JP2006287935A - マルチモード無線受信機のマルチバンドミキサ及び直交位相信号発生器 - Google Patents

Abstract

【課題】 マルチバンド高利得ミキサ（２４０、２４１、２３５）と直交位相信号発生器とにより、受信機システム（１２７）が、多大なハードウェアの複製を必要とせずに多数の周波数帯域の信号を受信する。
【解決手段】 ＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）、パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）、デジタル通信システム（ＤＣＳ）、日本及び米国のＷ−ＣＤＭＡ８００帯域などの、３つの通信周波数帯域のいずれかを、単一のミキサが増幅せず直接的に受信する。ミキサに受信機の周波数チャネル内のＲＦ信号群を直並列インタフェースが選択可能に送り、これらの信号を同相（Ｉ）信号と直交位相（Ｑ）信号とに復調してマルチモードの受信機からの共通のＩＦ出力とする。複製ミキサと増幅器段をなくすことで電力及びコストについての大きな利点が得られる。
【選択図】 図３

Description

本発明は一般に、多数の帯域（マルチバンド）無線通信の装置とシステムとに関する。また特に、本発明は、無線通信装置のマルチバンド無線受信機に有用なマルチバンドミキサと直交位相信号発生器とに関する。

無線通信の分野が急速に発展し続けているため、使用するシステム及び周波数帯域の数が増大する結果となり、消費者への無線通信の配信が更に複雑になってきている。多くの場合、一つの特定の周波数帯域でサービスを提供しているネットワークオペレータは、無線サービスの顧客需要に対応すべく付加的な帯域のサービスを付加する必要がある。更に、通信事業者は、規格の異なる多数の無線通信システムを配置する必要がある。従って、セルラ無線電話機などの進歩した通信装置が遭遇しうる多様な無線通信システムで通信が可能となる多数の規格に準じた多数の周波数で、その装置が通信できなくてはならない。

異なる無線通信システムが異なるキャリア周波数又は周波数帯域で動作し、同一の変調方式とベースバンド処理方式とを用いる場合は、デュアルバンド電話機又はマルチバンド電話機が特に望ましい。このような類似点を共有しているのは、例えば、周知のＧＳＭ（移動通信グローバルシステム、Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）、パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）、デジタル通信システム（ＤＣＳ）のシステムである。なおまた、今日のデジタル移動無線システムでは、ＲＦ（無線周波数）送信に２つ以上の周波数帯域を使用可能である。例として、欧州のＧＳＭは２つの周波数帯域を用いており、これらはそれぞれ９００ＭＨｚ（ＧＳＭ９００）と１８００ＭＨｚ（ＧＳＭ１８００）とを中心とした２５ＭＨｚの帯域幅であり、これらの周波数帯域の各々には、アップリンク（移動局から基地局への情報転送）の周波数帯域とダウンリンク（基地局から移動局への情報転送）の周波数帯域とがある。米国では、これら２つのＧＳＭ周波数帯域の中心はそれぞれ８５０ＭＨｚと１９００ＭＨｚである。ＧＳＭでは更に、アップリンク帯域及びダウンリンク帯域の各々に、複数の周波数分割多重（ＦＤＭ）サブバンドＲＦチャネルがあり、各帯域幅は２００ｋＨＺである。従って、デュアルバンドのＧＳＭ移動電話は、ＧＳＭ９００帯域及びＧＳＭ１８００帯域の両方を送受信できる。

