、インダクタＬ１のインダクタンスを同じ記号Ｌ１で表すと、トランジスタＱ１のコレクタ端子（第１主電極）からの出力電流ｉ１は、近似的に
ｉ１＝Ｖｉｎ／ｊωＬ１ （５）
で表される。一般に、インダクタはＩＣに対して外付けの素子が用いられるが、最近ではＩＣ上にインダクタを製造できるようになってきている。但し、インダクタをＩＣ内に製造する場合、抵抗に比べて製造面積が大きくなる。
【００２８】
図３（ｂ）では、トランジスタＱ１のエミッタ端子とグラウンド間に抵抗Ｒ１が挿入されている。この場合、トランジスタＱ１のベース端子に入力されるＲＦ入力信号の電圧をＶｉｎとし、抵抗Ｒ１の抵抗値を同じ記号Ｒ１で表すと、トランジスタＱ１のコレクタ端子からの出力電流ｉ２は、近似的に
ｉ２＝Ｖｉｎ／Ｒ１ （６）
で表される。
【００２９】
図３（ｃ）は、差動対トランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタ端子間にエミッタ縮退インピーダンス素子としてインダクタＬ２を接続し、トランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタ端子に電流源Ｉｏをそれぞれ接続した差動構成のＧｍ増幅器を示している。エミッタ縮退インピーダンス素子にインダクタを用いると、抵抗をエミッタ縮退インピーダンス素子に用いた場合に比べて雑音特性が向上する。反面、インダクタをＩＣ内に形成すると、チップ面積が増大する。
【００３０】
この場合、トランジスタＱ２，Ｑ３のベース端子間に入力されるＲＦ入力信号の電圧をＶｉｎとし、インダクタＬ２のインダクタンスを同じ記号Ｌ２で表すと、トランジスタＱ１のコレクタ端子からの出力電流ｉ３は、近似的に
ｉ３＝Ｖｉｎ／ｊωＬ２ （７）
で表される。
【００３１】
図３（ｄ）は、差動対トランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタ端子間にエミッタ縮退インピーダンス素子として抵抗Ｒ２を接続し、トランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタ端子に電流源Ｉｏをそれぞれ接続した差動構成のＧｍ増幅器を示している。この場合、トランジスタＱ２，Ｑ３のベース端子間に入力されるＲＦ入力信号の電圧をＶｉｎとし、抵抗Ｒ２の抵抗値を同じ記号Ｒ２で表すと、トランジスタＱ１のコレクタ端子からの出力電流ｉ４は、近似的に
ｉ４＝Ｖｉｎ／Ｒ２ （８）
で表される。
【００３２】
図３（ｅ）は、差動対トランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタ端子間にエミッタ縮退インピーダンス素子としてキャパシタＣ１を接続し、トランジスタＱ２，Ｑ３のエミッタ端子に電流源Ｉｏをそれぞれ接続した差動構成のＧｍ増幅器を示している。この場合、トランジスタＱ２，Ｑ３のベース端子間に入力されるＲＦ入力信号の電圧をＶｉｎとし、キャパシタＣ１の容量を同じ記号Ｃ１で表すと、トランジスタＱ１のコレクタ端子からの出力電流ｉ５は、近似的に
ｉ５＝ｊωＣ１・Ｖｉｎ （９）
で表される。
【００３３】
図４は、エミッタ縮退インピーダンス素子に抵抗を用いた図３（ｂ）（ｄ）に示すＧｍ増幅器の出力電流ｉ２，ｉ４を位相０°の実数として、図（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）に示すＧｍ増幅器の出力電流ｉ１，ｉ２，ｉ３，ｉ４，ｉ５のそれぞれの位相を示した図であり、Ｒｅは実数軸、Ｉｍｇは虚数軸である。このような位相関係は式（５）〜（９）から明らかであり、この位相関係はＧｍ増幅器の出力電流の所望波成分のみならず、一般に歪成分についても成り立つ。
【００３４】
図１及び図２で説明した手法により歪補償を行うためには、すなわち主ミキサ３及び位相補償用ミキサ４からの各々の出力信号を逆相加算することによって、周波数変換出力信号における３次歪をキャンセルするためには、図２に示した主ミキサ３内のＧｍ増幅器Ａ１からの出力電流と歪補償用ミキサ４内のＧｍ増幅器Ａ２の出力電流の位相関係は、同相または逆相のいずれかの場合に限られる。ただし、図に示すように、主ミキサと歪補償ミキサに与えられるローカル信号は同相である。この位相関係が同相の場合には、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の出力電流を逆相で加算（減算）すればよく、また位相関係が逆相の場合には、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の出力電流を単に加算することにより、３次歪がキャンセルされる。
【００３５】
言い換えれば、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２においては、各々の出力電流が同相となるようにエミッタ縮退インピーダンス素子に同一種類の素子を用いるか、あるいは各々の出力電流が逆相となるようにＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２のうちの一方のＧｍ増幅器ではエミッタ縮退インピーダンス素子にインダクタを用い、他方のＧｍ増幅器ではエミッタ縮退インピーダンス素子にキャパシタを用いればよい。
【００３６】
また、Ｇｍ増幅器に用いるトランジスタのエミッタ端子側から見たインピーダンスを考慮すると、Ｇｍ増幅器の出力電流は単純に式（５）〜（９）のようには表されなくなる。従って、図１及び図２で説明した手法で所望の歪補償を行うには、エミッタ縮退インピーダンス素子に共に抵抗を用いることが必要になる場合もある。
【００３７】
（第２の実施形態）
次に、図５〜図８を用いて本発明の第２の実施形態について説明する。まず、第２の実施形態について具体的に説明する前に、第１の実施形態で説明した主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４内のＧｍ増幅器におけるエミッタ縮退インピーダンス素子の選定法について述べる。
