CN104167997B - 跨导放大器 - Google Patents

Abstract

一种跨导放大器包括放大器级的集合。用特定比率划分最后一级的放大器，其中将一部分用于传送输出电流，将另一部分用于向输入传送反馈电流。

Description

跨导放大器

技术领域

本发明涉及跨导放大器。具体地，本发明涉及一种可以集成到CMOS的跨导放大器。

背景技术

半导体产业快速聚合于主流CMOS。规模经济、高栅极密度和高切换速度令CMOS成为高复杂性低成本产品的理想工艺。

以低成本对更多特征和功能的需要导致CMOS中的可配置接收机结构的趋势，所述结构利用更多程度的数字信号处理。增加的切换速率给予更高带宽，并且由于在信号链前部进行数字化，宽松的可配置型有可能允许对模拟缺陷进行数字补偿和校正。

宽带接收机结构相对所需模拟电路性能而言具有挑战性。CMOS的电源电压随着每个下一技术节点而降低，并且这增加了实现的难度。

通常在使用混频器级(mixer stage)将原始RF信号第一下变频为零IF或低IF之后实现宽带数字化。

图1示出了使用低噪声放大器(“LNA”)的下变频器，将其输出提供给由本地振荡器信号(“LO”)驱动的无源混频器(由开关10来表示)。

一个或多个低噪声放大器可以用于获得较低的总噪声系数。用串联电阻器Rs将LNA输出电压转换为混频器输入电流。将跨导放大器(“TIA”)示出在混频器输出处，以便从电流转换为电压。

LNA输入携带需要的和不需要的信号二者。根据接收条件，相较于需要的信号，不需要的信号可能非常大。最大信号摆幅和它的噪声等级确定下变频器的动态范围(DR)。通过由电源电压vdd-vss给出的RF级的电压裕度(voltage headroom)来限制最大信号摆幅。

为了克服这个限制，如图2所示，可以将电压放大的LNA替换为电流放大的低噪声跨导放大器(“LNTA”)。

LNTA在电流域放大RF信号，并且向混频器直接传送信号电流，使得不需要电阻器(实现电压到电流的转换)。将电压到电流的转换移至LNTA内，其中可以以低阻抗等级实现电压到电流转换，减小了由电源电压裕度强加的限制。如图2所示，LNTA负责V-I转换、信号放大和输入阻抗匹配。为了防止RF电压域放大(和DR损耗)，在宽频带内保持节点B处的低阻抗是十分重要的。通过使用无源混频器中的低欧姆开关以及在宽频带内保持低输入阻抗的跨导放大器(TIA)，来实现在宽频带内保持节点B处的低阻抗。

TIA是具有反馈网络的运算放大器，所述反馈网络由并联的电阻器和电容器网络构成，形成了低通滤波器。低通滤波器特性意味着只有LO频率附近的RF信号会在输出处发展为中频(“IF”)信号摆幅，而远处的信号将衰减。

LNTA的输出信号是电流而不是电压使得更难以在LNTA两端施加整体负反馈，来增强噪声和线性度，并获得正确的输入阻抗。

发明内容

本发明由权利要求来限定。

根据本发明，提供了一种跨导放大器，包括：

输入放大器级；

输出放大器级；以及

副本输出级，所述副本输出级产生作为放大器输出电流的缩放副本的反馈电流，其中将反馈电流提供给放大器输入。

本发明提出了一种LNTA的实现方法，提供了针对输入终端的负反馈系统的简单实现。可以在实现低噪声和高内调制性能的同时，获得所需要的输入和输出阻抗。当用作下变频器的一部分时，相较于用基于传统电压域的LNA的混频器级来实现，本实现方法导致更好的整体性能。

反馈可以描述为“副本反馈”，能使得在所用技术(例如，CMOS技术)的本地电源电压(native supply voltage)处具有高线性度和低噪声。副本反馈还允许多个加权的电流输出。根据需要，可以通过切换输出和反馈级的跨导元件的比率，来实现低噪声增益减小。