図１に模範的な先行技術のデュアルバンド無線受信機が示されており、基地局から送信されたＲＦ信号群がアンテナ１０で受信機に受信され、このアンテナ１０がＲＦ信号群を帯域スプリッタ３０へと通し、この帯域スプリッタ３０が受信した信号群を第１及び第２（又はそれ以上）の帯域に分ける。第１のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２ａと第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２ｂとが、分けられた信号群をそれぞれ第１の帯域と第２の帯域とにフィルタリングし、これで２つの別個の通信帯域各々で受信機が受信できる。ＢＰＦ１２ａとＢＰＦ１２ｂとが出力したフィルタリング済みの信号群がそれぞれ直交位相復調（ｄｅｍｏｄ）ユニット３２ａ〜３２ｂに供給され、これらのユニットが、バンドパスでフィルタリングされた信号群を、更なる処理の為に同相ベースバンド信号（Ｉ信号）と直交位相ベースバンド信号（Ｑ信号）とに変換する。直交位相復調ユニット３２ａ〜ｂには、低雑音の増幅器（ＬＮＡ）３４ａ〜ｂと、分割器２０ａ〜ｂと、ミキサ４０ａ〜ｂとがある。分割器２０ａ〜ｂが局部発振器（ＬＯ）３６ａ〜ｂから受信した中間周波数信号を分割して、位相差が９０°の中間の１／２信号と１／４信号を作る。生成されたＬＯ信号群と増幅された受信信号群とを、第１のミキサ（ミキサ対４０ａ、４１ａ）と第２のミキサ（対４０ｂ、４１ｂ）とで混合して、Ｉベースバンド信号とＱベースバンド信号を生成し、これらの信号をそれぞれ同相ローパスフィルタ４２ａと直交位相ローパスフィルタ４２ｂでローパスフィルタリングする。次にフィルタリング済みのＩ信号及びＱ信号はベースバンド処理回路４４へと進み、このベースバンド処理回路４４は、当該分野で周知のように、従来のベースバンド処理回路である。

図１の受信機を参照して分かるように、多くの受信機のハードウェアコンポーネント群を複製せずに多数の周波数の信号群を処理するマルチモード無線受信機を提供するのは困難である。先行技術では、受信機の設計に、バンドパスフィルタと、分割器と、局部発振器と、ミキサと、ローパスフィルタとを、提供される周波数帯域毎に別個に盛り込んでいる。

米国特許５９２６７５１ 米国特許６０２９０５２ 米国特許ＵＳ２００４／００９７２１０Ａ１ 米国特許ＵＳ２００４／０２５３９３８Ａ１

消費電力と受信機のハードウェアの複製を最小に抑えながらも多数の周波数帯域の信号を受信する能力のある無線通信装置の受信機が提供されることが望ましい。

本発明の一態様では、受信機が、複数の入力を持つマルチプレクサ回路を備え、この複数の入力の各入力が複数の信号経路の別個の信号経路に結合され、各信号経路が別個の周波数帯域の複数のＲＦ信号の中から所定のＲＦ信号を受信する。このマルチプレクサ回路が、複数の入力のうちの所定の入力で受信したＲＦ信号をマルチプレクサ回路の所定の出力に選択的に送信する。受信機にはマルチプレクサ回路に結合されたミキサもあり、このミキサが、選択的に送信されたＲＦ信号と所定の基準信号群とを受信し、所定の出力信号群を生成する為に、選択的に送信されたＲＦ信号と基準信号とを組み合わせる。

本発明の別の態様では、複数の周波数帯域の通信信号群を受信する通信装置が、所定の複数の周波数帯域の通信信号群を受信するアンテナ回路と、前記複数の周波数帯域のうちの第１の周波数帯域の通信信号群を受信する為にアンテナ回路に結合された第１の信号経路と、前記複数の周波数帯域のうちの第２の周波数帯域の通信信号群を受信する為にアンテナ回路に結合された第２の信号経路と、第１の信号経路と第２の信号経路とに結合された信号経路信号回線とを備え、第１の信号経路又は第２の信号経路のどちらかで検出された通信信号群が信号経路信号回線の所定の出力に転送される。通信装置には更に、所定の基準信号群を生成する信号発生器と、信号経路信号回線の出力に結合されたミキサとがあり、このミキサが、信号経路信号回線に転送された通信信号群を受信し、所定の出力通信信号群を生成するよう基準信号群と組み合わせる。
本発明の更なる別の態様では、複数の周波数帯域の通信信号群を受信する方法が、所定の複数の周波数帯域のうち所定の一つの周波数帯域の通信信号群を受信する工程と、この通信信号は所定の帯域幅を持ち、複数の周波数帯域のうちの第１の周波数帯域の通信信号群を第１の信号経路に結合する工程と、複数の周波数帯域のうちの第２の周波数帯域の通信信号群を第２の信号経路に結合する工程と、第１の信号経路又は第２の信号経路のうち一方のアサートされた通信信号群をミキサの第１の入力に結合する工程と、所定の局部発振器信号群をミキサの第２の入力に結合する工程と、を含む。本方法は、ミキサの出力を生成する為に、局部発振器信号群と前記アサートされた通信信号群とを第１の周波数帯域又は第２の周波数帯域のどちらかで混合する工程で締めくくられる。