第１の実施形態で説明したような主ミキサ３と歪補償用ミキサ４を並列に配置した構成の周波数変換器において、低雑音特性を実現するためには、主ミキサ３におけるＧｍ増幅器Ａ１内のエミッタ縮退インピーダンス素子に、インダクタを用いることが望まれる。この場合、効果的に歪抑圧を行うためには、歪補償用ミキサ４においてもＧｍ増幅器Ａ２内のエミッタ縮退インピーダンス素子にインダクタを用いることが望まれる。
【００３８】
ＧＨｚ帯の周波数変換器を考えると、ミキサのＧｍ増幅器におけるエミッタ縮退インピーダンス素子として使用されるインダクタの値は、雑音や変換利得の点から数ｎＨが程度がよく用いられる。これに対し、本実施形態においては歪補償用ミキサ４におけるＧｍ増幅器Ａ２内のエミッタ縮退インピーダンス素子に用いるインダクタの値は、式（３）に示した条件Ｇｍ１＝Ｍ×Ｇｍ２（Ｍは３より大きな定数）から、主ミキサ３におけるＧｍ増幅器Ａ２内のエミッタ縮退インピーダンス素子に用いるインダクタの値よりも大きな値、例えば数１０ｎＨ程度が必要となる。このような値の大きなインダクタをＩＣ上で形成しようとすると、専有面積が大きなものとなってしまう。
【００３９】
従って、歪補償用ミキサ４におけるＧｍ増幅器Ａ２内のエミッタ縮退インピーダンス素子には、インダクタ以外の素子、つまり抵抗またはキャパシタを用いることが望まれる。しかし、Ｇｍ増幅器に用いるトランジスタのエミッタ側から見たインピーダンスを考慮すると、単純に抵抗またはキャパシタをＧｍ増幅器Ａ２内のエミッタ縮退インピーダンス素子に用いた場合、主ミキサ３と歪補償用ミキサ４からの出力電流が同相または逆相の関係にならず、加算回路５で主ミキサ３と歪補償用ミキサ４からの出力電流を逆相加算することによる歪キャンセル効果が低減してしまう。
【００４０】
図５は、このような点を解決した本発明の第２の実施形態に係る周波数変換器であり、図１に示した周波数変換器と異なるのは移相器（Phase Shifter）７が追加されている点である。本実施形態では、図示しないローカル発振器からのローカル信号（原ローカル信号）ＬＯが入力端子２を介して移相器７に入力されることによって、位相の異なる第１及び第２のローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２が生成される。第１のローカル信号ＬＯ１は主ミキサ３に入力され、第２のローカル信号ＬＯ２は歪補償用ミキサ４に入力される。
【００４１】
この構成によれば、移相器７を用いて第１及び第２のローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２の位相関係を調整することにより、主ミキサ３と歪補償用ミキサ４からの出力電流の位相関係を逆相にすることができる。
【００４２】
図６は、図５の周波数変換器をさらに詳しく示した図であり、図２の構成に移相器７が追加されている。図２に示したと同様に、主ミキサ３はＧｍ増幅器Ａ１とその出力側に接続された電流スイッチＳＷ１からなり、歪補償用ミキサ４も同様にＧｍ増幅器Ａ２と、その出力側に接続された電流スイッチＳＷ２からなる。Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２はＲＦ入力信号を電圧−電流変換する。
【００４３】
そして、本実施形態では電流スイッチＳＷ１，ＳＷ２は原ローカル信号ＬＯを移相器７に通して得られた第１及び第２のローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２によってそれぞれスイッチングされる。さらに、図２で説明したと同様にＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２の利得Ｇｍ１，Ｇｍ２は、前述した主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４の所望波に対する変換利得の条件から、式（３）に示したＧｍ１＝Ｍ×Ｇｍ２（Ｍは３より大きい定数）の条件を満たすように設定される。
【００４４】
図７には、本実施形態における移相器７の具体的な回路例を示す。二つの抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を対向する二辺に配置し、二つのキャパシタＣ１１，Ｃ１２を対向する他の二辺に配置して構成されるブリッジ回路からなっている。ここで、抵抗Ｒ１１とキャパシタＣ１１の直列回路は積分器を構成し、キャパシタＣ１２と抵抗Ｒ１２の直列は微分器を構成しており、これらが並列接続された構成となっている。このブリッジ回路の両端、つまり積分器及び微分器の両端に、入力の原ローカル信号ＬＯが印加される。第１のローカル信号ＬＯ１は原ローカル信号ＬＯがそのまま取り出され、第２のローカル信号ＬＯ２はブリッジ回路におけるＲ１１，Ｃ１１の接続点とＲ１２，Ｃ１２の接続点との間から、積分器と微分器の出力の差として取り出される。
【００４５】
図７の移相器７により生成される第１及び第２のローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２の振幅と位相の周波数特性は、それぞれ図８（ａ）（ｂ）に示すようになる。図８（ａ）のように、ローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２の振幅−周波数特性は共に平坦であ。一方、図８（ｂ）のように位相−周波数特性はＬＯ１は平坦であるのに対して、ＬＯ２は高域側で位相が減衰する特性となっている。ＬＯ２の位相シフト量（ＬＯ１に対する位相差）は、図７における抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の値を等しくＲとし、キャパシタＣ１１，Ｃ１２の値を等しくＣとしたとき、角周波数ωｏ＝１／（ＣＲ）の周波数でπ／２となる。
【００４６】
