CN105191149A - 噪声消除装置和方法 - Google Patents

Abstract

一种噪声消除结构包括耦合到接收器的混频器输出端的跨阻抗级；以及与所述跨阻抗级并联的噪声消除级，其中所述噪声消除级包括第一可调电阻器和与所述第一可调电阻器串联的第二可调电阻器，对所述第一可调电阻器和所述第二可调电阻器进行配置使得：所述第一可调电阻器具有第一电阻变化部分；所述第二可调电阻器具有与所述第一电阻变化部分相同但方向相反的第二电阻变化部分；选择所述第一电阻变化的幅值使得差模二阶噪声和共模二阶噪声相互抵消。

Description

噪声消除装置和方法

本发明要求2013年4月11日递交的发明名称为“噪声消除装置和方法(NoiseCancellationApparatusandMethod)”的第13/861206号美国非临时专利申请案的在先申请优先权，该在先申请案要求2013年3月13日递交的发明名称为“噪声消除装置和方法(NoiseCancellationApparatusandMethod)”的第61/780416号美国临时专利申请案的在先申请优先权，以上在先申请的内容以引用的方式并入本文本中。

技术领域

本发明涉及噪声消除装置，尤其涉及用于衰减手机直接转换接收器中的二阶互调分量的噪声消除装置。

背景技术

无线通信系统广泛用于使用蜂窝电话、膝上型计算机和各种多媒体设备等多种接入终端来为多个用户提供语音和数据服务。这些通信系统可涵盖局域网，例如IEEE801.11网络，蜂窝电话和/或移动宽带网络。通信系统可使用一种或多种多址技术，例如频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、码分多址(CDMA)、正交频分多址(OFDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)等。移动宽带网络可以遵照多种标准，例如主要第2代(2G)全球移动通信系统(GSM)技术、主要第三代(3G)通用移动通信系统(UMTS)技术以及主要第四代(4G)长期演进(LTE)技术。

无线网络可包括无线设备和多个基站。无线设备可以是笔记本计算机、移动电话或个人数字助理(PDA)、媒体播放器、游戏设备等。基站通过耦合在无线设备和基站之间的多个无线信道(例如，从基站到无线设备的下行信道)与无线设备通信。无线设备可通过多个反馈信道(例如，从无线设备到基站的上行信道)将信道信息等信息发回基站。

无线设备可包括处理器、发射器和接收器。发射器可耦合到一个发射天线。接收器可耦合到一个接收天线。接收器的一个主要功能在于抑制不需要的噪声(例如邻近信道和干扰)从而可以恢复来自接收天线的大量信号中的有用信号。

随着无线技术进一步发展，直接转换接收器作为另一种选择出现，并在手机中广泛使用。直接转换接收器的有利特征在于直接转换接收器并不包括中频表面声波滤波器、中频合成器等庞大的部件。

直接转换接收器的不利特征在于直接转换接收器中会出现二阶互调(IM2)等偶阶失真。特别是，直接转换接收器的下行转换混频器是IM2分量的主要来源。IM2分量可包括两部分，即差模IM2分量和共模IM2分量。差模IM2分量和共模IM2分量是手机不需要的信号，会造成干扰并导致接收器的性能下降。

发明内容

通过本发明的优选实施例提供一种用于降低二阶互调(IM2)噪声的系统、装置和方法，通常可解决或避免这些和其它问题，而且通常可获得技术优势。

根据实施例，一种装置包括耦合到接收器的混频器输出端的跨阻抗级；以及与所述跨阻抗级并联的噪声消除级，其中所述噪声消除级包括第一可调电阻器和与所述第一可调电阻器串联的第二可调电阻器，对所述第一可调电阻器和所述第二可调电阻器进行配置使得：所述第一可调电阻器具有第一电阻变化部分；所述第二可调电阻器具有与所述第一电阻变化部分相同但方向相反的第二电阻变化部分，以及选择所述第一电阻变化使得差模二阶噪声和共模二阶噪声相互抵消。

根据另一实施例，一种系统包括I信道混频器，用于从天线接收射频信号以及从本地振荡器接收中频信号；Q信道混频器，用于从所述天线接收所述射频信号以及从所述本地振荡器接收相移后的中频信号；与所述I信道混频器并联的第一噪声消除装置，其中I信道差模二阶互调分量和I信道共模二阶互调分量在所述第一噪声消除装置中相互抵消；以及与所述Q信道混频器并联的第二噪声消除装置，其中Q信道差模二阶互调分量和Q信道共模二阶互调分量在所述第二噪声消除装置中相互抵消。