本発明は、マルチバンド受信機を提供するよう一つの高利得のマルチバンドミキサを備え、帯域選択のために直並列インタフェース（ＳＰＩ）を選択可能な段を独自に構成することにより、電力削減とコスト削減がもたらされる。帯域ごとの個々のミキサをなくし、低雑音増幅器（ＬＮＡ）入力段を不要にすることで、集積回路のダイ面積及び電流の消耗を実質的に低減させる。更に、直交位相信号発生器の各々に必要とされる入力バッファ及びバイアス回路が一つだけなので、ダイ面積及び電流の消耗を更に低減できる。

本発明は、以下の説明の好適な実施形態で記載され、本説明は、以下のとおりに、同じ数字が同一の又は同様な要素を表す図面に関する。
本発明の模範的な実施形態の以下の詳細な記述では、その実施形態の一部を成す添付の図面について述べられており、これらの図面では、本発明を実践し得る特殊な模範的実施形態実例として示されている。

本発明に係るマルチバンド高利得ミキサと直交位相信号発生器とによって、受信機システムが多大なハードウェアの複製を必要とせずに多数の周波数帯域の信号を受信することが可能になる。この成果を達成する為に、好適な実施形態の単一のミキサが、ＤＣＳ、ＰＣＳ、ＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ））（ＵＭＴＳの日本の８００ＭＨｚ帯域やＵＭＴＳの米国の８００ＭＨｚ帯域などを含む）のいずれかを、増幅せず直接的に受信でき、ＲＦ入力を単一の局部発振器信号と混合してマルチモードの受信機から共通のＩＦ出力を生成できる。先行技術に見られる全ての低雑音増幅器（ＬＮＡ）と複製ミキサとをなくすことにより、ダイ面積と電流の消耗とが著しく低減された無線受信機が得られる。

ここで図２を参照すると、描写されているのは、本発明が組み込まれた、セルラ無線電話機などの無線通信装置１００のブロック図である。好適な実施形態では、フレーム生成ＡＳＩＣ１０１とマイクロプロセッサ１０３とを組み合わせて、セルラ通信システムでの動作に必要な通信プロトコルを生成する。マイクロプロセッサ１０３が使用するメモリ１０４にはＲＡＭ１０５とＦＬＡＳＨ１０７とＲＯＭ１０９とがあり、これらは好ましくは１つのパッケージ１１１に統合されており、プロトコルを生成する為に必要な工程を実行し、無線通信装置１００の他の機能を行い、これらの機能は例えば、ディスプレイ１１３への書き込みや、キーパッド１１５からの情報の受け取りや、コネクタ１１６を介した入力／出力（Ｉ／Ｏ）情報の受け取りや、周波数シンセサイザ１２５の制御や、本発明の方法に従う信号の増幅に必要な工程を行うことなどである。マイクロプロセッサ１０３は更に、マイクロホン１１７から入り音声回路１１９により変形された音声を処理してスピーカ１２１に送る。無線通信装置１００には任意選択でメッセージ受信機及び記憶装置１３０があってもよく、これには例えばデジタル留守電装置やページング受信機として使用されるデジタル信号処理手段などがある。

無線通信装置１００の無線周波数の信号をトランシーバ１２２が処理する。中でも特に、送信機１２３が周波数シンセサイザ１２５により作られたキャリア周波数を用いアンテナ１２９を介して送信を行う。アンテナ１２９が受信した情報信号は、受信機１２７に入り、周波数シンセサイザ１２５によるキャリア周波数を用い復調される。その結果として生じたベースバンド信号が、当該分野で周知のように、ベースバンド処理の為にマイクロプロセッサ１０３へと送出される。