このように本実施形態によれば、入力端子２に入力される原ローカル信号ＬＯから移相器７により位相の異なる第１及び第２のローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２を生成して、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４にそれぞれ入力する。従って、移相器７でローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２の位相関係を調整することにより、主ミキサ３と歪補償用ミキサ４からの出力電流の位相関係を逆相にすることができ、加算回路５で主ミキサ３と歪補償用ミキサ４からの出力電流を逆相加算することによる歪の低減を確実に行うことができる。
【００４７】
（第３の実施形態）
図９に、本発明の第３の実施形態として、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４におけるＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２内のエミッタ縮退インピーダンス素子を同一種類の素子（ここでは抵抗）とし、かつミキサ３，４をＳＢＭ型構成とした周波数変換器の具体的な回路例を示す。
【００４８】
主ミキサ３は、差動対トランジスタＱ１０，Ｑ１１からなる電流スイッチＳＷ１と、トランジスタＱ１４とエミッタ縮退抵抗Ｒ３からなるＧｍ増幅器Ａ１により構成される。
歪補償用ミキサ４は、差動トランジスタ対Ｑ１２，Ｑ１３からなる電流スイッチＳＷ２と、トランジスタＱ１５とエミッタ縮退抵抗Ｒ４からなるＧｍ増幅器Ａ２により構成される。トランジスタＱ１５のエミッタ端子には、エミッタ縮退抵抗Ｒ４と直列に抵抗Ｒ５及び接地用キャパシタＣ５が接続され、Ｒ５，Ｃ５とＲ４の接続点はＲＦ周波数においては交流的に接地されているものとする。
【００４９】
本実施形態では、主ミキサ３の出力と歪補償用ミキサ４の出力は電流として互いに逆相で加算（電流減算）される。そこで、主ミキサ３と歪補償用ミキサ４の差動出力電流の極性を反対にするために、トランジスタＱ１０とＱ１２のコレクタ端子を接続し、トランジスタＱ１１とＱ１３のコレクタ端子を接続すると共に、トランジスタＱ１０とＱ１３のベース端子を接続し、トランジスタＱ１１とＱ１２のベース端子を接続している。すなわち、本実施形態においては第１の実施形態で説明した加算回路５は、電流スイッチＳＷ１，ＳＷ２の結線によって実現されている。
【００５０】
Ｇｍ増幅器Ａ１におけるトランジスタＱ１４のベース端子と、Ｇｍ増幅器Ａ２におけるトランジスタＱ１５のベース端子は、ＲＦ入力信号を入力する第１の入力端子１に共通に接続される。一方、電流スイッチＳＷ１，ＳＷ２においては、トランジスタＱ１０，Ｑ１３のベース端子は差動ローカル信号の正信号が入力される第２の入力端子２Ａに共通に接続され、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のベース端子は差動ローカル信号の負信号が入力されるもう一つの第２の入力端子２Ｂに共通に接続される。
【００５１】
トランジスタＱ１４に流れる電流は、抵抗Ｒ３の値とトランジスタＱ１４のエミッタ直流電位により決まり、その電流をＩｏとすると、トランジスタＱ１５に流れる電流は、抵抗Ｒ４，Ｒ５の値とトランジスタＱ１５のベース電位により決まり、その電流はＩｏ／Ｌ（但し、Ｌは定数）となる。
【００５２】
Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の相互コンダクタンスをＧｍ１，Ｇｍ２とすると、Ｇｍ１＝Ｍ×Ｇｍ２（Ｍは３より大きい定数）という式（３）の条件を満たすため、抵抗Ｒ３，Ｒ４の値を同じ記号Ｒ３，Ｒ４で表したとき、
Ｒ４＝Ｍ×Ｒ３
に設定される。Ｍは本質的には１より大きい定数であればよいが、前述したように、主ミキサ３の変換利得に比べ歪補償用ミキサ４の変換利得を１／３以上にすると、周波数変換器全体の利得が３．５ｄＢ減衰され、実用的ではなくなるので、Ｍは３以上の値が望まれる。
【００５３】
トランジスタに流れる電流密度を一定とするため、トランジスタＱ１４とＱ１５の寸法比をＬ：１とし、トランジスタＱ１０，Ｑ１１とＱ１２，Ｑ１３の寸法比も同様にＬ：１とすることが望ましい。ただし、Ｌ：１は必須の条件ではないため、図９においてはＮ：１としている。
【００５４】
定数ＭはＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２の相互コンダクタンスＧｍ１，Ｇｍ２の比または抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ３の比であり、また定数Ｌは抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４，Ｒ５の直列合成抵抗の比である。ここで、Ｌ＞Ｍであり、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の相互コンダクタンスＧｍ１，Ｇｍ２の比以上にＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２に流れる電流の比が大きいので、Ｇｍ増幅器Ａ２はＧｍ増幅器Ａ１に比べて歪が生じやすくなる。
【００５５】
これらの条件において、定数Ｌ及びＭを適当な値（例えば、Ｌ＝１５，Ｍ＝６）に設計することにより、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の３次歪（ＩＭ３）を同じレベルに設定することができる。このときの主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４の所望波出力Ｄと３次歪ＩＭ３のスペクトルを図９中の（Ｂ）（Ｃ）に示す。
【００５６】