根据又一实施例，一种方法包括在混频器输出端检测二阶互调(IM2)分量，其中所述混频器从天线接收射频信号以及从本地振荡器接收中频信号；调整IM2校正单元的第一可变电阻器和第二可变电阻器使得差模IM2分量和共模IM2分量相互抵消，其中所述第一可变电阻器和所述第二可变电阻器串联并通过跨阻抗放大器耦合到所述混频器输出端，将所述第一可变电阻器和所述第二可变电阻器的公共节点通过所述公共节点和参考电压之间耦合的缓冲器调节到参考电压电平。

本发明的优选实施例的优点在于通过两个可调电阻器和一个缓冲器形成的噪声消除路径消除或降低直接转换接收器的IM2噪声。

前述内容已相当广泛地概述了本发明的特征和技术优点，以便更好地理解下文中的本发明的具体实施方式。下文中将描述本发明的额外特征和优势，其形成本发明的权利要求书的主题。所属领域的技术人员应了解，所揭示的概念和具体实施例可以容易地用作修改或设计其它结构或过程的基础，以实现与本发明目的相同的目的。所属领域的技术人员还应意识到，此类等效构造不脱离所附权利要求书中所提出的本发明的精神和范围。

附图说明

为了更完整地理解本发明及其优点，现在参考以下结合附图进行的描述，其中：

图1所示为根据本发明各项实施例的移动设备的方框图；

图2所示为根据本发明各项实施例的如图1所示的混频器和IM2校正单元的示意图；

图3所示为根据本发明各项实施例的如图2所示的IM2校正单元的简化方框图；以及

图4所示为根据本发明各项实施例的如图3所示的跨阻抗放大器级、二阶降噪级和共模反馈回路级的示意图。

除非另有指示，否则不同图中的对应标号和符号通常指代对应部分。绘制各图是为了清楚地说明各个实施例的相关方面，因此未必是按比例绘制的。

具体实施方式

下文将详细论述当前优选实施例的制作和使用。然而，应了解，本发明提供可在各种具体上下文中体现的许多适用的发明性概念。所论述的具体实施例仅仅说明用以实施和使用本发明的具体方式，而不限制本发明的范围。

将结合特定背景下的优选实施例来描述本发明，该特定背景是指移动设备的二阶互调(IM2)降噪设备。然而，本发明也可应用于各种无线系统。在下文中，各项实施例将参照附图详细解释。

图1所示为根据本发明各项实施例的移动设备的方框图。移动设备100可以是笔记本计算机、移动电话或个人数字助理(PDA)、媒体播放器、游戏设备等。移动设备100可包括接收器101、发射器、天线和其它合适的部件。为了简洁起见，图1仅示出了接收器101的详细结构。

接收器101耦合在天线102和基带处理器118之间。虽然图1所示为单根天线，但是天线102可包括两根天线，即主天线和辅天线。主天线用于将出站无线信号从移动设备发射到基站或从基站接收入站无线信号。辅天线(或辅助天线)可能无法将高性能出站信号从移动设备发射到基站。辅天线的主要功能在于接收分集无线信号。具有两根天线的移动设备在现有技术中为大家所熟知，因此，为了避免重复，本文不再对其进行详细描述。

移动设备100可发射并接收基于各种标准调制的无线信号，这些标准可包括主要第2代(2G)全球移动通信系统(GSM)技术、主要第三代(3G)通用移动通信系统(UMTS)技术以及主要第四代(4G)长期演进(LTE)技术。另外，无线信号还可基于全球微波接入互操作性(WiMAX)、无线局域网(WLAN)、超宽带(UWB)等其它标准调制。

处理器118可以是数字信号处理器(DSP)芯片等任意合适的基带处理器。处理器118用于管理射频功能并为无线电通信提供控制软件。此外，处理器118可耦合到应用处理器等其它移动设备功能单元。

如图1所示，接收器101可包括第一滤波器104、I信道滤波器111和Q信道滤波器112等多个滤波器。接收器101还可包括低噪放大器106、I信道放大器113和Q信道放大器114等多个增益级。为了提供处理器118适用的数字信号，使用多个模数(A/D)转换器115和116，如图1所示。上文所述的滤波器、放大器和A/D转换器的功能是公知的，因此本文中将不再详细论述。

第一混频器107耦合到本地振荡器110。本地振荡器110以处理器118适用的中频生成信号。在一些实施例中，本地振荡器110生成的信号的占空比为25％。信号由第一混频器107处理后生成具有中频的同相(I)信号并发送到处理器118。

