JP2004320293A - 通信用半導体集積回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】受信信号を復調およびダウンコンバートするミキサ回路の占有面積を小さくしチップサイズを低減するとともに、受信信号を復調およびダウンコンバートするミキサ回路における消費電流を低減することが可能な通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）を提供する。
【解決手段】受信信号と局部発振信号とを合成して復調およびダウンコンバートを行なうミキサ回路を備えマルチバンド方式の無線通信システムを構成する高周波ＩＣにおいて、異なるバンドの受信信号がそれぞれ入力される複数の下段差動トランジスタ対（Ｑ１１，Ｑ１２；Ｑ２１，Ｑ２２；Ｑ３１，Ｑ３２）を設け、これら複数の下段差動トランジスタ対に対して、発振信号が入力される上段の差動トランジスタ対（Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ５〜Ｑ８）を共通に接続するようにした。
【選択図】 図１
【解決手段】受信信号と局部発振信号とを合成して復調およびダウンコンバートを行なうミキサ回路を備えマルチバンド方式の無線通信システムを構成する高周波ＩＣにおいて、異なるバンドの受信信号がそれぞれ入力される複数の下段差動トランジスタ対（Ｑ１１，Ｑ１２；Ｑ２１，Ｑ２２；Ｑ３１，Ｑ３２）を設け、これら複数の下段差動トランジスタ対に対して、発振信号が入力される上段の差動トランジスタ対（Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ５〜Ｑ８）を共通に接続するようにした。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信システムを構成する通信用半導体集積回路における受信信号と所定の周波数の発振信号とを合成して周波数変換を行なうダイレクトダウンコンバージョン方式のミキサに適用して有効な技術に関し、特にミキサの構成素子数および占有面積を減らし消費電力を低減するのに有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話機のような無線通信システムにおいては、受信信号や送信信号と合成される所定の周波数の発振信号を発生するためＶＣＯ（電圧制御発振器）が用いられている。従来提案されている携帯電話機には、例えば９２５〜９６０ＭＨｚ帯のＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）と１８０５〜１８８０ＭＨｚ帯のＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｓｙｓｔｅｍ）のような２つの周波数帯の信号を扱えるデュアルバンド方式の携帯電話機がある。
【０００３】
さらに、近年においては、ＧＳＭやＤＣＳの他に例えば１９３０〜１９９０ＭＨｚ帯のＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）の信号を扱えるトリプルバンド方式の携帯電話機に対する要求がある。また、携帯電話機は今後さらに多くのバンドに対応できるものが要求されることが考えられる。
【０００４】
このような複数のバンドに対応できる携帯電話機に使用される高周波ＩＣには、部品点数の低減という観点からダイレクトコンバージョン方式が有効である。一方、携帯電話機では、所望の周波数帯の受信信号を分波するため周波数特性が急峻なＳＡＷ（表面弾性波）フィルタが一般に用いられている。ＳＡＷフィルタは通過帯域が狭いとともに既存のＳＡＷフィルタは通過帯域を変更させるような仕組みを備えていないため、複数のバンドに対応できる携帯電話機では各バンド毎に帯域の異なる複数のＳＡＷフィルタが設けられる。また、これに応じてダイレクトコンバージョン方式の高周波ＩＣでは、受信信号と局部発振信号とをミキシングして周波数変換するミキサが各バンド毎に設けられる。
【０００５】
これに対し、ミキサで周波数変換された信号を増幅する後段の利得制御アンプやノイズ、隣接チャンネルの電力を除去するロウパスフィルタのような回路は複数のバンドに共通の回路として設けられることが多い。ミキサで周波数変換された後の信号は周波数がある範囲に限られているとともに、高周波ＩＣは同時に複数のバンドの信号を扱うことはないので、回路を共通化することで回路の占有面積を減らし高周波ＩＣのチップサイズを小さくすることができるためである。
【０００６】
図６は本発明者等が検討したダイレクトダウンコンバージョン方式のトリプルバンド対応の受信系回路の例を、また図７には本発明者等が当初考えたギルバートセルと呼ばれる回路を用いたミキサの回路例を示す。なお、図７の回路は、図６において破線で囲まれている入力受信信号を共通にする互いに対をなす２つのミキサＭＩＸｉａ，ＭＩＸｉｂ（ｉ＝１，２，３）を示したものである。
【０００７】
図６において、２１０ａ，２１０ｂ，２１０ｃは受信信号を増幅するロウノイズアンプ、ＭＩＸ１ａ，ＭＩＸ１ｂ，ＭＩＸ２ａ，ＭＩＸ２ｂ，ＭＩＸ３ａ，ＭＩＸ３ｂは各受信信号と高周波ＶＣＯからの局部発振信号φＲＦ１，／φＲＦ１；φＲＦ２，／φＲＦ２とを合成して周波数変換を行なうと共にＩ，Ｑ信号として復調するミキサ、２２０Ａ，２２０Ｂは復調された信号を所望のレベルまで増幅する利得制御アンプとロウパスフィルタとからなる高利得増幅部である。φＲＦ１とφＲＦ２は互いに位相が９０°ずれた信号、／φＲＦ１はφＲＦ１の反転信号、／φＲＦ２はφＲＦ２の反転信号である。
【０００８】
ギルバートセルと呼ばれる回路を用いたミキサは、図７に示すように、高周波受信信号Ｒｘｉ，／Ｒｘｉがベースに入力される下段差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２；Ｑ２１，Ｑ２２のコレクタ側に、局部発振信号φＲＦ１，／φＲＦ１；φＲＦ２，／φＲＦ２を入力とする差動トランジスタ対Ｑ１，Ｑ２；Ｑ３，Ｑ４；Ｑ５，Ｑ６；Ｑ７，Ｑ８を縦積みに接続した構成を有する。図６のトリプルバンド対応のシステムでは、このようなミキサ回路が各バンド毎に計３組設けられることとなる。なお、ギルバートセルを用いたミキサに関する先願発明としては特許文献１に記載されているものがある。
【０００９】
【特許文献１】
特開２００１−２５７５３８号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
図７に示すようなミキサ回路を３組設けたトリプルバンド方式の通信システムは、ミキサ回路の構成素子数が非常に多くなるため、回路の占有面積が大きくなるという課題がある。
また、ダイレクトダウンコンバージョン方式のミキサにおいては、要求されるダイナミックレンジと雑音特性との兼ね合いから、下段の差動トランジスタ対のエミッタ抵抗およびベース抵抗を大きくすることができない。具体的には、充分なダイナミックレンジを確保するためにトランジスタのエミッタサイズを大きくして流す電流を多くする必要があるとともに、良好なＳＮ比を得るためにベースを大きくしてベース抵抗を下げる必要がある。その結果、ミキサ回路の消費電流が多くなる。
【００１１】
さらに、図７に示すようなミキサ回路を用いたトリプルバンド方式の通信システムにおいては、ダウンコンバート用のミキサ回路の下段の差動トランジスタ対の数が多くなり、トータルの消費電流が非常に大きなものとなるという課題がある。
【００１２】
なお、上記特許文献１には、図７に示されているミキサと類似の構成を有するギルバートセルミキサや図７の下段の差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２とＱ２１，Ｑ２２のうちＱ２１，Ｑ２２を省略して上段の差動回路をＱ１１，Ｑ１２のコレクタに共通接続したような構成を有するミキサ回路が開示されている。しかしながら、特許文献１には複数バンドに対応したシステムに使用されるミキサについては開示されていない。
【００１３】
従って、特許文献１に開示されているミキサ回路を用いてトリプルバンド方式の通信システムを構成する場合には、図６と同様に３組のミキサ回路を並べてやる必要があり、依然として回路の占有面積が大きくなるという課題が残る。また、異なるバンドの受信信号がそれぞれ入力される複数の下段の差動トランジスタ対に対して、局部発振信号が入力される上段の差動トランジスタ対を単に共通に接続しただけでは、あるバンドの受信信号が入力されているときに他のバンドのミキサ前段回路（ロウノイズアンプ）からのノイズの回り込みにより、復調信号の精度が低下してしまうおそれがあるという課題がある。
【００１４】
本発明の目的は、複数バンドの信号の送受信が可能な携帯電話機のような無線通信システムを構成する通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）であって、受信信号を復調およびダウンコンバートするミキサ回路の占有面積を小さくしチップサイズの低減することが可能な通信用半導体集積回路を提供することにある。
【００１５】
本発明の他の目的は、複数バンドの信号の送受信が可能な携帯電話機のような無線通信システムを構成する通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）であって、受信信号を復調およびダウンコンバートするミキサ回路における消費電流を低減することが可能な通信用半導体集積回路を提供することにある。
【００１６】
本発明のさらに他の目的は、複数バンドの信号の送受信が可能な携帯電話機のような無線通信システムを構成する通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）であって、所望のバンド以外のバンドの周波数帯の信号がノイズとして入って来て復調信号の精度が低下するのを回避することが可能な通信用半導体集積回路を提供することにある。
【００１７】
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添附図面から明らかになるであろう。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、本発明は、受信信号と局部発振信号とを合成して復調およびダウンコンバートを行なうミキサ回路を備えマルチバンド方式の無線通信システムを構成する高周波ＩＣにおいて、異なるバンドの受信信号がそれぞれ入力される複数の下段差動トランジスタ対を設け、これら複数の下段差動トランジスタ対に対して、局部発振信号が入力される上段の差動トランジスタ対を共通に接続するようにした。
【００１９】
上記した手段によれば、異なるバンドの受信信号がそれぞれ入力される複数の下段差動トランジスタ対ごとに、局部発振信号が入力される上段の差動トランジスタ対を設ける必要がなくなる。これによって、ミキサ回路の構成素子数を少なくして回路の占有面積を低減し、ひいては高周波ＩＣのチップサイズを小さくすることができる。
【００２０】
また、直交復調を行なうようにされたミキサ回路では、Ｉ信号側とＱ信号側とで下段差動トランジスタ対を別個に設ける必要がなくなる。そのため、下段差動トランジスタ対に流れる電流を、Ｉ信号側とＱ信号側とで別々に下段差動トランジスタ対を設けた場合と同じ電流値にして、上段差動トランジスタ対に流れる電流をほぼ半分にしてもダイナミックレンジが狭くなることがないので、回路全体としての消費電流を減らすことができる。
【００２１】
さらに、本発明は、異なるバンドの受信信号がそれぞれ入力される入力端子にバイアス電圧を与えるバイアス回路との間に、前記バイアス電圧に代えて接地電位のような安定な定電位を供給可能にするスイッチ手段を設け、受信バンド以外のバンド用の下段差動トランジスタ対の入力端子には接地電位のような定電位を印加するようにした。これにより、動作不要な差動トランジスタに流れる電流を遮断して消費電流を低減するとともに、受信バンド以外のバンド用の下段差動トランジスタ対から出力側へノイズが回り込むのを抑制することができる。
【００２２】
ここで、さらに望ましくは、受信信号がそれぞれ入力される差動入力端子間に、両端子を同電位にさせるイコライズ用スイッチ手段を設けるようにする。これにより、例え一方の入力端子にノイズが入っても同相のノイズとして差動トランジスタ対に入力されることで、ノイズによる影響を相殺させることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。