図３が示すのは、本発明の好適な実施形態に従って、マルチバンド受信機能を無線通信装置１００に提供するよう動作可能な受信機１２７のブロック図である。この実施形態では、無線通信装置１００により提供されたデュアルバンドの受信信号群を混合するのは、単一のマルチバンド高利得ミキサ（Ｉチャネルのミキサコア要素２４０とＱチャネルのミキサコア要素２４１と多入力の相互コンダクタンス（ｇｍ）段２３５とが含まれる）である。基地局又は他のＲＦ送信機から送信されたＲＦ信号を受信する為に受信機１２７がアンテナ１２９に結合されている。この受信した信号を、アンテナ１２９に結合された帯域スプリッタ（ｂａｎｄ ｓｐｌｉｔｔｅｒ）２３０が第１及び第２（又はそれ以上）の帯域又は経路に分け、帯域スプリッタ２３０に結合されたバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１２ａ及び２１２ｂへの出力とする。バンドスプリッタ２３０は、選択した周波数帯域のみがＢＰＦ２１２へと進むよう、マイクロプロセッサ１０３により選択可能である。他の実施形態では、所望の周波数帯域の選択にソフトウェア又はフィルタリングの構成要素が使用できる。動作周波数帯域を選択する信号がマイクロプロセッサ１０３又はシンセサイザ１２５から出力され、例えば、無線通信デバイス１００が現在受信中の周波数帯域を示す。この帯域選択は、当該加入者によって確認されてもよいし、受信した通信信号と共に供給された制御信号によって確認されてもよい。

分けられた信号群を、それぞれ第１の周波数帯域と第２の周波数帯域に第１のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１２ａと第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１２ｂとがフィルタリングするので、受信機１２７が所望の受信する通信帯域を選択できる。例えば、バンドパスフィルタ群２１２を、ＵＭＴＳ２１００帯域及びＤＣＳ１８００帯域の各々の帯域幅をフィルタリングするよう構成してもよい。バンドパスフィルタ２１２は周波数（帯域）に特定のものであり、受信機の直線性が相対的に高い場合は省いてもよい。代案として、高品質のバンドパスフィルタが用いられている場合は帯域スプリッタ２３０を省いてもよい。たいていの場合、消費電力を最小にするにはバンドパスフィルタ２１２が望ましい。更なる代案としては、帯域スプリッタとバンドパスフィルタを、一つの入力と多数の出力（帯域ごとに１出力）とを有した単一のマルチバンドフィルタ（図示せず）と取り替えてもよい。

バンドパスフィルタ２１２ａとバンドパスフィルタ２１２ｂとにより出力されたフィルタリング済みの信号群が、無線通信システムの所望の動作周波数帯域を選択する為に、マルチ入力の直並列インタフェース（ＳＰＩ）を選択可能なｇｍ段２３５に供給される。ｇｍ段２３５がＢＰＦ２１２群からフィルタリング済みの帯域幅の各々を入力として受信し、ＳＰＩ制御部２５０からの適用された制御信号に応えて、帯域経路（ＢＰＦ群２１２からの２つの出力のうち一方）をミキサコア２４０とミキサコア２４１への出力用に選択する。ＲＦ信号のアサートされた帯域経路が選択されてミキシング回路への出力となり、信号のアサートされていない帯域経路は遮断され受信機１２７の電流を消耗しない。

選択した周波数帯域の受信した信号群の同相成分（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信号）とを、直交位相復調ユニット２４８が生成する。直交位相復調ユニット２４８に含まれるのは、単一のマルチバンド高利得ミキサ２４３（ミキサコア要素２４０、ミキサコア要素２４１、ｇｍ段２３５）であり、このミキサ２４３は、スイッチ２３５から受信した信号群と、直交位相信号発生器２４５により出力された直交位相信号群とを混合する。直交位相信号発生器２４５には電圧制御発振器（ＶＣＯ）２３６があり、このＶＣＯ２３６はこれに結合されたバッファ２３７の入力に局部発振器信号（ＬＯ）を生成する。ＶＣＯ２３６の帯域幅は相対的に大きく、受信機が受信できる周波数帯域の全てを十分包含するか、代案としてＶＣＯ２３６が周波数の多数の発振を切替可能であってもよい。増幅された発振器信号がバッファ２３７から出力され、同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）とに分離される（即ち、信号群の位相が９０°だけ離される）よう、バッファ２３７に結合されたハイバンド直交位相発生器２３８及びローバンド直交位相発生器２３９の各々へと入力される。直交位相生成器２３８は１／２直交位相生成器であり、相対的に高い帯域、例えば、ＰＣＳ１９００、ＤＣＳ１８００、ＵＭＴＳ２１００向けである。直交位相生成器２３９は１／４直交位相生成器であり、相対的に低い帯域、例えば、ＧＳＭの８００ＭＨｚ、９００ＭＨｚ、日本及び米国のＷ−ＣＤＭＡの８００ＭＨｚの直交位相信号群を生成する。従って、直交位相生成器２３８と直交位相生成器２３９とが、バッファ２３７から受信した中間周波数ＬＯ信号を、受信した帯域に依存して、半分に分割（１／２直交位相生成）又は四半分に分割（１／４直交位相生成）し、それによってＬＯ信号群が、それぞれ半分又は四半分の周波数となり、直交位相信号発生器２４５の出力の（ＩとＱとの）位相差が９０°となる。直交位相生成器２３８と直交位相生成器２３９とが同一の入力バッファを利用し同一のバイアス回路を共有するので、集積回路のダイ面積が低減される。