同样地，第二混频器108通过移相器109耦合到本地振荡器110。移相器109对本地振荡器110生成的信号进行90度的相移。第二混频器108生成正交(Q)信号用于处理器118中的数字信号处理。

在本文中，同相信号通过的信道也称为接收器101的I信道。同样，正交信号通过的信道也称为接收器101的Q信道。如图1所示，I信道和Q信道的配置可相同。

I信道可包括耦合到第一混频器107的输出端的I信道IM2校正单元121。I信道IM2校正单元121用于衰减I信道IM2分量。在本文中，I信道IM2分量也称为I信道IM2噪声。I信道IM2噪声还可包括差模IM2分量和共模IM2分量。

Q信道可包括耦合到第二混频器108的输出端的Q信道IM2校正单元122。Q信道IM2校正单元122用于衰减Q信道IM2分量。在本文中，Q信道IM2分量也称为Q信道IM2噪声。Q信道IM2噪声还可包括差模IM2分量和共模IM2分量。

应注意图1所示为I信道IM2校正单元121和Q信道IM2校正单元122的简化方框图。以下将参照图2至4描述IM2校正单元(例如，I信道IM2校正单元121)的详细示意图。

图2所示为根据本发明各项实施例的如图1所示的混频器和IM2校正单元的示意图。如图2所示，第一混频器107从本地振荡器(如图1所示)接收射频(RF)信号和中频信号。RF信号乘以中频信号生成同相信号，同相信号通过I信道IM2校正单元121发送到第一放大器123。I信道IM2校正单元121用于消除或至少降低IM信道IM2噪声。

第二混频器108、Q信道IM2校正单元122和第二放大器124可形成Q信道IM2降低机制，该机制与I信道的类似，因此为了避免重复，本文中将不再讨论。由于I信道IM2校正单元121和Q信道IM2校正单元122的结构类似，为了简洁起见，I信道IM2校正单元121用于示出IM2校正单元的操作原理。以下将参照图3至4描述I信道IM2校正单元121的详细结构。

第一放大器123和第二放大器124用于进一步放大来自I信道IM2校正单元121和Q信道IM2校正单元122的有用信号(例如，基带信号)。此外，第一放大器123和第二放大器124可为解决I信道/Q信道(IQ)幅度失配问题提供解决方案。可调电阻器R1_I和R1_Q可用于补偿IM2校正单元引起的IQ幅度失配。以下将参照图4描述IQ幅度失配补偿机制的详细操作原理。

图3所示为根据本发明各项实施例的如图2所示的I信道IM2校正单元的简化方框图。I信道IM2校正单元121可包括三级，即跨阻抗放大器级212、二阶降噪级214以及共模反馈回路级216。如图3所示，这三级以级联模式连接。具体而言，二阶降噪级214和共模反馈回路级216并联并且还耦合到跨阻抗放大器级212的输出端。

具有与共模反馈回路级216并联的二阶降噪级214的有利特征在于接收器的dc增益并未改变。换言之，二阶降噪级214不影响接收器的dc偏移。在不影响dc偏移的情况下降低I信道IM2噪声有助于简化接收器的设计。

在一些实施例中，跨阻抗放大器级212可作为共栅极(common-gate)跨阻抗放大器实施，以下将参照图4描述该共栅极跨阻抗放大器。共模反馈回路级216设计用于稳定跨阻抗放大器的输出电压。二阶降噪级214提供路径，其中I信道IM2噪声的差模和共模可相互抵消。所以，I信道IM2校正单元121的输出端不存在I信道IM2噪声。以下将参照图4描述二阶降噪级214的详细电路图。

图4所示为根据本发明各项实施例的如图3所示的跨阻抗放大器级、二阶降噪级和共模反馈回路级的示意图。跨阻抗放大器级212包括晶体管Q3和Q4，以及电阻器R3和R4。如图4所示，晶体管Q3和Q4形成共栅极电路，共栅极电路在现有技术中为大家所熟知，所以为了简洁起见将不再详细论述。

共模反馈回路级216包括第一晶体管Q1、第二晶体管Q2、第一电阻器R1、第二电阻器R2和第一放大器A1。如图4所示，R1和R2形成分压电路，通过该分压电路检测电压VO+和VO–并将电压VO+和VO–发回第一放大器A1的非倒相输入端。第一放大器A1的倒相输入端耦合到共模参考电压VCM。通过控制共模参考电压VCM的幅值，通过调节晶体管Q1和Q2的栅极电压将输出电压VO+和VO–设置为所需值。换言之，共模反馈回路级216用于调节跨阻抗放大器级212的dc输出。