使用CMOS技术可完全实现放大器。优选地，将每个放大器级实现为包括PMOS晶体管和NMOS晶体管的互补放大器。

可以通过反馈阻抗(例如，电阻器)将反馈电流提供给放大器输入。可以将反馈阻抗用于提供反馈和输出端子之间的电压匹配(分别为fb和Vout)，以确保最小失真。

输入放大器级可以包括第一反相器和第二反相器的串联电路(即，将一个的输出馈送到下一个的输入)，第二反相器向并联操作的放大器输出级和缩放副本输出级提供驱动信号(Vg)。将第一电阻器和第二电阻器用于将输入电压转换为输出电流。这些反馈电阻器设置放大器的增益。其中输出级和副本输出级的DC偏置电流也可以流经反馈电阻器。

可以将可变电阻器设置在放大器的输入和第一反相器级的输入之间。例如，当提供增益调整时，可变电阻器可以用于输入阻抗匹配。

输出级可以包括多个并联部分，提供加权输出的集合。

本发明还提供了一种下变频器，包括：

本发明的放大器；

频率转换级，通过放大器用信号电流驱动；以及

跨导放大器，与频率转换级的输出相连接。

附图说明

现在将参考附图详细描述本发明的示例，附图中：

图1示出了所公知的基于低噪声放大器(LNA)的降频混频电路；

图2示出了所公知的基于低噪声跨导放大器(LNTA)的降频混频电路；

图3示出了没有输入端的LNTA的教科书实现；

图4示出了根据本发明的使用副本反馈以获得输入端的LNTA的实现；

图5示出了图4的电路的简化等价电路；

图6示出了图4的电路，扩充了运算放大器的可能实现；

图7示出了根据本发明的电路的另一示例；

图8是示出了图7电路的特征的第一曲线；

图9是示出了图7电路的特性的第二曲线；

图10是示出了图7电路的特性的第三曲线；以及

图11示出了根据本发明的电路的另一示例。

具体实施方式

本发明提供了一种跨导放大器，包括放大器级的集合。将最后一级的放大器分为具有特定比率的多个部分，其中将一个或多个部分用于传送一个或多个输出电流，一个部分用于向输入传送反馈电流。

图3示出了在不提供输入端的前提下低噪声跨导放大器的简化图。

所述电路具有包括PMOS晶体管MP和NMOS晶体管MN的输出级，所述PMOS晶体管MP和NMOS晶体管MN通过2个反馈电阻器2.Rfs在电源轨vdd、vss之间串联连接。MP和MN的相连漏极端子形成输出节点。每个晶体管具有由相应的运算放大器OAp、OAn控制的栅极。存在从每个晶体管的源极到相应运算放大器的反相端子的负反馈路径。输入电压连接两个运算放大器的非反相输入端子。这种输入电压由交流电压V和电源电阻Ro表示。

将相等的电阻器2Rfs连接在电源轨和晶体管源极之间。这些电阻器用作设置跨导放大器的电压到电流增益的反馈电阻器。

通过以以下方式考虑小信号等效来理解电路的操作。使用由两个运算放大器传送的大量负反馈，将输入电压Vin分别复制到MOS晶体管源极端子ssp和ssn。输出电流Iout是流经两个反馈电阻器2.Rfs的电流的总和，并且由每个电阻器2.Rfs分压的输入电压Vin来确定。假定运算放大器QAp和QAn都是理想的，将节点电压Vin复制到MOS晶体管源极ssp和ssn，使得向输出负载电阻Routs传送的输出电流Iout将相等：

图3的电路没有输入端。根据本发明，通过向输入反馈限定部分的输出电流，可以获得正确的输入端。此外，通过这种添加的负反馈增强了放大器的线性度。

在非常高的频率下，可以用变压器从输出分出输出电流的一部分。对于在相对较低的频率的操作，变压器就显得过大。

图4中，本发明提供了以最基本形式示出的方案。图4示出了图3的电路，添加了对输入端的电流反馈。

在图4中，将输出电流的一部分用于输入端。使用分别对MP和MN的缩放副本加以表示的晶体管对MP2和MN2来获得所述部分。产生了反馈电流Ifb，通过串联电阻器Rss将它提供给输入。应注意，电阻器Rss并不是必不可少的，并且当使用电阻器Rss时，它用于分别在端子fb和Vout之间提供更准确的电压匹配以确保最小失真。

输入端可以具有电压摆幅Vin，这样它可能导致6dB的额外负反馈。

图5(a)示出了与图4相对应的简化电路以便允许对电路操作的更多分析描述。它包括两个电压控制的电流源，增益因子为G1和G2。图5(b)对应于图5(a)，但是额外地示出了输入阻抗Rs，该输入阻抗Rs可以用于如果实现增益减小功能则保持恒定输入阻抗。