図１は、本発明に係るミキサ回路の第１の実施例を示す。この実施例のミキサ回路は、例えばＧＳＭとＤＣＳとＰＣＳのような周波数帯の異なる３つの通信方式の受信信号を復調およびダウンコンバートできるように構成されたものである。
【００２４】
図１に示されているように、この実施例のミキサ回路の下段の差動入力部は、エミッタ共通接続された３組の入力差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２とＱ２１，Ｑ２２およびＱ３１，Ｑ３２と、これらのトランジスタＱ１１〜Ｑ３２の各エミッタと接地点との間にそれぞれ接続されたエミッタ抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２，Ｒｅ４，Ｒｅ５，Ｒｅ７，Ｒｅ８と、対をなすトランジスタのエミッタ間にそれぞれ接続された抵抗Ｒｅ３，Ｒｅ６，Ｒｅ９とから構成されている。そして、各組のトランジスタ対のうち一方のトランジスタＱ１１，Ｑ２１，Ｑ３１のコレクタ同士が互いに共通接続され、他方のトランジスタＱ１２，Ｑ２２，Ｑ３２のコレクタ同士も互いに共通接続されている。
【００２５】
一方、この実施例のミキサ回路の上段の信号合成部としての掛け算部は、互いにエミッタ同士が結合され上記下段差動トランジスタ対の一方の共通コレクタノードＮ１に接続された差動トランジスタ対Ｑ１，Ｑ２と、互いにエミッタ同士が結合され上記下段差動トランジスタ対の他方の共通コレクタノードＮ２に接続された差動トランジスタ対Ｑ３，Ｑ４と、互いにエミッタ同士が結合され上記下段差動トランジスタ対の一方の共通コレクタノードＮ１に接続された差動トランジスタ対Ｑ５，Ｑ６と、互いにエミッタ同士が結合され上記下段差動トランジスタ対の他方の共通コレクタノードＮ２に接続された差動トランジスタ対Ｑ７，Ｑ８とから構成されている。
【００２６】
また、掛け算部の上記差動トランジスタＱ１とＱ３は互いにコレクタ同士が結合されてコレクタ抵抗Ｒｃ１を介して電源電圧Ｖｃｃに接続され、Ｑ２とＱ４、またＱ５とＱ７、Ｑ６とＱ８のコレクタ同士も結合されて各々コレクタ抵抗Ｒｃ２，Ｒｃ３，Ｒｃ４を介して電源電圧Ｖｃｃに接続されている。さらに、各対のトランジスタの共通コレクタがそれぞれ出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２，ＯＵＴ３，ＯＵＴ４に接続されている。
【００２７】
上記下段差動入力部のトランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２とＱ２１，Ｑ２２およびＱ３１，Ｑ３２のベース端子に、それぞれ受信信号Ｒｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘ３とその反転信号／Ｒｘ１，／Ｒｘ２，／Ｒｘ３が入力されている。そして、上記下段差動入力部のトランジスタＱ１１とＱ２１とＱ３１の共通コレクタノードＮ１またはＱ１２とＱ２２とＱ３２の共通コレクタノードＮ２に、エミッタ結合された上記上段掛け算部の差動トランジスタＱ１とＱ２，Ｑ３とＱ４，Ｑ５とＱ６，Ｑ７とＱ８の共通エミッタが接続されることにより、下段差動入力部に入力された受信信号が上段掛け算部を構成するトランジスタＱ１〜Ｑ８のエミッタから電流信号として入力される。
【００２８】
一方、上段のトランジスタ対Ｑ１とＱ４のベース端子に分周移相回路２１１からの高周波発振信号φＲＦ１が、またトランジスタ対Ｑ２とＱ３のベース端子にφＲＦ１の反転信号すなわちφＲＦ１と位相が１８０°異なる発振信号／φＲＦ１が、さらにトランジスタ対Ｑ６とＱ７のベース端子にφＲＦ１と位相が９０°異なる発振信号φＲＦ２が、またトランジスタ対Ｑ５とＱ８のベース端子にφＲＦ２の反転信号すなわちφＲＦ２と１８０°（φＲＦ１とは２７０°）位相が異なる発振信号／φＲＦ２が入力される。
【００２９】
そして、上記下段差動入力部のトランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２とＱ２１，Ｑ２２およびＱ３１，Ｑ３２のベース端子に入力される受信信号Ｒｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘ３は、ある瞬間ではそのうち１つが有効にされる。これにより、受信信号Ｒｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘ３のいずれかと高周波発振信号φＲＦ１，／φＲＦ１とが掛け算されて、その周波数差に相当する周波数成分を有する信号Ｉおよびそれと位相が１８０°異なる／Ｉ信号が、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から出力される。また、受信信号Ｒｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘ３のいずれかと高周波発振信号φＲＦ２，／φＲＦ２とが掛け算されて、その周波数差に相当する周波数成分を有する信号Ｑおよびそれと位相が１８０°異なる／Ｑ信号が、出力端子ＯＵＴ３，ＯＵＴ４から出力される。ここで、例えば受信信号Ｒｘ１はＰＣＳ系の受信信号、Ｒｘ２はＤＣＳ系の受信信号、Ｒｘ３はＧＳＭ系の受信信号とされる。
【００３０】
さらに、この実施例のミキサ回路においては、受信信号Ｒｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘ３が入力される差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２とＱ２１，Ｑ２２およびＱ３１，Ｑ３２のベースに動作点を与えるバイアス電圧源Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３がそれぞれ設けられている。そして、バイアス電圧源Ｖｂ１の電圧は抵抗Ｒｉ１，Ｒｉ２を介して受信信号Ｒｘ１の入力端子に、またバイアス電圧源Ｖｂ２の電圧は抵抗Ｒｉ３，Ｒｉ４を介して受信信号Ｒｘ２の入力端子に、さらにバイアス電圧源Ｖｂ３の電圧は抵抗Ｒｉ５，Ｒｉ６を介して受信信号Ｒｘ３の入力端子に、それぞれ印加可能にされている。抵抗Ｒｉ１〜Ｒｉ６は各々数ｋΩ（例えば２ｋΩ）程度の抵抗値のものが使用される。また、バイアス電圧源Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３は、電源電圧Ｖｃｃに依存するが、Ｖｃｃが２．８Ｖの場合には１Ｖ程度に設定される。
【００３１】
バイアス電圧源Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３と各組の抵抗Ｒｉ１，Ｒｉ２；Ｒｉ３，Ｒｉ４；Ｒｉ５，Ｒｉ６との間には、バイアス電圧に代えて接地電位を対応する入力端子に印加する切替えスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３が設けられている。これらのスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３は、切替え制御信号ＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３によって制御され、ＰＣＳ系の受信信号Ｒｘ１が入力されるモードでは、ＳＷ１１のみがバイアス電圧源Ｖｂ１側に切り替えられ、ＳＷ１２とＳＷ１３は接地電位側に切り替えられる。
【００３２】
また、ＤＣＳ系の受信信号Ｒｘ２が入力されるモードでは、ＳＷ１２のみがバイアス電圧源Ｖｂ２側に切り替えられ、ＳＷ１１とＳＷ１３は接地電位側に切り替えられる。ＧＳＭ系の受信信号Ｒｘ３が入力されるモードでは、ＳＷ１３のみがバイアス電圧源Ｖｂ３側に切り替えられ、ＳＷ１１とＳＷ１２は接地電位側に切り替えられる。このように、受信信号が入力されない差動入力トランジスタ対に関してはそのベース端子が接地電位に固定されることにより、電流が流れないようにされる。これにより、動作不要な差動トランジスタに流れる電流を完全に遮断して消費電流を低減することができる。なお、このとき受信信号が入力されない差動入力トランジスタ対に対応する前段のロウノイズアンプ（図２の２１０ａ〜２１０ｃ）も動作電流が遮断されることにより、その増幅動作が停止される。
【００３３】
さらに、この実施例のミキサ回路においては、受信信号Ｒｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘ３の入力端子間に、受信信号が入力される差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２とＱ２１，Ｑ２２およびＱ３１，Ｑ３２のベース電位を同電位にするためのイコライズ用スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ２３が設けられている。これらのイコライズ用スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ２３も上記切替えスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３の切替え制御信号ＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３によってオン、オフ制御される。
【００３４】
具体的には、切替えスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３のうちバイアス電圧源側に切り替えられるスイッチ（いずれか１つ）に対応するものがオン状態にされ、切替えスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３のうち接地点側に切り替えられるスイッチ（２つ）に対応するものすなわち受信信号が入力されないトランジスタに対応するものがオン状態にされる。これによって、いずれかの受信信号が入力されているときに、他の受信信号の入力端子にノイズが入って来てもノイズの影響が出力側へ伝わらないようにすることができる。
【００３５】
図２には、図１の実施例のミキサ回路を、トリプルバンドの無線通信システムにおける受信信号の復調器として用いた受信回路の構成例が示されている。なお、図２においては、図１におけるミキサ回路の下段の差動入力部がそれぞれ符号２１２ａ，２１２ｂ，２１２ｃで示され、上段の掛け算部のＩ信号側掛け算器が符号ＩＭＩＸで、またＱ信号側掛け算器が符号ＱＭＩＸで示されている。
【００３６】
図２の受信回路は、ＰＣＳ系の受信信号Ｒｘ１を増幅するロウノイズアンプ２１０ａと、ＤＣＳ系の受信信号Ｒｘ２を増幅するロウノイズアンプ２１０ｂと、ＧＳＭ系の受信信号Ｒｘ３を増幅するロウノイズアンプ２１０ｃと、差動入力部２１２ａ，２１２ｂ，２１２ｃおよび掛け算器ＩＭＩＸ，ＱＭＩＸからなるミキサ回路２１２と、ミキサ回路２１２で復調されたＩ信号およびＱ信号を増幅する高利得増幅部２２０Ａ，２２０Ｂと、ミキサ回路２１２で受信信号と合成される高周波発振信号を生成する高周波ＶＣＯ（電圧制御発振器）２５０と、該ＶＣＯ２５０で生成された発振信号を分周して互いに９０°位相がずれた高周波信号φＲＦ１，／φＲＦ１，φＲＦ２，／φＲＦ２を生成する分周移相回路２１１とから構成されている。
【００３７】
分周移相回路２１１に切替えスイッチＳＷ１が設けられているのは、ＧＳＭ系の受信信号Ｒｘ３の周波数は９２５〜９６０ＭＨｚで、ＤＣＳ系の受信信号Ｒｘ２の周波数１８０５〜１８８０ＭＨｚのほぼ半分であるので、高周波ＶＣＯ２５０の発振周波数範囲をＤＣＳとＰＣＳに合わせておいてそれを分周器ＤＶＤ１で２分周した方が、高周波ＶＣＯ２５０の発振周波数範囲を狭くすることができ、ＶＣＯの設計が容易になるためである。
【００３８】
図７に示されているようなタイプのミキサ回路を受信信号の復調器として用いたトリプルバンドの無線通信システムにおける受信回路の構成を示す図６と図２とを比較すると明らかなように、図１の実施例のミキサ回路を使用すると、掛け算器ＩＭＩＸ，ＱＭＩＸの数を１／３に減らすことができ、回路の占有面積が大幅に低減されることが分かる。
【００３９】