二阶降噪级214包括第二放大器A2、第五电阻器R5和第六电阻器R6。如图4所示，第二放大器A2的配置显示第二放大器A2可用作缓冲器。这种缓冲器提供了低阻抗输出。此外，缓冲区还可以是单位增益缓冲器。换言之，第二放大器A2的输出端大约等同于第二放大器A2的输入端。如图4所示，第二放大器A2的输入端耦合到共模参考电压VCM。因此，将第二放大器A2的输出端设置为约等于VCM的电压电平。

应注意，第二放大器A2和电阻器R5和R6用于调节跨阻抗放大器级212的ac输出。在一些实施例中，可能无dc电流流经含串联连接的电阻器R5和R6的二阶降噪级214。

如图4所示，第二放大器A2的输入端耦合到共模参考电压VCM。第二放大器A2的输出端耦合到电阻器R5和R6的公共节点。电阻器R5和R6是可调电阻器，如图4中的箭头所示。虽然图4示出了两个可调电阻器，但是该配置仅仅是一个示例。本领域技术人员会认识到存在许多替代、变化和修改方案。例如，每个可调电阻器(例如，电阻器R5)可由固定电阻部分和可调电阻部分形成。R5和R6的固定电阻部分可能相同。可调电阻部分可响应于两个控制信号(未示出)而变化，这样所有二阶噪声分量可流入可调电阻器并相互抵消。

根据一些实施例，电阻器R5和R6的电阻值在约2K欧姆至约32K欧姆之间。固定电阻部分与可调电阻部分的比率可根据不同应用和设计需求而变化，例如二阶降噪级214的噪声校正范围。

在一些实施例中，R5和R6的电阻响应于控制命令而变化。R5和R6的变体可能相同，但是方向相反。电阻器R5和R6可表示为：

$R5=R+\frac{1}{2}\mathrm{\Δ}R---\left(1\right)$

$R6=R-\frac{1}{2}\mathrm{\Δ}R---\left(2\right)$

其中R是电阻器R5和R6的固定部分，ΔR是电阻器R5和R6的可变部分。

流经第五电阻器R5的电流表示为I₊。同样地，流经第六电阻器R6的电流表示为I–。共模电流I_CM和差模电流I_DM可通过以下等式得出：

$I_{CM}=\frac{1}{2}(I_{+}+I_{-})---\left(3\right)$

I_DM＝(I₊-I_-)(4)

输出电压是VO+和VO–之间的差值。因此，输出电压可以通过以下等式得出：

$V_O=R5\·I_{+}-R6\·I_{-}=(R+\frac{1}{2}\mathrm{\Δ}R)\·I_{+}-(R-\frac{1}{2}\mathrm{\Δ}R)\·I_{-}---\left(5\right)$

等式(5)可通过替换简化。换言之，I+和I–可以替换为共模电流I_CM和差模电流I_DM。输出电压可以简化为：

V_O＝I_DM·R+I_CM·ΔR(6)

在混频器被IM2噪声污染的情况下，共模电流I_DM可包括所需信号和高阶差模噪声。另一方面，共模电流I_CM可包括高阶共模噪声。共模电流I_CM和差模电流I_DM可通过以下等式得出：

I_DM＝I_SIG+I_{IM2_DM}+…(7)

I_CM＝I_{IM2_CM}+…(8)

其中I_SIG是所需信号，I_{IM2_DM}是差模二阶噪声，I_{IM2_CM}是共模二阶噪声。

通过将等式(6)中的共模电流I_CM和差模电流I_DM分别替换为等式(7)和(8)中的共模电流I_CM和差模电流I_DM，可以如下表示输出电压。

V_O＝I_SIG·R+I_{IM2_DM}·R+I_{IM2_CM}·ΔR+…(9)

如果满足以下条件，则可以通过选择R5和R6的可变电阻部分来消除I信道IM2噪声：

I_{IM2_DM}·R+I_{IM2_CM}·ΔR＝0(10)

如上述等式(10)所示，如果基于等式(10)所示的等式选择可调电阻器，则可消除I信道IM2噪声。如果共模反馈控制级的带宽相对较小，那么二阶降噪级214在对接收器的dc偏移具有最小影响的同时可有效降低I信道IM2噪声。