主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４において、エミッタ縮退インピーダンス素子を同一種類の素子、すなわち共に抵抗（Ｒ３，Ｒ４及びＲ５）としているため、図９中の（Ｂ）（Ｃ）に示されるように、ミキサ３，４でそれぞれ発生するＩＭ３の位相はほぼ同じであり、振幅もほぼ等しいので、ミキサ３，４の各々の出力電流を逆相で加算することにより、ＩＭ３は抑圧される。図示しないが、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４のエミッタ縮退抵抗Ｒ３，Ｒ４及びＲ５をインダクタに置き換えても歪抑圧が得られることは明らかである。また、Ｒ３及びＲ４をインダクタに置き換え、Ｒ５は電流を決めるため抵抗のままであっても良い。
【００５７】
（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態として、図９に示した周波数変換器を差動化した場合の回路例を図１０に示す。すなわち、図１０の周波数変換器では主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４におけるＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２のエミッタ縮退インピーダンス素子を同一種類の素子（ここでは抵抗）とし、かつ主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４をＤＢＭ型構成としている。
【００５８】
主ミキサ３は、二組の差動トランジスタ対Ｑ４０，Ｑ４１及びＱ４２，Ｑ４３からなる電流スイッチＳＷ１と、トランジスタＱ４８，４９とトランジスタＱ４８，４９のエミッタ端子間に接続されたエミッタ縮退抵抗Ｒ４０からなるＧｍ増幅器Ａ１により構成される。歪補償用ミキサ４は、同様に二組の差動トランジスタ対Ｑ４４，Ｑ４５及びＱ４６，Ｑ４７からなる電流スイッチＳＷ２と、トランジスタＱ５０，Ｑ５１とトランジスタＱ５０，５０のエミッタ端子間に接続されたエミッタ縮退抵抗Ｒ４１からなるＧｍ増幅器Ａ２により構成される。
【００５９】
本実施形態においても、第３の実施形態と同様に主ミキサ３の出力と歪補償用ミキサ４の出力電流は互いに逆相で加算（電流減算）される。そこで、主ミキサ３と歪補償用ミキサ４の差動出力電流の極性を反対にするために、トランジスタＱ４０，Ｑ４２とトランジスタＱ４５，Ｑ４７のコレクタ端子を接続し、トランジスタＱ４１，Ｑ４３とトランジスタＱ４４，Ｑ４６のコレクタ端子を互いに接続すると共に、トランジスタＱ４０，Ｑ４３とトランジスタＱ４４，Ｑ４７のベース端子を互いに接続し、トランジスタＱ４１，Ｑ４２とトランジスタＱ４５，Ｑ４６のベース端子を互いに接続している。このように本実施形態においても、第１の実施形態で説明した加算回路５は、電流スイッチＳＷ１，ＳＷ２の結線によって実現されている。
【００６０】
Ｇｍ増幅器Ａ１におけるトランジスタＱ４８のベース端子とＧｍ増幅器Ａ２におけるトランジスタＱ５０のベース端子は、差動ＲＦ入力信号の正信号を入力する第１の入力端子１Ａに共通に接続され、Ｇｍ増幅器Ａ１におけるトランジスタＱ４９のベース端子とＧｍ増幅器Ａ２におけるトランジスタＱ５１のベース端子は、差動ＲＦ入力信号の負信号を入力するもう一つの第１の入力端子１Ｂに共通に接続される。一方、電流スイッチＳＷ１，ＳＷ２においては、トランジスタＱ４０，Ｑ４３，Ｑ４４，Ｑ４７のベース端子は差動ローカル信号の正信号が入力される第２の入力端子２Ａに共通に接続され、トランジスタＱ４１，Ｑ４２，Ｑ４５，Ｑ４６のベース端子は差動ローカル信号の負信号が入力されるもう一つの第２の入力端子２Ｂに共通に接続される。
【００６１】
トランジスタＱ４８，Ｑ４９に流れる電流をＩｏとしたとき、トランジスタＱ５０，Ｑ５１に流れる電流はＩｏ／Ｌと設定される。Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の相互コンダクタンスをＧｍ１，Ｇｍ２とすると、Ｇｍ１＝Ｍ×Ｇｍ２（Ｍは３より大きい定数）という式（３）の条件を満たすため、抵抗Ｒ４０，Ｒ４１の値を同じ記号Ｒ４０，Ｒ４１で表したとき、Ｒ４１＝Ｍ×Ｒ４０と設定される。
【００６２】
Ｍは本質的には１より大きい定数であればよいが、前述したように、主ミキサ３の変換利得に比べ歪補償用ミキサ４の変換利得を１／３以上にすると、周波数変換器全体の利得が３．５ｄＢ減衰され、実用的ではなくなるので、Ｍは３以上の値が望まれる。
【００６３】
また、トランジスタに流れる電流密度を一定とするため、トランジスタＱ４８，Ｑ４９とトランジスタＱ５０，Ｑ５１の寸法比をＬ：１とし、トランジスタＱ４０，Ｑ４１，Ｑ４２，Ｑ４３とトランジスタＱ４４，Ｑ４５，Ｑ４６，Ｑ４７の寸法比も同様にＬ：１とすることが望ましい。ただし、Ｌ：１は必須の条件ではないため、図１０においてはＮ：１としている。
【００６４】
さらに、本実施形態においても第３の実施形態と同様に、定数Ｍ，Ｌの関係がＬ＞ＭとなるようにＬを設定するが、Ｌ及びＭを適当な値（例えば、Ｌ＝１５，Ｍ＝６）に設計することによりＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２の３次歪（ＩＭ３）を同じレベルに設定することができる。このときの主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４の所望波出力Ｄと３次歪ＩＭ３のスペクトルを図１０中の（Ｂ）（Ｃ）に示す。
【００６５】
主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４において、エミッタ縮退インピーダンス素子を同一種類の素子、すなわち共に抵抗Ｒ４０及びＲ４１としているため、図１０中の（Ｂ）（Ｃ）に示されるように、それぞれで発生するＩＭ３の位相はほぼ同じであり、振幅もほぼ等しいので、各々の出力電流を逆相で加算することによりＩＭ３は抑圧される。図示しないが、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４におけるエミッタ縮退抵抗Ｒ４０，Ｒ４１をインダクタまたはキャパシタに置き換えても歪抑圧効果が得られることは明らかである。