図３は、本発明に係るミキサ回路の第２の実施例を示す。この実施例のミキサ回路は、例えばＤＣＳとＰＣＳあるいはＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のような周波数帯の異なる２つの通信方式の受信信号を復調およびダウンコンバートできるように構成されたものである。
【００４０】
図１と比較すると明らかなように、第１の実施例のミキサ回路の下段差動入力部にはエミッタ共通接続された３組の入力差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２とＱ２１，Ｑ２２とＱ３１，Ｑ３２およびこれらのエミッタ抵抗Ｒｅ１〜Ｒｅ９が設けられているのに対し、この実施例のミキサ回路は、エミッタ共通接続された２組の入力差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２およびＱ２１，Ｑ２２と、これらのトランジスタ対の共通エミッタにそれぞれ接続されたエミッタ抵抗Ｒｅ１〜Ｒｅ３，Ｒｅ４〜Ｒｅ６とからなる。
【００４１】
そして、このミキサでは２組の入力差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２およびＱ２１，Ｑ２２のベース端子に受信信号Ｒｘ１，Ｒｘ２とその反転信号／Ｒｘ１，／Ｒｘ２が入力され、上段のトランジスタ対Ｑ１とＱ４のベース端子に分周移相回路２１１からの高周波発振信号φＲＦ１が、またトランジスタ対Ｑ２とＱ３のベース端子にφＲＦ１の反転信号すなわちφＲＦ１と位相が１８０°異なる発振信号／φＲＦ１が、さらにトランジスタ対Ｑ６とＱ７のベース端子にφＲＦ１と位相が９０°異なる発振信号φＲＦ２が、またトランジスタ対Ｑ５とＱ８のベース端子にφＲＦ２の反転信号すなわちφＲＦ２と位相が１８０°異なる発振信号／φＲＦ２が入力される。
【００４２】
図４には、図３の実施例のミキサ回路を、クウォッドバンドの無線通信システムにおける受信信号の復調器として用いた受信回路の構成例が示されている。
図１の実施例のミキサ回路を復調器として用いたトリプルバンドの無線通信システムにおける受信信号の受信回路を示す図２と比較すると明らかなように、この実施例では、２つのミキサ回路２１１Ａと２１１Ｂが設けられる。また、ロウノイズアンプ２１０は図２の受信回路よりも１個余分に設けられる。ここで、Ｒｘ３はＧＳＭ９００系の受信信号、Ｒｘ４はＧＳＭ８５０系の受信信号とされ、ロウノイズアンプ２１０ｄにＧＳＭ８５０系の受信信号Ｒｘ４が入力される。受信モードのある瞬間では、２つのミキサ回路２１１Ａと２１１Ｂのうち少なくとも１つがオフ状態にされる。図４の受信回路は、図２の受信回路ほどではないが、図７の回路に比べると、ミキサ回路の占有面積を低減し、消費電流を減らすことができるという利点がある。
【００４３】
ミキサ回路の第３の実施例として、図１のミキサ回路において、下段に４個の差動入力部を設けるようにしたものが考えられる。図５には、この第３の実施例のミキサ回路を、クウォッドバンドの無線通信システムにおける受信信号の復調器として用いた場合の受信回路の構成例が示されている。図３の第２の実施例のミキサ回路を用いたクウォッドバンドの無線通信システムの受信回路の構成を示す図４と比較すると明らかなように、図５のシステムではミキサの数を半分にすることができるため、ミキサ回路の占有面積を低減し、消費電流を減らすことができる。
【００４４】
次に、上記第１の実施例のミキサ回路（図１）およびそれを使用した受信系回路（図２）を有するマルチバンド方式の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）とそれを用いた通信システムの一例を、図８を用いて説明する。なお、図８において、図１および図２と同一の回路には同一の符号を付して重複した説明は省略する。
【００４５】
図８に示されているように、システムは信号電波の送受信用アンテナ１００、送受信切り替え用のスイッチ１１０、受信信号から不要波を除去するＳＡＷフィルタなどからなる高周波フィルタ１２０ａ〜１２０ｃ、送信信号を増幅する高周波電力増幅回路（パワーモジュール）１３０、受信信号を復調したり送信信号を変調したりする高周波ＩＣ２００、送信データをＩ，Ｑ信号に変換したり高周波ＩＣ２００を制御したりするベースバンド回路３００などで構成される。高周波ＩＣ２００とベースバンド回路３００は、各々別個の半導体チップ上に半導体集積回路として構成される。
【００４６】
特に制限されるものでないが、この実施例の高周波ＩＣ２００は、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の３つの通信方式による４つの周波数帯の信号の変復調が可能に構成されている。また、これに応じて、高周波フィルタは、ＰＣＳ１９００の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタ１２０ａと、ＤＣＳ１８００の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタ１２０ｂと、ＧＳＭ系の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタ１２０ｃとが設けられている。ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００は周波数帯が近いので、この実施例では共通のフィルタ１２０ｃが用いられる。
【００４７】
本実施例の高周波ＩＣ２００は、大きく分けると、受信系回路ＲＸＣと、送信系回路ＴＸＣと、それ以外の制御回路やクロック生成回路など送受信系に共通の回路からなる制御系回路ＣＴＣとで構成される。
【００４８】
受信系回路ＲＸＣは、ＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳの各周波数帯の受信信号をそれぞれ増幅するロウノイズアンプ２１０ａ，２１０ｂ，２１０ｃと、高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０で生成された局部発振信号φＲＦを分周し互いに９０°位相がずれた直交信号を生成する分周移相回路２１１と、ロウノイズアンプ２１０ａ，２１０ｂ，２１０ｃで増幅された受信信号に分周移相回路２１１で生成された直交信号をミキシングすることで復調およびダウンコンバートを行なうミキサ回路２１２と、復調されたＩ，Ｑ信号をそれぞれ増幅してベースバンド回路３００へ出力する高利得増幅部２２０Ａ，２２０Ｂと、高利得増幅部２２０Ａ，２２０Ｂ内のアンプの入力ＤＣオフセットをキャンセルするためのオフセットキャンセル回路２１３などからなる。
【００４９】
高利得増幅部２２０Ａは、複数のロウパスフィルタＬＰＦ１１，ＬＰＦ１２，ＬＰＦ１３，ＬＰＦ１４と利得制御アンプＰＧＡ１１，ＰＧＡ１２，ＰＧＡ１３とが交互に直列形態に接続され、最終段に利得が固定のアンプＡＭＰ１が接続された構成を有しており、復調されたＩ信号を増幅してベースバンド回路３０へ出力する。高利得増幅部２２０Ｂも同様に、複数のロウパスフィルタＬＰＦ２１，ＬＰＦ２２，ＬＰＦ２３，ＬＰＦ２４と利得制御アンプＰＧＡ２１，ＰＧＡ２２，ＰＧＡ２３とが交互に直列形態に接続され、最終段に利得が固定のアンプＡＭＰ２が接続された構成を有しており、復調されたＱ信号を増幅してベースバンド回路３００へ出力する。
【００５０】
オフセットキャンセル回路２１３は、各利得制御アンプＰＧＡ１１〜ＰＧＡ２３に対応して設けられ入力端子間を短絡した状態におけるそれらの出力電位差をディジタル信号に変換するＡＤ変換回路（ＡＤＣ）と、これらのＡＤ変換回路による変換結果に基づき対応する利得制御アンプＰＧＡ１１〜２３の出力のＤＣオフセットを「０」とするような入力オフセット電圧を生成し差動入力に対して与えるＤＡ変換回路（ＤＡＣ）と、これらのＡＤ変換回路（ＡＤＣ）とＤＡ変換回路（ＤＡＣ）を制御してオフセットキャンセル動作を行なわせる制御回路などから構成される。
【００５１】
送信系回路ＴＸＣは、例えば６４０ＭＨｚのような中間周波数の発振信号φＩＦを生成する発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３０と、該発振回路２３０で生成された発振信号φＩＦを１／４分周して１６０ＭＨｚのような信号を生成する分周回路２３１と、該分周回路２３１で分周された信号をさらに分周しかつ互いに９０°位相がずれた直交信号を生成する分周移相回路２３２と、生成された直交信号をベースバンド回路３００から供給されるＩ信号とＱ信号により変調をかける変調回路２３３ａ，２３３ｂと、変調された信号を合成する加算器２３４と、所定の周波数の送信信号φＴＸを発生する送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０と、送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０から出力される送信信号φＴＸをカプラ２８０Ａ，２８０ｂ等で抽出したフィードバック信号と周波数変換用の発振信号を生成する局部発振回路としての高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０で生成された高周波発振信号φＲＦを分周した信号φＲＦ’とをミキシングすることでそれらの周波数差に相当する周波数の信号を生成するオフセットミキサ２３６と、該オフセットミキサ２３６の出力と前記加算器２３４で合成された信号ＴＸＩＦとを比較して位相差を検出するアナログ位相比較器２３７ａおよびディジタル位相比較器２３７ｂと、該位相検出回路２３７ａ，２３７ｂの出力に応じた電圧を生成するループフィルタ２３８などから構成されている。
【００５２】
なお、ループフィルタ２３８を構成する抵抗および容量は、外付け素子として実施例の高周波ＩＣの外部端子に接続される。送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０は、ＧＳＭ８５０とＧＭＳ９００の送信信号を生成する発振回路２４０ａと、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００の送信信号を生成する発振回路２４０ｂとからなる。このように発振回路を２つ設けているのは、送信用発振回路は、高周波発振回路２５０や中間周波数の発振回路２３０に比べて周波数の可変範囲が広く１つの発振回路ですべてカバーできる回路を設計するのは容易でないためである。
【００５３】
アナログ位相比較器２３７ａとディジタル位相比較器２３７ｂが設けられているのは、ＰＬＬ回路の動作開始時における引込み動作を早くするためである。具体的には、送信開始時は先ずディジタル位相比較器２３７ｂで位相比較を行ない、その後アナログ位相比較器２３７ａに切り替えることで、高速で位相ループをロックさせることができるようにされる。
【００５４】
また、この実施例の高周波ＩＣ２００のチップ上には、チップ全体を制御する制御回路２６０と、前記高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０と共にＲＦ用ＰＬＬ回路を構成するＲＦシンセサイザ２６１と、前記中間周波数の発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３０と共にＩＦ用ＰＬＬ回路を構成するＩＦシンセサイザ２６２と、これらのシンセサイザ２６１および２６２の基準信号となるクロック信号φｒｅｆを生成する基準発振回路（ＶＣＸＯ）２６４とが設けられている。シンセサイザ２６１および２６２は、それぞれ分周回路や位相比較回路、チャージポンプ、ループフィルタなどで構成される。
【００５５】
なお、基準発振信号φｒｅｆは周波数精度の高いことが要求されるため、基準発振回路２６４には外付けの水晶振動子が接続される。基準発振信号φｒｅｆとしては、２６ＭＨｚあるいは１３ＭＨｚのような周波数が選択される。かかる周波数の水晶振動子は、汎用部品であり容易に手に入れることができる。
【００５６】
図８において１／２，１／４などの分数が付記されているブロックはそれぞれ分周回路、符号ＢＦＦで示されているのはバッファ回路である。また、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３は、ＧＳＭ方式に従った送受信を行なうＧＳＭモードとＤＣＳまたはＰＣＳ方式に従った送受信を行なうＤＣＳ／ＰＣＳモードとで接続状態が切り替えられて、伝達される信号の分周比を選択するスイッチである。ＳＷ４は送信時にベースバンド回路３００からのＩ，Ｑ信号を変調用ミキサ２３３ａ，２３３ｂに供給すべくオン、オフ制御されるスイッチである。これらのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４は制御回路２６０からの信号によって制御される。