另外，共模反馈回路级216可有助于在其带宽内抑制I信道IM2噪声。因此，可以如此设计二阶降噪级214以在降低超出共模反馈回路级216的带宽外的I信道IM2噪声。换言之，共模反馈回路级216的带宽应当小于接收器的二阶降噪级214的带宽。

应注意虽然图4示出了在接收器的I信道中所使用的二阶降噪级，但是二阶降噪级可用于接收器的I信道和Q信道。具体而言，I信道的二阶降噪级独立于Q信道的二阶降噪级。在I信道或Q信道处检测到IM2噪声后，控制器(未示出)可改变二阶降噪级(例如，电阻器R5和R6)的可调部分直到可调部分满足等式(10)所示的条件。所以，I信道和Q信道中均无IM2噪声。二阶降噪级有助于提高接收器的性能特点，例如信噪比(SNR)等。

还应注意将二阶降噪机制分别应用于I信道和Q信道之后，I信道的信号幅度和Q信道的信号幅度之间存在失衡。可在耦合到IM2校正单元输出端的下一级补偿这种幅度失衡(图2中未示出但作出说明)。

再次参照图2，放大器123和124分别耦合到I信道IM2校正单元121和Q信道IM2校正单元122的输出端。可调电阻器R1_I和R1_Q用于分别调节I信道信号和Q信道信号的幅度。所以，可以相应地对幅度失配进行补偿。

虽然已详细地描述了本发明的实施例及其优点，但是应理解，可以在不脱离如所附权利要求书所界定的本发明的精神和范围的情况下对本发明做出各种改变、替代和更改。

此外，本发明的范围不应限于说明书中描述的过程、机器、制造工艺、物质成分、构件、方法和步骤的特定实施例。所属领域的一般技术人员将从本发明的披露内容中容易了解到，可根据本发明利用执行与本文本所述对应实施例大致相同的功能或实现与本文本所述对应实施例大致相同的效果的过程、机器、制造工艺、物质成分、构件、方法或步骤，包括目前存在的或以后将开发的。因此，所附权利要求书既定在其范围内包括此类过程、机器、制造工艺、物质成分、构件、方法或步骤。

Claims (20)

1.一种装置，其特征在于，包括：

耦合到接收器的混频器输出端的跨阻抗级；以及

与所述跨阻抗级并联的噪声消除级，其中所述噪声消除级包括：

第一可调电阻器；以及

与所述第一可调电阻器串联的第二可调电阻器，对所述第一可调电阻器和所述第二可调电阻器进行配置使得：

所述第一可调电阻器具有第一电阻变化部分，所述第二可调电阻器具有与所述第一电阻变化部分相同但方向相反的第二电阻变化部分；以及

选择所述第一电阻变化使得差模二阶噪声和共模二阶噪声相互抵消。

2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于：

所述跨抗阻级包括两个共栅极晶体管。

3.根据权利要求1所述的装置，其特征在于：

所述第一可调电阻器包括第一固定部分和第一可调部分；以及

所述第二可调电阻器包括第二固定部分和第二可调部分。

4.根据权利要求3所述的装置，其特征在于：

所述第一固定部分的电阻值等于所述第二固定部分的电阻值；以及

所述第一可调部分的可变电阻值等于所述第二可调部分的可变电阻值。

5.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，进一步包括：

与所述噪声消除级并联的共模反馈回路级，其中所述共模反馈回路级用于响应于参考电压调节所述跨阻抗级的输出电压。

6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，进一步包括：

在所述参考电压和所述第一可调电阻器和所述第二可调电阻器的公共节点之间耦合的缓冲器，其中所述缓冲器提供低阻抗输出。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于：