【００６６】
（第５の実施形態）
次に、本発明の第５の実施形態として、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４におけるＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２内のエミッタ縮退インピーダンス素子として異なる種類の素子を用いた周波数変換器について説明する。
【００６７】
図１１は本実施形態に係る周波数変換器であり、基本的には図９に示した周波数変換器における主ミキサ３のＧｍ増幅器Ａ１内のエミッタ縮退抵抗Ｒ３をインダクタＬ２０に置き換え、歪補償ミキサ４のＧｍ増幅器Ａ２内のエミッタ縮退抵抗Ｒ４，Ｒ５及びキャパシタＣ５を抵抗Ｒ２０に置き換えたものである。図１１において、トランジスタＱ２０，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４，Ｑ２５は、図９におけるトランジスタＱ１０，Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ１５にそれぞれ対応している。
【００６８】
但し、本実施形態では電流スイッチＳＷ１を構成する差動対トランジスタＱ２０，Ｑ２１のベース端子は、第１のローカル信号ＬＯ１が入力される入力端子２Ａ，２Ｂにそれぞれ接続され、電流スイッチＳＷ２を構成する差動対トランジスタＱ２２，Ｑ２３のベース端子は、第２のローカル信号ＬＯ２が入力される入力端子２Ｃ，２Ｄにそれぞれ接続されている。
【００６９】
ここで、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の相互コンダクタンスＧｍ１，Ｇｍ２がＧｍ１＝Ｍ×Ｇｍ２（Ｍは３より大きい定数）という式（３）の条件を満たすため、ＲＦ入力信号の角周波数をωＲＦとし、エミッタ縮退インダクタＬ２０及びエミッタ縮退抵抗Ｒ２０の値を同じ記号Ｌ２０，Ｒ２０で表すと、
Ｒ２０＝Ｍ×ωＲＦ×Ｌ２０
と設定する。この場合においても、Ｍは本質的には１より大きい定数であればよいが、主ミキサ３の変換利得に比べ歪補償用ミキサ４の変換利得を１／３以上にすると、周波数変換器全体の利得が３．５ｄＢ減衰され、実用的ではなくなるので、Ｍは３以上の値が望まれる。
【００７０】
また、トランジスタＱ２４に流れる電流をＩｏとすると、トランジスタＱ２５に流れる電流はＩｏ／Ｌとされる。さらに、ここではトランジスタに流れる電流密度を一定とするため、トランジスタＱ２４とＱ２５の寸法比をＬ：１とし、トランジスタＱ２０，Ｑ２１とトランジスタＱ２２，Ｑ２３の寸法比も同様にＬ：１とする。ただし、Ｌ：１は必須の条件ではないため、図１１においてはＮ：１としている。
【００７１】
定数Ｌは、図示されていないインダクタＬ２０の寄生抵抗値と抵抗Ｒ２０との比で近似できるものであり、一般にＬ＞Ｍが成り立つ。従って、第４の実施形態で説明したようにＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２の相互コンダクタンスＧｍ１，Ｇｍ２の比以上にＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２に流れる電流比が大きくなり、Ｇｍ増幅器Ａ２がＧｍ増幅器Ａ１に比べて歪が生じやすくなる点を考慮して、定数Ｌ及びＭを適当な値（例えば、Ｌ＝１５，Ｍ＝６）に設計することにより、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の３次歪（ＩＭ３）を同じレベルに設定する。このときの主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４の所望波出力Ｄと３次歪ＩＭ３のスペクトルを図１１中の（Ｂ）（Ｃ）に示す。
【００７２】
本実施形態においては、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４においては、エミッタ縮退インピーダンス素子の種類が異なっているが、その種類に拘わらずインダクタＬ２０と抵抗Ｒ２０を適当な値にすることにより、図１１中の（Ｂ）（Ｃ）に示されるようにＩＭ３の振幅はほぼ等しくなる。しかしながら、各ミキサ３，４で発生する所望波出力Ｄ及びＩＭ３の位相は図４に示したように９０°の位相差を持つので、第１及び第２のローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２が同相であると、それぞれの出力電流が逆相で加算されず、ＩＭ３の抑圧効果は小さくなる。このため、大きな歪抑圧効果を得るには、第１及び第２のローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２の位相差を９０°にすることが望ましい。
【００７３】
（第６の実施形態）
図１２には、本発明の第６の実施形態として図６で説明した周波数変換器を具体化した周波数変換器を示す。図１２の周波数変換器は、図１１にローカル信号のための移相器７が付加された構成となっている。移相器７は、例えば図７に示した回路が用いられる。図１２中のＬＯｌ，ＬＯ２は、図７中のＬＯ１，ＬＯ２に対応している。
【００７４】
また、図１２においてトランジスタＱ３０，Ｑ３１，Ｑ３２，Ｑ３３，Ｑ３４，Ｑ３５、インダクタＬ３０及び抵抗Ｒ３０は、図１１におけるトランジスタＱ２０，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４，Ｑ２５、インダクタＬ２０及び抵抗Ｒ２０にそれぞれ対応している。本実施形態における他の回路動作については、図１１の説明と同様なので、ここでは省略する。
【００７５】