【００５７】
制御回路２６０には、コントロールレジスタＣＲＧが設けられ、このレジスタＣＲＧはベースバンド回路３００からの信号に基づいて設定が行なわれる。具体的には、ベースバンド回路３００から高周波用ＩＣ２００に対して同期用のクロック信号ＣＬＫと、データ信号ＳＤＡＴＡと、制御信号としてのロードイネーブル信号ＬＥＮとが供給されており、制御回路２６０は、ロードイネーブル信号ＬＥＮが有効レベルにアサートされると、ベースバンド回路３００から伝送されてくるデータ信号ＳＤＡＴＡをクロック信号ＣＬＫに同期して順次取り込んで、上記コントロールレジスタＣＲＧにセットする。特に制限されるものでないが、データ信号ＳＤＡＴＡはシリアルで伝送される。ベースバンド回路３００はマイクロプロセッサなどから構成される。
【００５８】
コントロールレジスタＣＲＧは、特に制限されるものでないが、受信モード、送信モード、アイドルモード、ウォームアップモードなどの動作モードを指定するビットフィールドや、いずれの周波数帯の信号を送受信するのか指定するビットフィールドなどが設けられる。ここで、アイドルモードは待受け時等ごく一部の回路のみ動作し少なくとも発振回路を含む大部分の回路が停止するスリープ状態となるモード、ウォームアップモードは送信または受信の直前にＰＬＬ回路を起動させるモードである。
【００５９】
この実施例では、位相検出回路２３７ａ，２３７ｂと、ループフィルタ２３８、送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０ａ，２４０ｂおよびオフセットミキサ２３６とによって周波数変換を行なう送信用ＰＬＬ回路（ＴＸＰＬＬ）が構成される。
【００６０】
本実施例のマルチバンド方式の無線通信システムでは、例えばベースバンド回路３００からの指令によって制御回路２６０が、送受信時に高周波発振回路２５０の発振信号の周波数φＲＦを使用するチャネルに応じて変更すると共に、ＧＳＭモードかＤＣＳ／ＰＣＳモードかに応じて上記スイッチＳＷ２を切り替えることで、オフセットミキサ２３６に供給される信号の周波数が変更されることによって送受信の周波数の切り替えが行なわれる。さらに、制御回路２６０からミキサ回路２１２に対しては、前記入力状態切替えスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３（図１参照）を受信周波数帯に応じて切り替えるための制御信号ＣＳ１〜ＣＳ３が供給される。
【００６１】
本実施例では、中間周波用発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３０の発振周波数はＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳいずれの場合にも６４０ＭＨｚに設定され、これが分周回路２３１と分周移相回路２３２で１／８に分周されて８０ＭＨｚの搬送波（ＴＸＩＦ）が生成されて変調が行なわれる。ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００は、周波数帯（バンド）のみ異なり、変調方式や多重化方式などは同じであるので、通信方式としては同じ方式とみることができる。
【００６２】
一方、高周波発振回路（以下、ＲＦＶＣＯと記す）２５０の発振周波数は、受信モードと送信モードとで異なる値に設定される。送信モードでは、ＲＦＶＣＯ２５０の発振周波数ｆＲＦは、例えばＧＳＭ８５０の場合３６１６〜３７１６ＭＨｚに、ＧＳＭ９００の場合３８４０〜３９８０ＭＨｚに、またＤＣＳの場合３６１０〜３７３０ＭＨｚに、さらにＰＣＳの場合３８６０〜３９８０ＭＨｚに設定され、これが分周回路でＧＳＭの場合は１／４に分周され、またＤＣＳとＰＣＳの場合は１／２に分周されてφＲＦ’としてオフセットミキサ２３６に供給される。
【００６３】
オフセットミキサ２３６では、このφＲＦ’と送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０からの送信用発振信号φＴＸの周波数の差（ｆＲＦ’−ｆＴＸ）に相当する信号が出力され、この差信号の周波数が変調信号ＴＸＩＦの周波数と一致するように送信用ＰＬＬ（ＴＸＰＬＬ）が動作する。言いかえると、ＴＸＶＣＯ２４０は、ＲＦＶＣＯ２５０からの発振信号φＲＦ’の周波数（ｆＲＦ／４）と変調信号ＴＸＩＦの周波数（ｆＴＸ）の差に相当する周波数で発振するように制御される。
【００６４】
受信モードでは、ＲＦＶＣＯ２５０の発振周波数ｆＲＦは、例えばＧＳＭ８５０の場合３４７６〜３５７６ＭＨｚに、ＧＳＭ９００の場合３７００〜３８４０ＭＨｚに、またＤＣＳの場合３６１０〜３７３０ＭＨｚに、さらにＰＣＳの場合３８６０〜３９８０ＭＨｚに設定され、ＧＳＭの場合はこれが分周回路で１／２分周され、またＤＣＳとＰＣＳの場合はそのまま分周移相回路２１１へ供給されて分周と位相シフトされてミキサ回路２１２に供給される。
【００６５】
ＲＦＶＣＯ２５０は、例えばＬＣ共振型発振回路で構成されるとともに、ＬＣ共振回路を構成する容量素子が各々スイッチ素子を介して複数個並列に設けられており、そのスイッチ素子をバンド切り替え信号で選択的にオンさせることにより、接続される容量素子すなわちＬＣ共振回路のＣの値を切り替えることで発振周波数を段階的に切り替えることができるように構成されている。また、ＲＦＶＣＯ２５０は可変容量素子としてバリキャップダイオードを有しており、ＲＦシンセサイザ２６１内のループフィルタからの制御電圧によってこのバリキャップダイオードの容量値が変化され、発振周波数が連続的に変化される。
【００６６】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものでない。例えば前記実施例においては、ミキサ回路の下段差動入力部２１２ａ〜２１２ｃを構成する差動トランジスタ対のエミッタ間に抵抗Ｒｅ３，Ｒｅ６，Ｒｅ９をそれぞれ設けているが、これらのエミッタ間抵抗は省略して良い。エミッタ間抵抗Ｒｅ３，Ｒｅ６，Ｒｅ９を設けることにより、ミキサ回路のゲインの調整が容易になる。なお、実施例のようなギルバートセル型のミキサ回路のゲインは、エミッタ抵抗Ｒｅ１〜Ｒｅ３（Ｒｅ４〜Ｒｅ６，Ｒｅ７〜Ｒｅ９）の合成抵抗とコレクタ抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２（Ｒｃ３，Ｒｃ４）との比によって決まる。さらに、エミッタ抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２，Ｒｅ４，Ｒｅ５，Ｒｅ７，Ｒｅ８の代わりに定電流源を設けるようにしても良い。
【００６７】
また、実施例においては、差動入力部２１２ａ〜２１２ｃのうち動作不要な回路に流れる電流を遮断するため、入力端子に接地電位を印加するスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１３を設けているが、各差動入力部２１２ａ〜２１２ｃごとにエミッタ抵抗と接地点との間にスイッチを設けて電流を遮断するように構成しても良い。また、イコライズ用スイッチＳＷ２１〜ＳＷ３を省略するようにしても良い。さらに、実施例においては、バイポーラ・トランジスタからなるミキサ回路の例を示したが、本発明はバイポーラ・トランジスタの代わりにＭＯＳＦＥＴを用いたミキサ回路にも適用することができる。
【００６８】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＧＳＭとＤＣＳとＰＣＳの３つの通信方式による通信が可能な携帯電話機の無線通信システムに用いられる高周波ＩＣに適用した場合について説明したが、本発明はそれに限定されるものでない。例えばＧＳＭにおける位相変調に振幅変調を加えたようなＱＰＳＫ変調モードを有するＥＤＧＥと呼ばれる通信方式にも対応可能な携帯電話機に用いられる高周波ＩＣやＣＤＭＡ方式の携帯電話機あるいは無線ＬＡＮやブルートゥースと呼ばれる無線通信システムを構成する高周波ＩＣに対しても本発明を適用することができる。
【００６９】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、受信信号を復調およびダウンコンバートするミキサ回路を有する高周波ＩＣにおいて、ミキサ回路の構成素子数を減らして占有面積を小さくしチップサイズを低減するとともに、ミキサ回路における消費電流を低減することができる。また、所望のバンド以外のバンドの周波数帯の信号がノイズとして入って来て復調信号の精度が低下するのを回避することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る無線通信システムの受信系回路におけるミキサ回路の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】第１の実施例のミキサ回路を用いた受信系回路の構成例を示すブロック図である。
【図３】無線通信システムの受信系回路におけるミキサ回路の第２の実施例を示す回路図である。
【図４】第２の実施例のミキサ回路を用いた受信系回路の構成例を示すブロック図である。
【図５】第３の実施例のミキサ回路を用いた受信系回路の構成例を示すブロック図である。
【図６】本発明に先立って検討したトリプルバンドの無線通信システムにおける受信系回路の構成例を示すブロック図である。
【図７】本発明者等が検討したミキサ回路の一例を示す回路図である。
【図８】本発明を適用したミキサ回路を内蔵したマルチバンド方式の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）及びそれを用いた無線通信システムの構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１００ 送受信用アンテナ
１１０ 送受信切り替え用のスイッチ
１２０ａ〜１２０ｃ 高周波フィルタ
１３０ 高周波電力増幅回路
２００ 高周波ＩＣ
２１０ ロウノイズアンプ
２１２ 復調用ミキサ
２１２ａ〜２１２ｄ 下段差動入力部
２３３ 変調用ミキサ
２２０ 電力増幅部
２３０ 中間周波数発振回路（ＩＦＶＣＯ）
２３８ 送信用ＰＬＬのループフィルタ
２４０ 送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）
２５０ 高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）
２６０ 制御回路
２６１ ＲＦＰＬＬ用シンセサイザ回路
２６２ ＩＦＰＬＬ用シンセサイザ回路
２６４ 基準発振回路
３００ ベースバンド回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信システムを構成する通信用半導体集積回路における受信信号と所定の周波数の発振信号とを合成して周波数変換を行なうダイレクトダウンコンバージョン方式のミキサに適用して有効な技術に関し、特にミキサの構成素子数および占有面積を減らし消費電力を低減するのに有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話機のような無線通信システムにおいては、受信信号や送信信号と合成される所定の周波数の発振信号を発生するためＶＣＯ（電圧制御発振器）が用いられている。従来提案されている携帯電話機には、例えば９２５〜９６０ＭＨｚ帯のＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）と１８０５〜１８８０ＭＨｚ帯のＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｓｙｓｔｅｍ）のような２つの周波数帯の信号を扱えるデュアルバンド方式の携帯電話機がある。
【０００３】
さらに、近年においては、ＧＳＭやＤＣＳの他に例えば１９３０〜１９９０ＭＨｚ帯のＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）の信号を扱えるトリプルバンド方式の携帯電話機に対する要求がある。また、携帯電話機は今後さらに多くのバンドに対応できるものが要求されることが考えられる。