所述缓冲器用于将所述公共节点的电压调节为约等于所述参考电压。

8.一种系统，其特征在于，包括：

I信道混频器，用于从天线接收射频信号以及从本地振荡器接收中频信号；

Q信道混频器，用于从所述天线接收所述射频信号以及从所述本地振荡器接收相移后的中频信号；

与所述I信道混频器并联的第一噪声消除装置，其中：

I信道差模二阶互调分量和I信道共模二阶互调分量在所述第一噪声消除装置中相互抵消；以及与所述Q信道混频器并联的第二噪声消除装置，其中：

Q信道差模二阶互调分量和Q信道共模二阶互调分量在所述第二噪声消除装置中相互抵消。

9.根据权利要求8所述的系统，其特征在于，进一步包括：

耦合到所述第一噪声消除装置的第一放大器，其中所述第一放大器包括第一可调电阻器；以及

耦合到所述第二噪声消除装置的第二放大器，其中所述第二放大器包括第二可调电阻器；以及

所述第一可调电阻器和所述第二可调电阻器用于响应于幅度失配调节I信道和Q信道的信号幅度。

10.根据权利要求8所述的系统，其特征在于，所述第一噪声消除装置包括：

耦合到所述I信道混频器输出端的跨阻抗级。

与所述跨阻抗级并联的共模反馈回路级；以及

与所述跨阻抗级并联的噪声消除级。

11.根据权利要求10所述的系统，其特征在于：

所述共模反馈回路级用于响应于参考电压调节所述跨阻抗级的输出电压。

12.根据权利要求11所述的系统，其特征在于，所述噪声消除级包括：

第一可调电阻器；

与所述第一可调电阻器串联的第二可调电阻器，其中：

所述第一可调电阻器具有第一电阻变化部分，所述第二可调电阻器具有第二电阻变化部分，所述第二电阻变化部分与所述第一电阻变化部分的电阻值相同但与所述第一电阻变化部分方向相反。

选择所述第一电阻变化部分的幅度使得所述I信道差模二阶互调分量和所述I信道共模二阶噪声互调分量相互抵消；以及

耦合到所述第一可调电阻器和所述第二可调电阻器的公共节点的缓冲器。

13.根据权利要求12所述的系统，其特征在于：

所述缓冲器在所述参考电压和所述第一可调电阻器和所述第二可调电阻器的公共节点之间耦合；以及

所述缓冲器用于将所述公共节点的电压调节为约等于所述参考电压。

14.一种方法，其特征在于，包括：

在混频器输出端检测二阶互调(IM2)分量，其中所述混频器从天线接收射频信号以及从本地振荡器接收中频信号；以及

调整IM2校正单元的第一可变电阻器和第二可变电阻器使得差模IM2分量和共模IM2分量相互抵消，其中：

所述第一可变电阻器和所述第二可变电阻器串联并通过跨阻抗放大器耦合到所述混频器输出端；以及

将所述第一可变电阻器和所述第二可变电阻器的公共节点通过所述公共节点和参考电压之间耦合的缓冲器调节到参考电压电平。

15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，进一步包括：

在I信道混频器输出端检测I信道IM2分量，其中所述I信道混频器从所述天线接收所述射频信号并从所述本地振荡器接收I信道中频信号。

调节I信道噪声消除装置的所述第一可变电阻器和所述第二可变电阻器使得所述I信道噪声消除装置的所述可变电阻器满足以下条件：

I_{IM2_DM}·R+I_{IM2_CM}·ΔR＝0

其中R是所述第一可变电阻器和所述第二可变电阻器的固定部分，ΔR是所述第一可变电阻器和所述第二可变电阻器的可变部分，I_{IM2_DM}是I信道差模二阶分量，I_{IM2_CM}是I信道共模二阶分量。

16.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，进一步包括：

在Q信道混频器输出端检测Q信道IM2分量，其中所述Q信道混频器从所述天线接收所述射频信号并通过移相器从所述本地振荡器接收Q信道中频信号。

调节Q信道噪声消除装置的所述第一可变电阻器和所述第二可变电阻器使得所述Q信道噪声消除装置的所述可变电阻器满足以下条件：

I_{IM2_DM}·R+I_{IM2_CM}·ΔR＝0

其中R是所述第一可变电阻器和所述第二可变电阻器的固定部分，ΔR是所述第一可变电阻器和所述第二可变电阻器的可变部分，I_{IM2_DM}是Q信道差模二阶分量，I_{IM2_CM}是Q信道共模二阶分量。

17.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，进一步包括：

通过耦合到所述混频器的跨阻抗级生成低阻抗输出信号；以及

通过共模反馈回路级调节所述低阻抗输出信号，其中所述共模反馈回路级和所述跨阻抗级并联。

18.根据权利要求17所述的方法，其特征在于：

所述跨抗阻级包括两个共栅极晶体管。

19.根据权利要求17所述的方法，其特征在于：

所述共模反馈回路级包括：

耦合到所述跨阻抗级输出端的检测器电路；以及

放大器，用于调节所述跨阻抗级的dc输出。

20.根据权利要求19所述的方法，其特征在于：

所述放大器的第一输入端耦合到参考电压；

所述放大器的第二输入端耦合到所述检测器电路；以及

所述放大器的输出端通过电压调节装置耦合到所述跨阻抗级的所述输出端。