図７に示した移相器は、ωｏ＝１／（ＲＣ）においてローカル信号を９０°移相させるが、動作周波数を変えれば、移相量を９０°より大きくしたり小さくしたりすることができる。このため、主ミキサ３と歪補償用ミキサ４に対してローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２を図７に示した移相器を介して与えることにより、主ミキサ３と歪補償用ミキサ４のＧｍ増幅器における電流出力の位相差が９０°以外のときでも、歪は補償できる。
【００７６】
これまでの説明では、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４におけるＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２の電流出力の位相は、エミッタ縮退インピーダンス素子して用いる素子にのみ決定されるとしたが、実際は、トランジスタの寄生インピーダンスにも依存するため、図４に示したような出力電流ｉ１，ｉ２，ｉ３，ｉ４，ｉ５の位相関係は成り立たない場合がある。このような場合、移相器７が正確な９０°移相器では歪の抑圧効果が低減するので、Ｒ，Ｃの値を選定することにより、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の電流出力の位相差に合わせて移相器７を設計すればよい。
【００７７】
（第７の実施形態）
次に、本発明の第７の実施形態として、図１１の周波数変換器を差動化した場合の回路例を図１３に示す。これは図１０に示した周波数変換器の主ミキサ３におけるＧｍ増幅器Ａ１内のエミッタ縮退抵抗Ｒ４０をインダクタＬ６０に置き換えた構成となっている。
【００７８】
図１３においてトランジスタＱ６０，Ｑ６１，Ｑ６２，Ｑ６３，Ｑ６４，Ｑ６５，Ｑ６７，Ｑ６８，Ｑ６９，Ｑ７０，Ｑ７１は、図１０におけるトランジスタＱ４０，Ｑ４１，Ｑ４２，Ｑ４３，Ｑ４４，Ｑ４５，Ｑ４６，Ｑ４７，Ｑ４８，Ｑ４９，Ｑ５０，Ｑ５１にそれぞれ対応し、またエミッタ縮退抵抗Ｒ６０は図１０におけるエミッタ縮退抵抗Ｒ４１に対応している。
【００７９】
但し、本実施形態では電流スイッチＳＷ１のトランジスタＱ６０，Ｑ６３のベース端子及びトランジスタＱ６１，Ｑ６２のベース端子は、第１のローカル信号ＬＯ１が入力される入力端子２Ａ，２Ｂにそれぞれ接続され、電流スイッチＳＷ２のトランジスタＱ６４，Ｑ６７のベース端子及びトランジスタＱ６５，Ｑ６６のベース端子は、第２のローカル信号ＬＯ２が入力される入力端子２Ｃ，２Ｄにそれぞれ接続されている。
【００８０】
本実施形態の周波数変換器の動作は、図１２で示したように、主ミキサ３の出力の所望波及び３次歪と、歪補償用ミキサ４の出力の所望波及び３次歪の位相差が９０°となる点を除き、図１０と同じである。所望波及び３次歪の位相差を各々のミキサ３，４の出力において逆相として大きな歪抑圧効果を得るためには、第１及び第２のローカル信号ＬＯ１，ＬＯ２の位相差を９０°とすればよい。
【００８１】
（第８の実施形態）
図１４には、本発明の第８の実施形態として図６で説明した周波数変換器を具体化したもう一つの周波数変換器を示す。図１４の周波数変換器は、図１３にローカル信号のための移相器７が付加された構成となっている。移相器７は、例えば図７に示した回路が用いられる。
【００８２】
図１４中のＬＯｌ，ＬＯ２は、図７中のＬＯ１，ＬＯ２に対応している。また、図１４においてトランジスタＱ８０，Ｑ８１，Ｑ８２，Ｑ８３，Ｑ８４，Ｑ８５，Ｑ８６，Ｑ８７，Ｑ８８，Ｑ８９，Ｑ９０，Ｑ９１、インダクタＬ８０及び抵抗Ｒ８０は、図１３におけるトランジスタＱ６０，Ｑ６１，Ｑ６２，Ｑ６３，Ｑ６４，Ｑ６５，Ｑ６６，Ｑ６７，Ｑ６８，Ｑ６９，Ｑ７０，Ｑ７１、インダクタＬ６０及び抵抗Ｒ６０にそれぞれ対応している。
【００８３】
本実施形態においても、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の相互コンダクタンスＧｍ１，Ｇｍ２がＧｍ１＝Ｍ×Ｇｍ２（Ｍは３より大きい定数）という式（３）の条件を満たすため、ＲＦ入力信号の角周波数をωＲＦとし、エミッタ縮退インダクタＬ２０及びエミッタ縮退抵抗Ｒ２０の値を同じ記号Ｌ２０，Ｒ２０で表すと、
Ｒ８０＝Ｍ×ωＲＦ×Ｌ８０
と設定する。この場合においても、Ｍは本質的には１より大きい定数であればよいが、主ミキサ３の変換利得に比べ歪補償用ミキサ４の変換利得を１／３以上にすると、周波数変換器全体の利得が３．５ｄＢ減衰され、実用的ではなくなるので、Ｍは３以上の値が望まれる。
【００８４】
また、トランジスタＱ８８，Ｑ８９に流れる電流をＩｏとすると、トランジスタＱ９０，Ｑ９１に流れる電流はＩｏ／Ｌと設定する。ここでは、トランジスタに流れる電流密度を一定とするため、トランジスタＱ８８，Ｑ８９とトランジスタＱ９０，Ｑ９１の寸法比をＬ：１とし、トランジスタＱ８０，Ｑ８１，Ｑ８２，Ｑ８３とトランジスタＱ８４，Ｑ８５，Ｑ８６，Ｑ８７の寸法比も同様にＬ：１とする。ただし、Ｌ：１は必須の条件ではないため、図１４においてはＮ：１としている。
【００８５】
さらに、本実施形態においても定数Ｍ，Ｌの関係がＬ＞ＭとなるようにＬを設定するが、Ｌ及びＭを適当な値（例えば、Ｌ＝１５，Ｍ＝６）に設計することによりＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２の３次歪（ＩＭ３）を同じレベルに設定することができる。このときの主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４の所望波出力Ｄと３次歪ＩＭ３のスペクトルを図１４中の（Ｂ）（Ｃ）に示す。
【００８６】