【０００４】
このような複数のバンドに対応できる携帯電話機に使用される高周波ＩＣには、部品点数の低減という観点からダイレクトコンバージョン方式が有効である。一方、携帯電話機では、所望の周波数帯の受信信号を分波するため周波数特性が急峻なＳＡＷ（表面弾性波）フィルタが一般に用いられている。ＳＡＷフィルタは通過帯域が狭いとともに既存のＳＡＷフィルタは通過帯域を変更させるような仕組みを備えていないため、複数のバンドに対応できる携帯電話機では各バンド毎に帯域の異なる複数のＳＡＷフィルタが設けられる。また、これに応じてダイレクトコンバージョン方式の高周波ＩＣでは、受信信号と局部発振信号とをミキシングして周波数変換するミキサが各バンド毎に設けられる。
【０００５】
これに対し、ミキサで周波数変換された信号を増幅する後段の利得制御アンプやノイズ、隣接チャンネルの電力を除去するロウパスフィルタのような回路は複数のバンドに共通の回路として設けられることが多い。ミキサで周波数変換された後の信号は周波数がある範囲に限られているとともに、高周波ＩＣは同時に複数のバンドの信号を扱うことはないので、回路を共通化することで回路の占有面積を減らし高周波ＩＣのチップサイズを小さくすることができるためである。
【０００６】
図６は本発明者等が検討したダイレクトダウンコンバージョン方式のトリプルバンド対応の受信系回路の例を、また図７には本発明者等が当初考えたギルバートセルと呼ばれる回路を用いたミキサの回路例を示す。なお、図７の回路は、図６において破線で囲まれている入力受信信号を共通にする互いに対をなす２つのミキサＭＩＸｉａ，ＭＩＸｉｂ（ｉ＝１，２，３）を示したものである。
【０００７】
図６において、２１０ａ，２１０ｂ，２１０ｃは受信信号を増幅するロウノイズアンプ、ＭＩＸ１ａ，ＭＩＸ１ｂ，ＭＩＸ２ａ，ＭＩＸ２ｂ，ＭＩＸ３ａ，ＭＩＸ３ｂは各受信信号と高周波ＶＣＯからの局部発振信号φＲＦ１，／φＲＦ１；φＲＦ２，／φＲＦ２とを合成して周波数変換を行なうと共にＩ，Ｑ信号として復調するミキサ、２２０Ａ，２２０Ｂは復調された信号を所望のレベルまで増幅する利得制御アンプとロウパスフィルタとからなる高利得増幅部である。φＲＦ１とφＲＦ２は互いに位相が９０°ずれた信号、／φＲＦ１はφＲＦ１の反転信号、／φＲＦ２はφＲＦ２の反転信号である。
【０００８】
ギルバートセルと呼ばれる回路を用いたミキサは、図７に示すように、高周波受信信号Ｒｘｉ，／Ｒｘｉがベースに入力される下段差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２；Ｑ２１，Ｑ２２のコレクタ側に、局部発振信号φＲＦ１，／φＲＦ１；φＲＦ２，／φＲＦ２を入力とする差動トランジスタ対Ｑ１，Ｑ２；Ｑ３，Ｑ４；Ｑ５，Ｑ６；Ｑ７，Ｑ８を縦積みに接続した構成を有する。図６のトリプルバンド対応のシステムでは、このようなミキサ回路が各バンド毎に計３組設けられることとなる。なお、ギルバートセルを用いたミキサに関する先願発明としては特許文献１に記載されているものがある。
【０００９】
【特許文献１】
特開２００１−２５７５３８号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
図７に示すようなミキサ回路を３組設けたトリプルバンド方式の通信システムは、ミキサ回路の構成素子数が非常に多くなるため、回路の占有面積が大きくなるという課題がある。
また、ダイレクトダウンコンバージョン方式のミキサにおいては、要求されるダイナミックレンジと雑音特性との兼ね合いから、下段の差動トランジスタ対のエミッタ抵抗およびベース抵抗を大きくすることができない。具体的には、充分なダイナミックレンジを確保するためにトランジスタのエミッタサイズを大きくして流す電流を多くする必要があるとともに、良好なＳＮ比を得るためにベースを大きくしてベース抵抗を下げる必要がある。その結果、ミキサ回路の消費電流が多くなる。
【００１１】
さらに、図７に示すようなミキサ回路を用いたトリプルバンド方式の通信システムにおいては、ダウンコンバート用のミキサ回路の下段の差動トランジスタ対の数が多くなり、トータルの消費電流が非常に大きなものとなるという課題がある。
【００１２】
なお、上記特許文献１には、図７に示されているミキサと類似の構成を有するギルバートセルミキサや図７の下段の差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２とＱ２１，Ｑ２２のうちＱ２１，Ｑ２２を省略して上段の差動回路をＱ１１，Ｑ１２のコレクタに共通接続したような構成を有するミキサ回路が開示されている。しかしながら、特許文献１には複数バンドに対応したシステムに使用されるミキサについては開示されていない。
【００１３】
従って、特許文献１に開示されているミキサ回路を用いてトリプルバンド方式の通信システムを構成する場合には、図６と同様に３組のミキサ回路を並べてやる必要があり、依然として回路の占有面積が大きくなるという課題が残る。また、異なるバンドの受信信号がそれぞれ入力される複数の下段の差動トランジスタ対に対して、局部発振信号が入力される上段の差動トランジスタ対を単に共通に接続しただけでは、あるバンドの受信信号が入力されているときに他のバンドのミキサ前段回路（ロウノイズアンプ）からのノイズの回り込みにより、復調信号の精度が低下してしまうおそれがあるという課題がある。
【００１４】
本発明の目的は、複数バンドの信号の送受信が可能な携帯電話機のような無線通信システムを構成する通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）であって、受信信号を復調およびダウンコンバートするミキサ回路の占有面積を小さくしチップサイズの低減することが可能な通信用半導体集積回路を提供することにある。
【００１５】
本発明の他の目的は、複数バンドの信号の送受信が可能な携帯電話機のような無線通信システムを構成する通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）であって、受信信号を復調およびダウンコンバートするミキサ回路における消費電流を低減することが可能な通信用半導体集積回路を提供することにある。
【００１６】
本発明のさらに他の目的は、複数バンドの信号の送受信が可能な携帯電話機のような無線通信システムを構成する通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）であって、所望のバンド以外のバンドの周波数帯の信号がノイズとして入って来て復調信号の精度が低下するのを回避することが可能な通信用半導体集積回路を提供することにある。
【００１７】
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添附図面から明らかになるであろう。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、本発明は、受信信号と局部発振信号とを合成して復調およびダウンコンバートを行なうミキサ回路を備えマルチバンド方式の無線通信システムを構成する高周波ＩＣにおいて、異なるバンドの受信信号がそれぞれ入力される複数の下段差動トランジスタ対を設け、これら複数の下段差動トランジスタ対に対して、局部発振信号が入力される上段の差動トランジスタ対を共通に接続するようにした。
【００１９】
上記した手段によれば、異なるバンドの受信信号がそれぞれ入力される複数の下段差動トランジスタ対ごとに、局部発振信号が入力される上段の差動トランジスタ対を設ける必要がなくなる。これによって、ミキサ回路の構成素子数を少なくして回路の占有面積を低減し、ひいては高周波ＩＣのチップサイズを小さくすることができる。
【００２０】
また、直交復調を行なうようにされたミキサ回路では、Ｉ信号側とＱ信号側とで下段差動トランジスタ対を別個に設ける必要がなくなる。そのため、下段差動トランジスタ対に流れる電流を、Ｉ信号側とＱ信号側とで別々に下段差動トランジスタ対を設けた場合と同じ電流値にして、上段差動トランジスタ対に流れる電流をほぼ半分にしてもダイナミックレンジが狭くなることがないので、回路全体としての消費電流を減らすことができる。
【００２１】
さらに、本発明は、異なるバンドの受信信号がそれぞれ入力される入力端子にバイアス電圧を与えるバイアス回路との間に、前記バイアス電圧に代えて接地電位のような安定な定電位を供給可能にするスイッチ手段を設け、受信バンド以外のバンド用の下段差動トランジスタ対の入力端子には接地電位のような定電位を印加するようにした。これにより、動作不要な差動トランジスタに流れる電流を遮断して消費電流を低減するとともに、受信バンド以外のバンド用の下段差動トランジスタ対から出力側へノイズが回り込むのを抑制することができる。
【００２２】
ここで、さらに望ましくは、受信信号がそれぞれ入力される差動入力端子間に、両端子を同電位にさせるイコライズ用スイッチ手段を設けるようにする。これにより、例え一方の入力端子にノイズが入っても同相のノイズとして差動トランジスタ対に入力されることで、ノイズによる影響を相殺させることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。
図１は、本発明に係るミキサ回路の第１の実施例を示す。この実施例のミキサ回路は、例えばＧＳＭとＤＣＳとＰＣＳのような周波数帯の異なる３つの通信方式の受信信号を復調およびダウンコンバートできるように構成されたものである。
【００２４】
図１に示されているように、この実施例のミキサ回路の下段の差動入力部は、エミッタ共通接続された３組の入力差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２とＱ２１，Ｑ２２およびＱ３１，Ｑ３２と、これらのトランジスタＱ１１〜Ｑ３２の各エミッタと接地点との間にそれぞれ接続されたエミッタ抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２，Ｒｅ４，Ｒｅ５，Ｒｅ７，Ｒｅ８と、対をなすトランジスタのエミッタ間にそれぞれ接続された抵抗Ｒｅ３，Ｒｅ６，Ｒｅ９とから構成されている。そして、各組のトランジスタ対のうち一方のトランジスタＱ１１，Ｑ２１，Ｑ３１のコレクタ同士が互いに共通接続され、他方のトランジスタＱ１２，Ｑ２２，Ｑ３２のコレクタ同士も互いに共通接続されている。
【００２５】
一方、この実施例のミキサ回路の上段の信号合成部としての掛け算部は、互いにエミッタ同士が結合され上記下段差動トランジスタ対の一方の共通コレクタノードＮ１に接続された差動トランジスタ対Ｑ１，Ｑ２と、互いにエミッタ同士が結合され上記下段差動トランジスタ対の他方の共通コレクタノードＮ２に接続された差動トランジスタ対Ｑ３，Ｑ４と、互いにエミッタ同士が結合され上記下段差動トランジスタ対の一方の共通コレクタノードＮ１に接続された差動トランジスタ対Ｑ５，Ｑ６と、互いにエミッタ同士が結合され上記下段差動トランジスタ対の他方の共通コレクタノードＮ２に接続された差動トランジスタ対Ｑ７，Ｑ８とから構成されている。
【００２６】
また、掛け算部の上記差動トランジスタＱ１とＱ３は互いにコレクタ同士が結合されてコレクタ抵抗Ｒｃ１を介して電源電圧Ｖｃｃに接続され、Ｑ２とＱ４、またＱ５とＱ７、Ｑ６とＱ８のコレクタ同士も結合されて各々コレクタ抵抗Ｒｃ２，Ｒｃ３，Ｒｃ４を介して電源電圧Ｖｃｃに接続されている。さらに、各対のトランジスタの共通コレクタがそれぞれ出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２，ＯＵＴ３，ＯＵＴ４に接続されている。
【００２７】
上記下段差動入力部のトランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２とＱ２１，Ｑ２２およびＱ３１，Ｑ３２のベース端子に、それぞれ受信信号Ｒｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘ３とその反転信号／Ｒｘ１，／Ｒｘ２，／Ｒｘ３が入力されている。そして、上記下段差動入力部のトランジスタＱ１１とＱ２１とＱ３１の共通コレクタノードＮ１またはＱ１２とＱ２２とＱ３２の共通コレクタノードＮ２に、エミッタ結合された上記上段掛け算部の差動トランジスタＱ１とＱ２，Ｑ３とＱ４，Ｑ５とＱ６，Ｑ７とＱ８の共通エミッタが接続されることにより、下段差動入力部に入力された受信信号が上段掛け算部を構成するトランジスタＱ１〜Ｑ８のエミッタから電流信号として入力される。