代わりの方法では、直交位相信号発生器２３８と直交位相信号発生器２３９を、ＶＣＯ２３６により生成された発振信号から直交位相の局部発振器（ＬＯ）信号群を生成する周波数分割器と取り替えてもよい。信号の周波数を２で分割することで、２つの直交位相信号を生成することが可能になる。周波数２ｆの差分信号が２で分割され、各信号の立ち上がりエッジが分割された信号のエッジを制御する。２ｆの１／２波長が周波数ｆの波長の１／４に等しいので、その結果として生じた信号は直交位相信号である。周波数分割器を用いるには、ＶＣＯ２３６が所望の周波数の適切な倍数で動作する必要がある。例えば、１つ又は２つの周波数で動作する際には、周波数分割器はそれぞれ２で又は２と４で分割する。

直交位相信号発生器２４５からの局部発振器Ｉ信号及び局部発振器Ｑ信号を、単一のミキサ２４３（ミキサコア２４０と、ミキサコア２４１と、ｇｍ段２３５とから成る）が、ミキサコア２４０及びミキサコア２４１のＬＯ入力で受信し、更に、ＲＦ信号群をｇｍ段２３５からの入力で受信し、このｇｍ段２３５は出力に際して電圧を電流に変換する。ミキサコア２４０とミキサコア２４１とが、受信したＲＦ入力を、それぞれ対応したＩ信号群及びＱ信号群と混合して、同相成分を持つＩＦ出力と直交成分を持つＩＦ出力とを生成する。もちろん、直交位相復調を用いて単一のＲＦ信号を復調する為にもミキサコア２４０とミキサコア２４１は必要なので、単一のミキサ２４３の重要な要素である。他の復調技術を利用する代替の好適な実施形態では、例えば、同相成分信号のみを用いる場合に、任意のＲＦ信号を復調する必要があるのはミキサコアの一方（即ち、ミキサコア２４０又はミキサコア２４１のどちらか）だけである。ミキサ２４３からのＩ信号出力とＱ信号出力が、それぞれ同相ローパスフィルタ２４２ａと直交位相ローパスフィルタ２４２ｂに結合される。ローパスフィルタ２４２ａとローパスフィルタ２４２ｂは好ましくは、異なる帯域幅を持つ二つ以上の帯域に受信機１２７が対応できるようプログラム可能な帯域幅を持つ。次にフィルタリング済みのＩ信号及びＱ信号は、当該分野で周知のように、ベースバンド処理の為にベースバンド処理回路へと進む。