エミッタ縮退インピーダンス素子は、主ミキサ３内のＧｍ増幅器Ａ１においてはインダクタＬ８０であり、歪補償用ミキサ４内のＧｍ増幅器Ａ２においては抵抗Ｒ８０であるので、図１４中の（Ｂ）（Ｃ）に示されるように、それぞれのミキサ３，４で発生するＩＭ３の位相差は９０°であり、また振幅はほぼ等しく設計されているとする。このため、主ミキサ３に入力する第１のローカル信号ＬＯ１と、歪補償用ミキサ４に入力する第２のローカル信号ＬＯ２の位相差を９０°とすることにより、それぞれのミキサ３，４の出力電流は逆相で加算されることになり、ＩＭ３は抑圧される。
【００８７】
また、主ミキサ３及び歪補償用ミキサ４におけるＧｍ増幅器Ａ１，Ａ２の出力電流は、トランジスタの寄生インピーダンスのため、図４に示したような出力電流ｉ１，ｉ２，ｉ３，ｉ４，ｉ５の位相関係は成り立たない場合がある。このような場合、移相器７が正確な９０°移相器では歪の抑圧効果が低減するので、図１２の実施形態で説明したと同様に、Ｒ，Ｃの値を選定することで、Ｇｍ増幅器Ａ１，Ａ２の電流出力の位相差に合わせて移相器７を設計すればよい。
【００８８】
（第９の実施形態）
本発明に係る周波数変換器は、携帯電話機その他の通信機器などの移動無線通信装置に好適である。図１５に、このような無線通信装置の送受信部の構成を示す。ここでは送受の切り替えを時分割で行うＴＤＤ(Time Division Duplex)方式を例として説明するが、これに限られるものではない。
【００８９】
まず、送信部について説明すると、ベースバンド信号発生部(TX-BB)１０１では直交した第１及び第２の送信ベースバンド信号Ｉch(TX)，Ｑch(TX)が適当なフィルタにより帯域制限されて出力される。これらの直交送信ベースバンド信号Ｉch(TX)，Ｑch(TX)は、二つの乗算器１０２，１０３と加算器１０４からなる直交変調器１０５に入力され、２つの直交した周波数をｆLO2の第２ローカル信号を変調する。第２ローカル信号は、局部発振器１０６により発生され、かつ９０°移相器（９０°−ＰＳ）１０７により２分割されて直交変調器１０５に入力される。
【００９０】
直交変調器１０５から出力される被変調信号はＩＦ（中間周波）信号であり、可変利得増幅器１０９に入力される。可変利得増幅器１０９は、図示しない制御系からの利得制御信号に従って入力されたＩＦ信号を適当な信号レベルに調節する。可変利得増幅器１０９から出力されるＩＦ信号は、一般に直交変調器１０５及び可変利得増幅器１０９で発生する不要な高調波成分を含むため、この不要成分を除去するためのローパスフィルタまたはバンドパスフィルタ１１０を介してアップコンバータ１１１に入力される。
【００９１】
アップコンバータ１１１は、ＩＦ信号と第１局部発振器１１２で発生される周波数ｆLO1の第１ローカル信号との乗算を行うことにより周波数変換（アップコンバート）を行い、周波数ｆLO1＋ｆLO2のＲＦ信号と周波数ｆLO1−ｆL02のＲＦ信号を生成する。これら二つのＲＦ信号のいずれか一方が所望波出力であり、他方は不要なイメージ信号である。ここでは、周波数ｆL01＋ｆL02のＲＦ信号を所望波とするが、周波数ｆLO1−ｆL02のＲＦ信号を所望波出力としてもよい。イメージ信号は、イメージ除去フィルタ１１３により除去される。
【００９２】
アップコンバータ１１１からイメージ除去フィルタ１１３を介して抽出された所望波出力は、電力増幅器（ＰＡ）１１４により所要の電力レベルまで増幅された後、送受切り替え電流スイッチ（Ｔ／Ｒ）１１５を介してアンテナ１１６に供給され、電波として放射される。
【００９３】
一方、受信部においては、アンテナ１１６から出力される受信ＲＦ信号が送受切り替え電流スイッチ１１５及びバンドパスフィルタ１１７を介して、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１８に入力される。低雑音増幅器１１８により増幅された受信ＲＦ信号は、イメージ除去フィルタ１１９を介してダウンコンバータ１２０に入力される。
【００９４】
ダウンコンバータ１２０は、第１局部発振器１１２で発生される周波数ｆL01の第１ローカル信号と受信ＲＦ信号の乗算を行い、受信ＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換（ダウンコンバート）する。ダウンコンバータ１２０から出力されるＩＦ信号は、バンドパスフィルタ１２１及び可変利得増幅器１２２を介して分波器（図示せず）と乗算器１２３，１２４からなる直交復調器１２５に入力される。
【００９５】
直交復調器１２５には、送信部の直交変調器１０５と同様に、第２局部発振器１０６から９０°移相器（９０°−ＰＳ）１０８を介して直交した周波数ｆL02の第２ローカル信号が入力される。直交復調器１２５の出力Ｉch(RX)及びＱch(RX)は、受信部ベースバンド処理部（ＲＸ−ＢＢ）１２６に入力され、ここで受信信号が復調されることによって、元のデータ信号が再生される。
【００９６】
上記構成の無線通信装置において、アップコンバータ１１１及びダウンコンバータ１２０のいずれか一方または両方に、本発明による周波数変換器を適用することができる。これにより、低電流動作が可能であって小型化に適し、かつ低歪特性を有する無線通信装置を実現することができる。
【００９７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば動作電流を大幅に大きくすることなく、歪を効果的に低減可能な周波数変換器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本構成である第１の実施形態に係る周波数変換器の概略構成を示すブロック図
【図２】図１の周波数変換器をより具体的に示すブロック図
【図３】本発明に係る周波数変換器を構成する主ミキサ及び歪補償用ミキサに適用可能な相互コンダクタンス増幅器の種々の例を示す回路図
【図４】図３に示したそれぞれの相互コンダクタンス増幅器の出力電流位相を示す図
【図５】本発明の他の基本構成である第２の実施形態に係る周波数変換器の概略構成を示すブロック図
【図６】図５の周波数変換器をより具体的に示すブロック図
【図７】第２の実施形態に係る周波数変換器に適用可能な移相器の具体例を示す回路図