【００２８】
一方、上段のトランジスタ対Ｑ１とＱ４のベース端子に分周移相回路２１１からの高周波発振信号φＲＦ１が、またトランジスタ対Ｑ２とＱ３のベース端子にφＲＦ１の反転信号すなわちφＲＦ１と位相が１８０°異なる発振信号／φＲＦ１が、さらにトランジスタ対Ｑ６とＱ７のベース端子にφＲＦ１と位相が９０°異なる発振信号φＲＦ２が、またトランジスタ対Ｑ５とＱ８のベース端子にφＲＦ２の反転信号すなわちφＲＦ２と１８０°（φＲＦ１とは２７０°）位相が異なる発振信号／φＲＦ２が入力される。
【００２９】
そして、上記下段差動入力部のトランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２とＱ２１，Ｑ２２およびＱ３１，Ｑ３２のベース端子に入力される受信信号Ｒｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘ３は、ある瞬間ではそのうち１つが有効にされる。これにより、受信信号Ｒｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘ３のいずれかと高周波発振信号φＲＦ１，／φＲＦ１とが掛け算されて、その周波数差に相当する周波数成分を有する信号Ｉおよびそれと位相が１８０°異なる／Ｉ信号が、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から出力される。また、受信信号Ｒｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘ３のいずれかと高周波発振信号φＲＦ２，／φＲＦ２とが掛け算されて、その周波数差に相当する周波数成分を有する信号Ｑおよびそれと位相が１８０°異なる／Ｑ信号が、出力端子ＯＵＴ３，ＯＵＴ４から出力される。ここで、例えば受信信号Ｒｘ１はＰＣＳ系の受信信号、Ｒｘ２はＤＣＳ系の受信信号、Ｒｘ３はＧＳＭ系の受信信号とされる。
【００３０】
さらに、この実施例のミキサ回路においては、受信信号Ｒｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘ３が入力される差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２とＱ２１，Ｑ２２およびＱ３１，Ｑ３２のベースに動作点を与えるバイアス電圧源Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３がそれぞれ設けられている。そして、バイアス電圧源Ｖｂ１の電圧は抵抗Ｒｉ１，Ｒｉ２を介して受信信号Ｒｘ１の入力端子に、またバイアス電圧源Ｖｂ２の電圧は抵抗Ｒｉ３，Ｒｉ４を介して受信信号Ｒｘ２の入力端子に、さらにバイアス電圧源Ｖｂ３の電圧は抵抗Ｒｉ５，Ｒｉ６を介して受信信号Ｒｘ３の入力端子に、それぞれ印加可能にされている。抵抗Ｒｉ１〜Ｒｉ６は各々数ｋΩ（例えば２ｋΩ）程度の抵抗値のものが使用される。また、バイアス電圧源Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３は、電源電圧Ｖｃｃに依存するが、Ｖｃｃが２．８Ｖの場合には１Ｖ程度に設定される。
【００３１】
バイアス電圧源Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３と各組の抵抗Ｒｉ１，Ｒｉ２；Ｒｉ３，Ｒｉ４；Ｒｉ５，Ｒｉ６との間には、バイアス電圧に代えて接地電位を対応する入力端子に印加する切替えスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３が設けられている。これらのスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３は、切替え制御信号ＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３によって制御され、ＰＣＳ系の受信信号Ｒｘ１が入力されるモードでは、ＳＷ１１のみがバイアス電圧源Ｖｂ１側に切り替えられ、ＳＷ１２とＳＷ１３は接地電位側に切り替えられる。
【００３２】
また、ＤＣＳ系の受信信号Ｒｘ２が入力されるモードでは、ＳＷ１２のみがバイアス電圧源Ｖｂ２側に切り替えられ、ＳＷ１１とＳＷ１３は接地電位側に切り替えられる。ＧＳＭ系の受信信号Ｒｘ３が入力されるモードでは、ＳＷ１３のみがバイアス電圧源Ｖｂ３側に切り替えられ、ＳＷ１１とＳＷ１２は接地電位側に切り替えられる。このように、受信信号が入力されない差動入力トランジスタ対に関してはそのベース端子が接地電位に固定されることにより、電流が流れないようにされる。これにより、動作不要な差動トランジスタに流れる電流を完全に遮断して消費電流を低減することができる。なお、このとき受信信号が入力されない差動入力トランジスタ対に対応する前段のロウノイズアンプ（図２の２１０ａ〜２１０ｃ）も動作電流が遮断されることにより、その増幅動作が停止される。
【００３３】
さらに、この実施例のミキサ回路においては、受信信号Ｒｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘ３の入力端子間に、受信信号が入力される差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２とＱ２１，Ｑ２２およびＱ３１，Ｑ３２のベース電位を同電位にするためのイコライズ用スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ２３が設けられている。これらのイコライズ用スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ２３も上記切替えスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３の切替え制御信号ＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３によってオン、オフ制御される。
【００３４】
具体的には、切替えスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３のうちバイアス電圧源側に切り替えられるスイッチ（いずれか１つ）に対応するものがオン状態にされ、切替えスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３のうち接地点側に切り替えられるスイッチ（２つ）に対応するものすなわち受信信号が入力されないトランジスタに対応するものがオン状態にされる。これによって、いずれかの受信信号が入力されているときに、他の受信信号の入力端子にノイズが入って来てもノイズの影響が出力側へ伝わらないようにすることができる。
【００３５】
図２には、図１の実施例のミキサ回路を、トリプルバンドの無線通信システムにおける受信信号の復調器として用いた受信回路の構成例が示されている。なお、図２においては、図１におけるミキサ回路の下段の差動入力部がそれぞれ符号２１２ａ，２１２ｂ，２１２ｃで示され、上段の掛け算部のＩ信号側掛け算器が符号ＩＭＩＸで、またＱ信号側掛け算器が符号ＱＭＩＸで示されている。
【００３６】
図２の受信回路は、ＰＣＳ系の受信信号Ｒｘ１を増幅するロウノイズアンプ２１０ａと、ＤＣＳ系の受信信号Ｒｘ２を増幅するロウノイズアンプ２１０ｂと、ＧＳＭ系の受信信号Ｒｘ３を増幅するロウノイズアンプ２１０ｃと、差動入力部２１２ａ，２１２ｂ，２１２ｃおよび掛け算器ＩＭＩＸ，ＱＭＩＸからなるミキサ回路２１２と、ミキサ回路２１２で復調されたＩ信号およびＱ信号を増幅する高利得増幅部２２０Ａ，２２０Ｂと、ミキサ回路２１２で受信信号と合成される高周波発振信号を生成する高周波ＶＣＯ（電圧制御発振器）２５０と、該ＶＣＯ２５０で生成された発振信号を分周して互いに９０°位相がずれた高周波信号φＲＦ１，／φＲＦ１，φＲＦ２，／φＲＦ２を生成する分周移相回路２１１とから構成されている。
【００３７】
分周移相回路２１１に切替えスイッチＳＷ１が設けられているのは、ＧＳＭ系の受信信号Ｒｘ３の周波数は９２５〜９６０ＭＨｚで、ＤＣＳ系の受信信号Ｒｘ２の周波数１８０５〜１８８０ＭＨｚのほぼ半分であるので、高周波ＶＣＯ２５０の発振周波数範囲をＤＣＳとＰＣＳに合わせておいてそれを分周器ＤＶＤ１で２分周した方が、高周波ＶＣＯ２５０の発振周波数範囲を狭くすることができ、ＶＣＯの設計が容易になるためである。
【００３８】
図７に示されているようなタイプのミキサ回路を受信信号の復調器として用いたトリプルバンドの無線通信システムにおける受信回路の構成を示す図６と図２とを比較すると明らかなように、図１の実施例のミキサ回路を使用すると、掛け算器ＩＭＩＸ，ＱＭＩＸの数を１／３に減らすことができ、回路の占有面積が大幅に低減されることが分かる。
【００３９】
図３は、本発明に係るミキサ回路の第２の実施例を示す。この実施例のミキサ回路は、例えばＤＣＳとＰＣＳあるいはＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のような周波数帯の異なる２つの通信方式の受信信号を復調およびダウンコンバートできるように構成されたものである。
【００４０】
図１と比較すると明らかなように、第１の実施例のミキサ回路の下段差動入力部にはエミッタ共通接続された３組の入力差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２とＱ２１，Ｑ２２とＱ３１，Ｑ３２およびこれらのエミッタ抵抗Ｒｅ１〜Ｒｅ９が設けられているのに対し、この実施例のミキサ回路は、エミッタ共通接続された２組の入力差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２およびＱ２１，Ｑ２２と、これらのトランジスタ対の共通エミッタにそれぞれ接続されたエミッタ抵抗Ｒｅ１〜Ｒｅ３，Ｒｅ４〜Ｒｅ６とからなる。
【００４１】
そして、このミキサでは２組の入力差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２およびＱ２１，Ｑ２２のベース端子に受信信号Ｒｘ１，Ｒｘ２とその反転信号／Ｒｘ１，／Ｒｘ２が入力され、上段のトランジスタ対Ｑ１とＱ４のベース端子に分周移相回路２１１からの高周波発振信号φＲＦ１が、またトランジスタ対Ｑ２とＱ３のベース端子にφＲＦ１の反転信号すなわちφＲＦ１と位相が１８０°異なる発振信号／φＲＦ１が、さらにトランジスタ対Ｑ６とＱ７のベース端子にφＲＦ１と位相が９０°異なる発振信号φＲＦ２が、またトランジスタ対Ｑ５とＱ８のベース端子にφＲＦ２の反転信号すなわちφＲＦ２と位相が１８０°異なる発振信号／φＲＦ２が入力される。
【００４２】
図４には、図３の実施例のミキサ回路を、クウォッドバンドの無線通信システムにおける受信信号の復調器として用いた受信回路の構成例が示されている。
図１の実施例のミキサ回路を復調器として用いたトリプルバンドの無線通信システムにおける受信信号の受信回路を示す図２と比較すると明らかなように、この実施例では、２つのミキサ回路２１１Ａと２１１Ｂが設けられる。また、ロウノイズアンプ２１０は図２の受信回路よりも１個余分に設けられる。ここで、Ｒｘ３はＧＳＭ９００系の受信信号、Ｒｘ４はＧＳＭ８５０系の受信信号とされ、ロウノイズアンプ２１０ｄにＧＳＭ８５０系の受信信号Ｒｘ４が入力される。受信モードのある瞬間では、２つのミキサ回路２１１Ａと２１１Ｂのうち少なくとも１つがオフ状態にされる。図４の受信回路は、図２の受信回路ほどではないが、図７の回路に比べると、ミキサ回路の占有面積を低減し、消費電流を減らすことができるという利点がある。
【００４３】
ミキサ回路の第３の実施例として、図１のミキサ回路において、下段に４個の差動入力部を設けるようにしたものが考えられる。図５には、この第３の実施例のミキサ回路を、クウォッドバンドの無線通信システムにおける受信信号の復調器として用いた場合の受信回路の構成例が示されている。図３の第２の実施例のミキサ回路を用いたクウォッドバンドの無線通信システムの受信回路の構成を示す図４と比較すると明らかなように、図５のシステムではミキサの数を半分にすることができるため、ミキサ回路の占有面積を低減し、消費電流を減らすことができる。