假定匹配输入条件(Vin＝V/2)，求解电流和电压的方程得出：

当电阻Rs＝0时(即，图4的电路和图5(a)中的等价电路)，获得最佳噪声性能，然而可能需要非零值，以便当通过改变G1和G2的比率来施加增益减小时进行正确输入匹配。实际实施中，G1与G2的比率转化为用于副本输出级的晶体管的宽度的比率。

如果Rs＝0：

相较于用无源输入衰减器实现增益减小，通过负反馈实现的增益减小传送更受欢迎的噪声系数。

以下表格示出了当将串联反馈电阻器的值Rfs保持恒定时，获得不同增益设置所需的一些电路参数值。应注意，电阻器2.Rfs是反馈电阻器，由于它们直接影响流向输出的电流，可以将它们用于控制增益。然而，如下表所示，存在多个实际理由将Rfs保持恒定并通过其它参数实现增益控制。针对跨导gm的不同值给出实际参数值。

图6示出了图4的电路，其中将每个运算放大器实现为具有由反相器跟随的电流源的单个晶体管。

因此分别将输入电压复制到源极端子ssn和ssp，具有分别由晶体管MN4、MP4确定的阈值电压降。

因此图6提供了一种图4的电路的简单实现。

由于图6中信号ssp和ssn近似相同(近似等于Vin，再次考虑小信号等效)，输出级MP、MN处的驱动信号vgp和vgn也近似相同，并且可以组合为单个驱动信号Vg。

类似地，可以合并驱动器极。接着该组合产生了图7所示的完整电路。

图7中，晶体管MP4、MN4与图6中的MP4和MN4相同。反相器MP3、MN3执行图6电路中的运算放大器反相器ivp、ivn的功能。

图7的电路包括：主输出级MP、MN；缩放副本输出级MP2、MN2以及串联反馈电阻器2xRfs。

图7的电路以上文结合图4所述的方式进行操作，并且用较少组件数量提供对图4电路的实现。可以使用CMOS技术来实现所述电路，并且实际上放大器输入级MP4、MN4实际包括两个反相器级，以便提供图6的电流源和反相器功能，且两个反相器级用于输出和输出副本放大器级。每个反相器级由具有共同栅极驱动信号的PMOS和NMOS晶体管实现。

优选地，向第二级的输入MP3、MN3供应第二电源电压vdd2，绘制了电流Idd级2。这样防止来自晶体管对MP3和MN3的信号电流作用于放大器的电压到电流转换功能。理想地，仅表示为“Iout”的输出电流流经电阻器2Rfs。

然而，针对要求不高的应用，可以移除所述级MP3、MN3的附加电源电压vdd2，并且可以分别将MN3和MP3的源极端子与信号节点72和70相连接。备选地，可以向图7电路中的一个或多个晶体管施加正向偏压以降低晶体管阈值电压，并且增强较低漏极-源极DC偏置电压下的操作，所述漏极-源极DC偏置电压由反馈电阻器2Rfs两端的DC压降引起。

图8示出了对LNTA的操作加以解释的DC仿真。

水平轴是相对于标称输入操作点施加的输入信号VinDC。垂直轴示出了流经第一和第二放大器级的DC电流(参考图7，从节点ssp到节点ssn)并且经过输出(“Iout”)与副本反馈(“Ifb”)中的PMOS和NMOS晶体管的单独电流。从曲线中可以认识到，LNTA的输出级操作为AB类。相较于可以传送的最大信号电流，静态电流较低。区域80示出了56mVp(毫伏峰值)的可允许输入摆幅，产生几乎无失真的输出信号。图7中示出了电流“Idd级1”和“Idd级2”，它们是从电源流出的PMOS/NMOS漏极电流。

由于用副本对获得了对输入端的反馈，分别在晶体管对MP2、MN2和MP、MN中产生的噪声是不相关的。

因此，重要的是将通过副本级贡献的噪声最小化。产生的副本级噪声大多是DC电流相关的，因此DC电流应该较低。

为了最小化失真，重要的是在与输出级MP、MN相同的条件下(相同电压和电流密度)操作副本级MP2、MN2。因此，在节点Vout和fb处的电压的幅度和相位应尽可能相同。假定电阻型负载Routs，除了输入和输出之间的一些延迟之外，输出电压Vout是输入电压Vin放大的倒数(amplified inverse)。