【図８】図７の移相器の振幅及び位相の周波数特性を示す図
【図９】図２に示した周波数変換器をより具体化した本発明の第３の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図
【図１０】図９に示した周波数変換器を差動化した本発明の第４の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図
【図１１】図９に示した周波数変換器を変形した本発明の第５の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図
【図１２】図６に示した周波数変換器をさらに具体化した本発明の第６の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図
【図１３】図１１に示した周波数変換器を差動化した本発明の第７の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図
【図１４】図６に示した周波数変換器をさらに具体化した本発明の第８の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図
【図１５】本発明に係る周波数変換器を適用した本発明の第９の実施形態に係る無線通信装置における無線部の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１，１Ａ，１Ｂ…ＲＦ入力信号の入力端子
２，２Ａ〜２Ｄ…ローカル信号の入力端子
３…主ミキサ（第１のミキサ）
４…歪補償用ミキサ（第２のミキサ）
５…加算回路
６…出力端子
７…移相器
Ａ１，Ａ２…相互コンダクタンス増幅器
ＳＷ１，ＳＷ２…電流スイッチ
Claims (9)
- 周波数変換すべき入力信号を第１のローカル信号に従い第１の変換利得で周波数変換して第１の出力信号を得る、第１の動作電流が流れる第１のミキサと、
前記入力信号を前記第１のローカル信号と位相が異なる第２のローカル信号に従い前記第１の変換利得の１／Ｍ（但し、Ｍは３より大きい定数）である第２の変換利得で周波数変換して第２の出力信号を得る、前記第１の動作電流の１／Ｌ（但し、ＬはＭより大きい定数）である第２の動作電流が流れる第２のミキサと、
前記第１の出力信号と前記第２の出力信号を互いに逆相の関係で加算することにより周波数変換出力信号を生成する加算回路とを備える周波数変換器。 - 周波数変換すべき入力信号を第１の電流信号に変換する、第１の利得を有し第１の動作電流が流れる第１の相互コンダクタンス増幅器と、
前記第１の電流信号を入力し、第１のローカル信号に従ってスイッチング動作することにより該第１の電流信号を周波数変換して第１の出力信号を生成する第１の電流スイッチと、
前記入力信号を第２の電流信号に変換する、前記第１の変換利得の１／Ｍ（但し、Ｍは３より大きい定数）である第２の利得を有し前記第１の動作電流の１／Ｌ（但し、ＬはＭより大きい定数）である第２の動作電流が流れる第２の相互コンダクタンス増幅器と、
前記第２の電流信号を入力し、前記第１のローカル信号と位相が異なる第２のローカル信号ローカル信号に従ってスイッチング動作することにより該第２の電流信号を周波数変換して前記第２の出力信号を生成する第２の電流スイッチと、
前記第１の出力信号と前記第２の出力信号を互いに逆相の関係で加算することにより周波数変換出力信号を生成する加算回路とを備える周波数変換器。 - 前記第１の相互コンダクタンス増幅器は、前記入力信号を受ける制御電極と前記第１の電流信号を出力する第１主電極、及び第２主電極を有する少なくとも一つの第１のトランジスタと、該第１のトランジスタの前記第２主電極と定電位点との間に接続された少なくとも一つの第１の縮退インピーダンス素子とを有し、
前記第２の相互コンダクタンス増幅器は、前記入力信号を受ける制御電極と前記第２の電流信号を出力する第１主電極、及び第２主電極を有する少なくとも一つの第２のトランジスタと、該第２のトランジスタの前記第２主電極と定電位点との間に接続された少なくとも一つの第２の縮退インピーダンス素子とを有する請求項２記載の周波数変換器。 - ローカル発振器から供給される原ローカル信号を入力して、前記第１及び第２のローカル信号を生成する移相器をさらに備え、
前記第１の縮退インピーダンス素子及び前記第２の縮退インピーダンス素子は、抵抗、インダクタ及びキャパシタの中から選ばれた同一種類の素子である請求項３記載の周波数変換器。 - ローカル発振器から供給される原ローカル信号を入力して、前記第１及び第２のローカル信号を生成する移相器をさらに備え、
前記第２の縮退インピーダンス素子は、前記第１の縮退インピーダンス素子と異なる種類の素子である請求項３記載の周波数変換器。 - 前記第１の縮退インピーダンス素子はインダクタであり、前記第１２の縮退インピーダンス素子は、抵抗またはキャパシタである請求項５記載の周波数変換器。
- ローカル発振器から供給される原ローカル信号を入力して、前記第１及び第２のローカル信号を生成する移相器をさらに備える請求項１記載の周波数変換器。
- 前記移相器は、第１の抵抗と第１のキャパシタの直列回路からなる積分器と、
該積分器に並列接続され、第２のキャパシタと第２の抵抗の直列回路からなる微分器とを有し、該積分器及び微分器の両端に前記原ローカル信号を入力し、前記第１のローカル信号として該原ローカル信号を取り出し、前記第２のローカル信号を該積分器の出力と微分器の出力の差として取り出すように構成される請求項７記載の周波数変換器。 - 送信すべき信号を周波数変換する第１の周波数変換器を含む送信部と、
受信した信号を周波数変換する第２の周波数変換器を含む受信部とを有する無線通信装置であって、
前記第１及び第２の周波数変換器の少なくとも一方に請求項１〜８のいずれか１項記載の周波数変換器を用いた無線通信装置。
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