【００４４】
次に、上記第１の実施例のミキサ回路（図１）およびそれを使用した受信系回路（図２）を有するマルチバンド方式の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）とそれを用いた通信システムの一例を、図８を用いて説明する。なお、図８において、図１および図２と同一の回路には同一の符号を付して重複した説明は省略する。
【００４５】
図８に示されているように、システムは信号電波の送受信用アンテナ１００、送受信切り替え用のスイッチ１１０、受信信号から不要波を除去するＳＡＷフィルタなどからなる高周波フィルタ１２０ａ〜１２０ｃ、送信信号を増幅する高周波電力増幅回路（パワーモジュール）１３０、受信信号を復調したり送信信号を変調したりする高周波ＩＣ２００、送信データをＩ，Ｑ信号に変換したり高周波ＩＣ２００を制御したりするベースバンド回路３００などで構成される。高周波ＩＣ２００とベースバンド回路３００は、各々別個の半導体チップ上に半導体集積回路として構成される。
【００４６】
特に制限されるものでないが、この実施例の高周波ＩＣ２００は、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の３つの通信方式による４つの周波数帯の信号の変復調が可能に構成されている。また、これに応じて、高周波フィルタは、ＰＣＳ１９００の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタ１２０ａと、ＤＣＳ１８００の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタ１２０ｂと、ＧＳＭ系の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタ１２０ｃとが設けられている。ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００は周波数帯が近いので、この実施例では共通のフィルタ１２０ｃが用いられる。
【００４７】
本実施例の高周波ＩＣ２００は、大きく分けると、受信系回路ＲＸＣと、送信系回路ＴＸＣと、それ以外の制御回路やクロック生成回路など送受信系に共通の回路からなる制御系回路ＣＴＣとで構成される。
【００４８】
受信系回路ＲＸＣは、ＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳの各周波数帯の受信信号をそれぞれ増幅するロウノイズアンプ２１０ａ，２１０ｂ，２１０ｃと、高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０で生成された局部発振信号φＲＦを分周し互いに９０°位相がずれた直交信号を生成する分周移相回路２１１と、ロウノイズアンプ２１０ａ，２１０ｂ，２１０ｃで増幅された受信信号に分周移相回路２１１で生成された直交信号をミキシングすることで復調およびダウンコンバートを行なうミキサ回路２１２と、復調されたＩ，Ｑ信号をそれぞれ増幅してベースバンド回路３００へ出力する高利得増幅部２２０Ａ，２２０Ｂと、高利得増幅部２２０Ａ，２２０Ｂ内のアンプの入力ＤＣオフセットをキャンセルするためのオフセットキャンセル回路２１３などからなる。
【００４９】
高利得増幅部２２０Ａは、複数のロウパスフィルタＬＰＦ１１，ＬＰＦ１２，ＬＰＦ１３，ＬＰＦ１４と利得制御アンプＰＧＡ１１，ＰＧＡ１２，ＰＧＡ１３とが交互に直列形態に接続され、最終段に利得が固定のアンプＡＭＰ１が接続された構成を有しており、復調されたＩ信号を増幅してベースバンド回路３０へ出力する。高利得増幅部２２０Ｂも同様に、複数のロウパスフィルタＬＰＦ２１，ＬＰＦ２２，ＬＰＦ２３，ＬＰＦ２４と利得制御アンプＰＧＡ２１，ＰＧＡ２２，ＰＧＡ２３とが交互に直列形態に接続され、最終段に利得が固定のアンプＡＭＰ２が接続された構成を有しており、復調されたＱ信号を増幅してベースバンド回路３００へ出力する。
【００５０】
オフセットキャンセル回路２１３は、各利得制御アンプＰＧＡ１１〜ＰＧＡ２３に対応して設けられ入力端子間を短絡した状態におけるそれらの出力電位差をディジタル信号に変換するＡＤ変換回路（ＡＤＣ）と、これらのＡＤ変換回路による変換結果に基づき対応する利得制御アンプＰＧＡ１１〜２３の出力のＤＣオフセットを「０」とするような入力オフセット電圧を生成し差動入力に対して与えるＤＡ変換回路（ＤＡＣ）と、これらのＡＤ変換回路（ＡＤＣ）とＤＡ変換回路（ＤＡＣ）を制御してオフセットキャンセル動作を行なわせる制御回路などから構成される。
【００５１】
送信系回路ＴＸＣは、例えば６４０ＭＨｚのような中間周波数の発振信号φＩＦを生成する発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３０と、該発振回路２３０で生成された発振信号φＩＦを１／４分周して１６０ＭＨｚのような信号を生成する分周回路２３１と、該分周回路２３１で分周された信号をさらに分周しかつ互いに９０°位相がずれた直交信号を生成する分周移相回路２３２と、生成された直交信号をベースバンド回路３００から供給されるＩ信号とＱ信号により変調をかける変調回路２３３ａ，２３３ｂと、変調された信号を合成する加算器２３４と、所定の周波数の送信信号φＴＸを発生する送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０と、送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０から出力される送信信号φＴＸをカプラ２８０Ａ，２８０ｂ等で抽出したフィードバック信号と周波数変換用の発振信号を生成する局部発振回路としての高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０で生成された高周波発振信号φＲＦを分周した信号φＲＦ’とをミキシングすることでそれらの周波数差に相当する周波数の信号を生成するオフセットミキサ２３６と、該オフセットミキサ２３６の出力と前記加算器２３４で合成された信号ＴＸＩＦとを比較して位相差を検出するアナログ位相比較器２３７ａおよびディジタル位相比較器２３７ｂと、該位相検出回路２３７ａ，２３７ｂの出力に応じた電圧を生成するループフィルタ２３８などから構成されている。
【００５２】
なお、ループフィルタ２３８を構成する抵抗および容量は、外付け素子として実施例の高周波ＩＣの外部端子に接続される。送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０は、ＧＳＭ８５０とＧＭＳ９００の送信信号を生成する発振回路２４０ａと、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００の送信信号を生成する発振回路２４０ｂとからなる。このように発振回路を２つ設けているのは、送信用発振回路は、高周波発振回路２５０や中間周波数の発振回路２３０に比べて周波数の可変範囲が広く１つの発振回路ですべてカバーできる回路を設計するのは容易でないためである。
【００５３】
アナログ位相比較器２３７ａとディジタル位相比較器２３７ｂが設けられているのは、ＰＬＬ回路の動作開始時における引込み動作を早くするためである。具体的には、送信開始時は先ずディジタル位相比較器２３７ｂで位相比較を行ない、その後アナログ位相比較器２３７ａに切り替えることで、高速で位相ループをロックさせることができるようにされる。
【００５４】
また、この実施例の高周波ＩＣ２００のチップ上には、チップ全体を制御する制御回路２６０と、前記高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０と共にＲＦ用ＰＬＬ回路を構成するＲＦシンセサイザ２６１と、前記中間周波数の発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３０と共にＩＦ用ＰＬＬ回路を構成するＩＦシンセサイザ２６２と、これらのシンセサイザ２６１および２６２の基準信号となるクロック信号φｒｅｆを生成する基準発振回路（ＶＣＸＯ）２６４とが設けられている。シンセサイザ２６１および２６２は、それぞれ分周回路や位相比較回路、チャージポンプ、ループフィルタなどで構成される。
【００５５】
なお、基準発振信号φｒｅｆは周波数精度の高いことが要求されるため、基準発振回路２６４には外付けの水晶振動子が接続される。基準発振信号φｒｅｆとしては、２６ＭＨｚあるいは１３ＭＨｚのような周波数が選択される。かかる周波数の水晶振動子は、汎用部品であり容易に手に入れることができる。
【００５６】
図８において１／２，１／４などの分数が付記されているブロックはそれぞれ分周回路、符号ＢＦＦで示されているのはバッファ回路である。また、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３は、ＧＳＭ方式に従った送受信を行なうＧＳＭモードとＤＣＳまたはＰＣＳ方式に従った送受信を行なうＤＣＳ／ＰＣＳモードとで接続状態が切り替えられて、伝達される信号の分周比を選択するスイッチである。ＳＷ４は送信時にベースバンド回路３００からのＩ，Ｑ信号を変調用ミキサ２３３ａ，２３３ｂに供給すべくオン、オフ制御されるスイッチである。これらのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４は制御回路２６０からの信号によって制御される。
【００５７】
制御回路２６０には、コントロールレジスタＣＲＧが設けられ、このレジスタＣＲＧはベースバンド回路３００からの信号に基づいて設定が行なわれる。具体的には、ベースバンド回路３００から高周波用ＩＣ２００に対して同期用のクロック信号ＣＬＫと、データ信号ＳＤＡＴＡと、制御信号としてのロードイネーブル信号ＬＥＮとが供給されており、制御回路２６０は、ロードイネーブル信号ＬＥＮが有効レベルにアサートされると、ベースバンド回路３００から伝送されてくるデータ信号ＳＤＡＴＡをクロック信号ＣＬＫに同期して順次取り込んで、上記コントロールレジスタＣＲＧにセットする。特に制限されるものでないが、データ信号ＳＤＡＴＡはシリアルで伝送される。ベースバンド回路３００はマイクロプロセッサなどから構成される。
【００５８】
コントロールレジスタＣＲＧは、特に制限されるものでないが、受信モード、送信モード、アイドルモード、ウォームアップモードなどの動作モードを指定するビットフィールドや、いずれの周波数帯の信号を送受信するのか指定するビットフィールドなどが設けられる。ここで、アイドルモードは待受け時等ごく一部の回路のみ動作し少なくとも発振回路を含む大部分の回路が停止するスリープ状態となるモード、ウォームアップモードは送信または受信の直前にＰＬＬ回路を起動させるモードである。
【００５９】
この実施例では、位相検出回路２３７ａ，２３７ｂと、ループフィルタ２３８、送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０ａ，２４０ｂおよびオフセットミキサ２３６とによって周波数変換を行なう送信用ＰＬＬ回路（ＴＸＰＬＬ）が構成される。
【００６０】
本実施例のマルチバンド方式の無線通信システムでは、例えばベースバンド回路３００からの指令によって制御回路２６０が、送受信時に高周波発振回路２５０の発振信号の周波数φＲＦを使用するチャネルに応じて変更すると共に、ＧＳＭモードかＤＣＳ／ＰＣＳモードかに応じて上記スイッチＳＷ２を切り替えることで、オフセットミキサ２３６に供給される信号の周波数が変更されることによって送受信の周波数の切り替えが行なわれる。さらに、制御回路２６０からミキサ回路２１２に対しては、前記入力状態切替えスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３（図１参照）を受信周波数帯に応じて切り替えるための制御信号ＣＳ１〜ＣＳ３が供給される。
【００６１】
本実施例では、中間周波用発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３０の発振周波数はＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳいずれの場合にも６４０ＭＨｚに設定され、これが分周回路２３１と分周移相回路２３２で１／８に分周されて８０ＭＨｚの搬送波（ＴＸＩＦ）が生成されて変調が行なわれる。ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００は、周波数帯（バンド）のみ異なり、変調方式や多重化方式などは同じであるので、通信方式としては同じ方式とみることができる。