ここで図４を参照すると、本発明の好適な実施形態に係るｇｍ段２３５及びミキサ２４３の回路図が示されている。ある実施形態で実施される際には、受信機１２７がトリプルバンド受信機であり、３つの別個の周波数帯域、例えば、ＵＭＴＳ、ＰＣＳ、日本及び米国のＷＣＤＭＡ８００を支持できる。これらの３つの入力帯域からのＲＦ入力信号の各々が、図４の実施形態では、差動入力のＲＦ入力１、ＲＦ入力２、ＲＦ入力３として示されている。ＲＦ入力１、２、３は、ＳＰＩを選択可能なｇｍ段２３５への入力として、それぞれ４０２、４０４、４０６で結合されている。各ｇｍ段４０２、４０４、４０６には、それぞれ、ｎ型の金属酸化物半導体（ＭＯＳ）トランジスタ対４０２ａ〜ｂ、４０４ａ〜ｂ、４０６ａ〜ｂがある。トランジスタ対４０２ａ〜ｂ、４０４ａ〜ｂ、４０６ａ〜ｂのゲートに帯域の異なるＲＦ信号群が入力され、トランジスタ対４０２ａ〜ｂ、４０４ａ〜ｂ、４０６ａ〜ｂの出力群が連結され、Ｉ及びＱのチャネルミキサコア２４０及び２４１へと進む。よってｇｍ段とミキサコア群とが同一の電流を共有する。トランジスタの対４０２ａ〜ｂ、４０４ａ〜ｂ、４０６ａ〜ｂのソースが、それぞれ、差動インダクタ４２０ａ、４２０ｂ、４２０ｃに結合されている。差動インダクタの中心は接地されている。性能改善の為に、ｇｍ段２３５とマルチバンド高利得ミキサ２４３と直交位相信号発生器２４５の、ＭＯＳデバイスに関しては本体とソースとが連結され、デバイスの電流の消耗を増加させずに入力基準３次インターセプトポイント（ＩＩＰ３）を改善する。ｇｍ段４０２がＲＦ入力１を受信したときは、他のｇｍ段４０４とｇｍ段４０６とがＳＰＩ制御部２５０により遮断される。代案として、ｇｍ段４０６を省いて受信機１２７の動作に影響を及ぼさずに受信機１２７をデュアルバンド受信機として実施してもよい。ｇｍ段４０２〜４０６の出力群がミキサ２４３の差動入力群と並列に結合されている。ｇ−ｍ段２３５は、ＳＰＩ制御部２５０の制御により、ミキサ２４３へのＲＦ入力群のマルチプレクサの入力として一緒に動作する。ｇｍの段の出力群が並列に連結されておりミキサ及び負荷が一つだけになるので、ミキサセルのダイ面積と負荷とが低減される。

ミキサ２４３の各ミキサコア２４０、２４１が４個のｎ型のバイポーラトランジスタ（それぞれトランジスタの対４０８ａ〜ｂとトランジスタの対４１０ａ〜ｂと確認される）を用いて相互に接続され、周知の「ギルバートセル」ミキサ構成を形成している。ギルバートセルは無線電話機及び他のＲＦ応用例に用いられるミキサ構成であり、その設計及び動作は当業者に周知なので、詳細には説明しない。ミキサコア２４０が、ミキサ２４０と負荷抵抗器４１２との間のノードと、ミキサ２４０と負荷抵抗器４１４との間のノードで生成するのは、ｇｍ段２３５からの選択したＲＦ入力と直交位相生成器２４５から受信した差動同相ＬＯ信号群（ｌｏ＿Ｉ、ｌｏ＿Ｉｘ）とを混合することによりもたらされる差動同相（Ｉ）信号出力（Ｉ＿ｏｕｔ、Ｉｘ＿ｏｕｔ）である。ミキサコア２４１が、ミキサ２４１と負荷抵抗器４１６との間のノードと、ミキサ２４１と負荷抵抗器４１８との間のノードで生成するのは、ｇｍ段２３５からの選択したＲＦ入力と直交位相生成器２４５から受信した差動直交位相ＬＯ信号群（ｌｏ＿Ｑ、ｌｏ＿Ｑｘ）とを混合することによりもたらされる、差動直交位相（Ｑ）信号出力（Ｑ＿ｏｕｔ、Ｑｘ＿ｏｕｔ）である。図４に示された回路では、インダクタ４２０ａ〜ｃの中心に接地接続（ｇｎｄ＿ｍｉｘ）があり、負荷抵抗器４１２〜４１８の終端にチップ電源（ｖｃｃ＿ｍｉｘ）がある。当業者には明らかなように、受信した周波数帯域を選択するとき、ミキサコアのバイアス電流と、帯域選択段と、直交位相信号発生器とが、トランシーバの直線性と、ゲインと、雑音指数とを最適化するようＳＰＩを選択可能である。