图9示出了LNTA输入/输出电压和电流的矢量图。它示出了如何通过将Ifb*Rss与Vin相加来近似节点电压Vout。需要fb和Vout之间的同一性以便针对输出级和副本级中的晶体管创建相同操作条件，从而最小化失真。适当选择Rss导致令节点fb处的电压完全类似于节点Vout处的电压的情况。

图10示出了根据200Ω的源(这里示出为电阻Ro)，在伪差分(pseudodifferential)操作模式下的等效输入三阶互调制截取点，所述三阶互调制截取点作为针对根据图7的LNTA的典型实现的Rss值的函数。在50Ω下，该结果转换为+13dBm的等效输入IP3。

图10示出了针对典型实现，如果没有实现同等条件，则失真增加。LNTA的不匹配分析结果示出了鲁棒的LNTA可以依然实现为固定值的Rss，不需要依赖于工艺、温度或电源的变化调谐Rss值，其中该LNTA驱动作为FM接收机的应用的混频器级。

图11示出了图7的电路，具有作为反相器的NMOS/PMOS晶体管对。可以将输入衰减器(Rs、Rp)设置在输入处，示出为两个可变电阻器。所示电路具有三个加权的输出，例如用于驱动无源谐波抑制混频器。三个输出实现为分离的输出反相器级，图11中标记为a、b和c。例如，所示的电路可以表示伪差分放大器级的一半。

当LNTA输出驱动无源混频器时，当Rss包括NMOS晶体管(混频器开关的等价物)和电阻器(TIA的输入阻抗)的串联电路时，获得良好一致的IP3性能。为了最大化IP3性能，可以使用对接收信号的质量分析来实现对Rss值的自适应调整。

为了相似的噪声系数和功耗，相较于先前报告的性能，LNTA在Psup≈30mW时实现的+13dBm IIP3明显更好。

如图11所示，通过提供多个输出级，电路可以容易地扩展为多个(加权的)输出电流。

本发明专注于需要低噪声跨导放大器的COMS应用，例如，用于驱动采用需要高线性度和低噪声的无源混频器的频率转换级。应用包括多频带多模式多标准无线电接收机、软件定义的无线电(SDR)、广播和蜂窝标准的无线电接收机。

基于使用NMOS和PMOS反相器级的CMOS优选实现描述了本发明。然而，放大器级的其它实现也是有可能的，本发明存在输出电流的缩放副本对输入的反馈，以便提供输入端并增强线性度。

多种修改对本领域技术人员而言是显而易见的。

Claims (7)

1.一种跨导放大器，包括：

输入放大器级(MP4，MN4，MP3，MN3)；

输出放大器级(MP，MN)；以及

副本输出级(MP2，MN2)，所述副本输出级产生作为放大器输出电流(Iout)的缩放副本的反馈电流(Ifb)，其中将反馈电流提供给放大器输入；

其中所述输入放大器级包括串联的第一反相器和第二反相器，第二反相器提供驱动信号(Vg)，并且通过所述驱动信号(Vg)各自并行驱动输出放大器级和副本输出级。

2.根据权利要求1所述的放大器，其中通过反馈阻抗(Rss)将所述反馈电流提供给放大器输入。

3.根据权利要求1或2所述的放大器，包括在第一电源轨和第一内部信号节点(70)之间的第一电阻器(2Rfs)；以及在第二电源轨和第二内部信号节点(72)之间的第二电阻器(2Rfs)。

4.根据权利要求3所述的放大器，其中将所述输入放大器级、输出放大器级和副本输出级共同连接到相应的内部信号节点(70，72)。

5.根据权利要求1所述的放大器，包括在放大器的输入和输入放大器级的输入之间的可变电阻器(Rs)。

6.根据权利要求1所述的放大器，其中所述输出放大器级包括并联的多个部分(MPa，MNa；MPb，MNb；MPc，MNc)，提供加权输出的集合。

7.一种下变频器，包括：

任一前述权利要求所述的放大器；

频率转换级，通过放大器向所述频率转换级供应电流；以及

跨导放大器，与频率转换级的输出相连接。