【００６２】
一方、高周波発振回路（以下、ＲＦＶＣＯと記す）２５０の発振周波数は、受信モードと送信モードとで異なる値に設定される。送信モードでは、ＲＦＶＣＯ２５０の発振周波数ｆＲＦは、例えばＧＳＭ８５０の場合３６１６〜３７１６ＭＨｚに、ＧＳＭ９００の場合３８４０〜３９８０ＭＨｚに、またＤＣＳの場合３６１０〜３７３０ＭＨｚに、さらにＰＣＳの場合３８６０〜３９８０ＭＨｚに設定され、これが分周回路でＧＳＭの場合は１／４に分周され、またＤＣＳとＰＣＳの場合は１／２に分周されてφＲＦ’としてオフセットミキサ２３６に供給される。
【００６３】
オフセットミキサ２３６では、このφＲＦ’と送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０からの送信用発振信号φＴＸの周波数の差（ｆＲＦ’−ｆＴＸ）に相当する信号が出力され、この差信号の周波数が変調信号ＴＸＩＦの周波数と一致するように送信用ＰＬＬ（ＴＸＰＬＬ）が動作する。言いかえると、ＴＸＶＣＯ２４０は、ＲＦＶＣＯ２５０からの発振信号φＲＦ’の周波数（ｆＲＦ／４）と変調信号ＴＸＩＦの周波数（ｆＴＸ）の差に相当する周波数で発振するように制御される。
【００６４】
受信モードでは、ＲＦＶＣＯ２５０の発振周波数ｆＲＦは、例えばＧＳＭ８５０の場合３４７６〜３５７６ＭＨｚに、ＧＳＭ９００の場合３７００〜３８４０ＭＨｚに、またＤＣＳの場合３６１０〜３７３０ＭＨｚに、さらにＰＣＳの場合３８６０〜３９８０ＭＨｚに設定され、ＧＳＭの場合はこれが分周回路で１／２分周され、またＤＣＳとＰＣＳの場合はそのまま分周移相回路２１１へ供給されて分周と位相シフトされてミキサ回路２１２に供給される。
【００６５】
ＲＦＶＣＯ２５０は、例えばＬＣ共振型発振回路で構成されるとともに、ＬＣ共振回路を構成する容量素子が各々スイッチ素子を介して複数個並列に設けられており、そのスイッチ素子をバンド切り替え信号で選択的にオンさせることにより、接続される容量素子すなわちＬＣ共振回路のＣの値を切り替えることで発振周波数を段階的に切り替えることができるように構成されている。また、ＲＦＶＣＯ２５０は可変容量素子としてバリキャップダイオードを有しており、ＲＦシンセサイザ２６１内のループフィルタからの制御電圧によってこのバリキャップダイオードの容量値が変化され、発振周波数が連続的に変化される。
【００６６】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものでない。例えば前記実施例においては、ミキサ回路の下段差動入力部２１２ａ〜２１２ｃを構成する差動トランジスタ対のエミッタ間に抵抗Ｒｅ３，Ｒｅ６，Ｒｅ９をそれぞれ設けているが、これらのエミッタ間抵抗は省略して良い。エミッタ間抵抗Ｒｅ３，Ｒｅ６，Ｒｅ９を設けることにより、ミキサ回路のゲインの調整が容易になる。なお、実施例のようなギルバートセル型のミキサ回路のゲインは、エミッタ抵抗Ｒｅ１〜Ｒｅ３（Ｒｅ４〜Ｒｅ６，Ｒｅ７〜Ｒｅ９）の合成抵抗とコレクタ抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２（Ｒｃ３，Ｒｃ４）との比によって決まる。さらに、エミッタ抵抗Ｒｅ１，Ｒｅ２，Ｒｅ４，Ｒｅ５，Ｒｅ７，Ｒｅ８の代わりに定電流源を設けるようにしても良い。
【００６７】
また、実施例においては、差動入力部２１２ａ〜２１２ｃのうち動作不要な回路に流れる電流を遮断するため、入力端子に接地電位を印加するスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１３を設けているが、各差動入力部２１２ａ〜２１２ｃごとにエミッタ抵抗と接地点との間にスイッチを設けて電流を遮断するように構成しても良い。また、イコライズ用スイッチＳＷ２１〜ＳＷ３を省略するようにしても良い。さらに、実施例においては、バイポーラ・トランジスタからなるミキサ回路の例を示したが、本発明はバイポーラ・トランジスタの代わりにＭＯＳＦＥＴを用いたミキサ回路にも適用することができる。
【００６８】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＧＳＭとＤＣＳとＰＣＳの３つの通信方式による通信が可能な携帯電話機の無線通信システムに用いられる高周波ＩＣに適用した場合について説明したが、本発明はそれに限定されるものでない。例えばＧＳＭにおける位相変調に振幅変調を加えたようなＱＰＳＫ変調モードを有するＥＤＧＥと呼ばれる通信方式にも対応可能な携帯電話機に用いられる高周波ＩＣやＣＤＭＡ方式の携帯電話機あるいは無線ＬＡＮやブルートゥースと呼ばれる無線通信システムを構成する高周波ＩＣに対しても本発明を適用することができる。
【００６９】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、受信信号を復調およびダウンコンバートするミキサ回路を有する高周波ＩＣにおいて、ミキサ回路の構成素子数を減らして占有面積を小さくしチップサイズを低減するとともに、ミキサ回路における消費電流を低減することができる。また、所望のバンド以外のバンドの周波数帯の信号がノイズとして入って来て復調信号の精度が低下するのを回避することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る無線通信システムの受信系回路におけるミキサ回路の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】第１の実施例のミキサ回路を用いた受信系回路の構成例を示すブロック図である。
【図３】無線通信システムの受信系回路におけるミキサ回路の第２の実施例を示す回路図である。
【図４】第２の実施例のミキサ回路を用いた受信系回路の構成例を示すブロック図である。
【図５】第３の実施例のミキサ回路を用いた受信系回路の構成例を示すブロック図である。
【図６】本発明に先立って検討したトリプルバンドの無線通信システムにおける受信系回路の構成例を示すブロック図である。
【図７】本発明者等が検討したミキサ回路の一例を示す回路図である。
【図８】本発明を適用したミキサ回路を内蔵したマルチバンド方式の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）及びそれを用いた無線通信システムの構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１００ 送受信用アンテナ
１１０ 送受信切り替え用のスイッチ
１２０ａ〜１２０ｃ 高周波フィルタ
１３０ 高周波電力増幅回路
２００ 高周波ＩＣ
２１０ ロウノイズアンプ
２１２ 復調用ミキサ
２１２ａ〜２１２ｄ 下段差動入力部
２３３ 変調用ミキサ
２２０ 電力増幅部
２３０ 中間周波数発振回路（ＩＦＶＣＯ）
２３８ 送信用ＰＬＬのループフィルタ
２４０ 送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）
２５０ 高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）
２６０ 制御回路
２６１ ＲＦＰＬＬ用シンセサイザ回路
２６２ ＩＦＰＬＬ用シンセサイザ回路
２６４ 基準発振回路
３００ ベースバンド回路
Claims (10)
- 受信信号が入力される差動トランジスタ対を有する差動入力部および電源電圧端子と前記差動トランジスタ対との間に設けられ所定の周波数の発振信号を受けて該発振信号の周波数と前記受信信号の周波数との差に相当する周波数成分を含む信号を出力する信号合成部とを具備するミキサ回路を備え、複数のバンドの信号を受信して復調可能な通信用半導体集積回路であって、
前記ミキサ回路は、各々異なるバンドの受信信号が入力される複数の差動入力部を有し、これらの差動入力部に対して前記信号合成部が共通に接続されていることを特徴とする通信用半導体集積回路。 - 前記信号合成部は、互いに位相が１８０°異なる２つの発振信号が入力される２組の差動トランジスタ対からなる第１の掛け算回路と、前記発振信号と位相が９０°ずれ互いに位相が１８０°異なる２つの発振信号が入力される２組の差動トランジスタ対からなる第２の掛け算回路とからなることを特徴とする請求項１に記載の通信用半導体集積回路。
- 前記複数の差動入力部の各差動トランジスタ対の差動入力端子には、抵抗素子を介して前記差動入力端子に所定のバイアス電圧または接地電位を選択的に印加する切替え手段が設けられていることを特徴とする請求項１または２に記載の通信用半導体集積回路。
- 前記差動入力端子間には、入力端子を同電位にするためのスイッチ手段がそれぞれ接続されていることを特徴とする請求項３に記載の通信用半導体集積回路。
- 前記複数の差動入力部のそれぞれの前段に受信信号を増幅する増幅回路が設けられ、前記切替え手段が前記差動入力端子に接地電位を印加する側に設定される際に、対応する前記増幅回路の動作電流が遮断されることを特徴とする請求項３または４に記載の通信用半導体集積回路。
- 前記スイッチ手段は、対応する差動入力端子の前記切替え手段と同一の制御信号によって制御されることを特徴とする請求項３〜５のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
- 前記制御信号を生成する制御回路を備えることを特徴とする請求項６に記載の通信用半導体集積回路。
- 前記ミキサ回路は前記差動入力部を３個備え少なくともＧＳＭ方式とＤＣＳ方式とＰＣＳ方式を含む３以上の通信方式に従った受信信号を復調可能に構成されていることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
- 供給された発振信号に基づいて、前記ミキサ回路において前記受信信号と合成される互いに位相が９０°ずれた直交信号を生成する移相回路を備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
- 前記発振信号を生成する発振回路をさらに備えることを特徴とする請求項９に記載の通信用半導体集積回路。
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-
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Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006287935A (ja) * | 2005-04-04 | 2006-10-19 | Freescale Semiconductor Inc | マルチモード無線受信機のマルチバンドミキサ及び直交位相信号発生器 |
| JP2012165461A (ja) * | 2005-04-04 | 2012-08-30 | Apple Inc | マルチモード無線受信機のマルチバンドミキサ及び直交位相信号発生器 |
| US7580486B2 (en) | 2005-12-16 | 2009-08-25 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Multi-input multi-frequency synthesizing apparatus and method for multi-band RF receiver |
| CN102474007A (zh) * | 2009-07-30 | 2012-05-23 | 高通股份有限公司 | 可配置的天线接口 |
| JP2013501428A (ja) * | 2009-07-30 | 2013-01-10 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 構成可能なアンテナインターフェース |
| CN102474007B (zh) * | 2009-07-30 | 2015-09-16 | 高通股份有限公司 | 可配置的天线接口 |
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