本発明の好適な実施形態がデュアルバンド（図３）受信機とトリプルバンド（図４）受信機として記載されたが、当然のことながら、本発明はこれらの実施形態に制限されておらず、記載した好適な実施形態を修正して、他の通信システムの信号を受信するようｇｍ段２３５の入力に付加的なＲＦ経路を備え、クワッドバンド又はマルチバンド（４つより多くの帯域）の受信機としても実施可能である。これらの好適な実施形態は、差動ＲＦ入力に付加的なＲＦ入力の各々を送信することにより実施され、付加的なｇｍ段の出力がミキサ２４３の入力でｇｍ段４０２〜４０６に並列して接続されている。例えば、無線通信装置１００を、ｇｍ段２３５に向かう第４のＲＦ経路でＧＳＭの９００メガヘルツの信号群を受信するよう適応させられる。よって、もちろん、本実施形態では３つの差動ＲＦ入力が示されているが、所望の受信する周波数帯域数に依存して付加的な段を必要に応じて使用可能である。

示してきた通り、本発明は、マルチバンド受信機を提供するよう一つの高利得のマルチバンドミキサを備え帯域選択の為にＳＰＩを選択可能な段を独自に構成することにより、電力とコストについての大きな利点がもたらされる。帯域ごとの個々のミキサをなくしＬＮＡ入力段を不要にすることで、集積回路のダイ面積及び電流の消耗を実質的に低減させる。更に、直交位相信号発生器の各々に必要とされる入力バッファ及びバイアス回路が一つだけなので、ダイ面積及び電流の消耗を更に低減できる。

本発明が図面の上記の記述により記載され図示されたが、この記述が単に例としてなされたものであり、本発明の真の精神及び範囲から逸脱することなく非常に多くの変更及び修正が当業者には可能であるということが分かる。例えば、特殊な受信帯域を持つ特殊な無線電話システムが記載された。しかし、他の規格や周波数帯域を用いた他のシステムを本発明により検討できる。なおまた、本発明は持ち運びできるセルラ無線電話機の特定の応用例を見出したが、本発明は、ページャ、電子手帳、コンピュータ、ゲームなど、任意の無線通信装置に適用可能である。本発明を好適な実施形態に関して特に示され記載したが、当業者には明らかなように、本発明のシステム精神及び範囲から逸脱することなく形式及び詳細に関し種々の変更が本発明になされてよい。記載した実施形態に対し、あらゆる変形、修正、付加、改善が可能であり、以下の請求項に詳述した本発明の範囲内にある。

先行技術のデュアルバンド無線受信機。 本発明が組み込まれたセルラ無線電話機などの無線通信装置のブロック図。 本発明の好適な実施形態に従って、マルチバンド受信機能を無線通信装置に提供するよう動作可能な受信機のブロック図。 本発明の好適な実施形態に係るスイッチ及びミキサの回路図。

符号の説明

１００…無線通信装置。１２５…周波数シンセサイザ。１２７…受信機システム。１２９…アンテナ。２１２…バンドパスフィルタ。２３０…帯域スプリッタ。２３５、２４０、２４１…ミキサ。２３６…電圧制御発振器（ＶＣＯ）。２３７…バッファ。２３８、２３９…直交位相信号発生器。２４２…低域フィルタ。

Claims (20)

1. 複数の入力を有し、同複数の入力の各入力が複数の信号経路の各信号経路に結合され、各信号経路がそれぞれの周波数帯域の複数のＲＦ信号の中から所定のＲＦ信号を受信し、前記複数の入力のうちの所定の入力で受信したＲＦ信号を選択回路の出力に選択的に送信する前記選択回路と、
   前記選択回路に結合され、前記選択的に送信されたＲＦ信号と基準信号群とを受信して組み合わせることによって出力信号群を生成するミキサコアと、
   を備える受信機。
2. 前記基準信号を構成する、少なくとも１つの同相基準信号と少なくとも１つの直交位相基準信号とを生成する直交位相信号発生器を更に備えた請求項１に記載の受信機。
3. 前記直交位相信号発生器が、前記ミキサの入力と並列に接続された、ハイバンド直交位相発生器とローバンド直交位相発生器とを備えた請求項２に記載の受信機。
4. 前記直交位相信号発生器の入力に、局部発振器信号を出力する電圧制御発振器を更に備えた請求項２に記載の受信機。
5. 前記直交位相信号発生器が二つ以上の周波数帯域の基準信号群を生成し、前記基準信号の周波数帯域が前記選択的に送信されたＲＦ信号の周波数帯域の関数として決定される請求項２に記載の受信機。
6. 前記直交位相信号発生器が、受信された局部発振器信号を分割する少なくとも一つの周波数分割手段を備える請求項２に記載の受信機。
7. 前記選択的に送信されたＲＦ信号が、前記受信機が受信した複数の周波数帯域の中から選択された周波数帯域にある請求項１に記載の受信機。
8. 前記ミキサコアが２つのミキサコアを備え、各ミキサコアが、前記基準信号を構成する同相基準信号及び直交位相基準信号の一方を混合する請求項１に記載の受信機。
9. 前記選択回路が第１の複数のトランジスタを備え、各トランジスタが前記複数のＲＦ信号の中からそれぞれのＲＦ信号を所定の制御ノードで受信し、受信したＲＦ信号を電流電極で出力し、全てのトランジスタの電流電極が並列に接続された請求項１に記載の受信機。
10. 前記ミキサコアが、一つ以上のギルバートセルミキサを構成するために相互に接続された第２の複数のトランジスタを備え、該ギルバートセルミキサ構成が前記並列接続の電極に結合された請求項９に記載の受信機。
11. 複数の周波数帯域の通信信号群を受信する通信装置であって、同通信装置が、
    複数の周波数帯域の通信信号群を受信するアンテナ回路と、
    前記複数の周波数帯域のうちの第１の周波数帯域の通信信号群を受信するために前記アンテナ回路に結合された第１の信号経路と、
    前記複数の周波数帯域のうちの第２の周波数帯域の通信信号群を受信するために前記アンテナ回路に結合された第２の信号経路と、
    前記第１の信号経路と前記第２の信号経路とに結合されて、前記第１の信号経路又は前記第２の信号経路のどちらかで検出された通信信号群を信号経路選択回路の出力に転送する前記信号経路選択回路と、
    基準信号群を生成する信号発生器と、
    前記信号経路選択回路に転送された通信信号群を受信し、前記基準信号と組み合わせて出力通信信号群を生成するための、前記信号経路選択回路の出力に結合されたミキサコアと、
    を備える通信装置。
12. 受信した通信信号群が前記信号経路選択回路により増幅される請求項１１に記載の通信装置。
13. 前記出力通信信号群が同相出力信号群及び直交位相出力信号群である、請求項１１に記載の通信装置。
14. 前記信号発生器が直交位相局部発振信号群を生成する直交位相信号発生器である請求項１１に記載の通信装置。
15. 前記アンテナと信号経路選択回路との間に直列に結合された第１のフィルタを更に備え、同第１のフィルタが、前記第１の周波数帯域内の通信信号群を通す請求項１１に記載の通信装置。
16. 複数の周波数帯域の通信信号群を受信する方法であって、前記方法が、
    複数の周波数帯域のうちの一つの周波数帯域の、帯域幅を有する通信信号群を受信する工程と、
    前記複数の周波数帯域のうちの第１の周波数帯域の通信信号群を第１の信号経路に結合する工程と、
    前記複数の周波数帯域のうちの第２の周波数帯域の通信信号群を第２の信号経路に結合する工程と、
    前記第１の信号経路又は前記第２の信号経路のうち一方のアサートされた通信信号群をミキサの第１の入力に結合する工程と、
    局部発振器信号群を前記ミキサの第２の入力に結合する工程と、
    前記ミキサの出力を生成するために、前記局部発振器信号と前記アサートされた通信信号とを、前記第１の周波数帯域又は前記第２の周波数帯域のどちらかで混合する工程と、
    を含む方法。
17. 前記局部発振器信号が同相信号群と直交位相信号群とからなる請求項１６に記載の方法。
18. 前記アサートされた通信信号が増幅されずに前記ミキサに結合される請求項１６に記載の方法。
19. 前記局部発振器信号が低帯域同相フィルタと低帯域直交位相フィルタとにより生成され、前記フィルタが、異なる帯域幅の通信信号群に対応するよう変更されるプログラム可能な帯域幅を有する請求項１６に記載の方法。
20. 請求項１６に記載の方法であって、
    第１の発振器信号を生成する工程と、
    同相発振器信号と直交位相発振器信号とを生成するために前記第１の発振器信号を分周する工程とを更に備え、前記局部発振器信号が前記同相発振器信号と前記直交位相発振器信号を含んでいる、方法。

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