JP2009130867A - 半導体集積回路 - Google Patents

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Yoshiichi Sugiyama
由一 杉山
Yusaku Katsube
勇作 勝部
Masazumi Tone
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Abstract

【課題】マルチバンド無線通信のための複数のミキサーに複数のローカル信号を供給するための複数の分周器の入力を電圧制御発振器の発振出力信号により効率的に駆動すること。
【解決手段】半導体集積回路は、第１と第２と第３のミキサー(２５、２６、２８)と、電圧制御発振器(ＶＣＯ)１６と、第１と第２と第３の分周器(１１、１２、１４)と、信号配線とを具備する。第１分周器１１と第３分周器１４の第１分周数は、第２分周器１２の第２分周数よりも小さな値に設定されている。第１と第２と第３の分周器(１１、１２、１４)の分周出力信号は、第１と第２と第３のミキサー(２５、２６、２８)に供給される。信号配線の略中央にＶＣＯ１６と第２分周器１２とが接続され、信号配線の一端と他端とには第１分周器１１と第３分周器１４とがそれぞれ接続される。第１分周器と第３分周器の入力に、第１と第２のバッファ電圧増幅器ＢＵＦがそれぞれ接続される。
【選択図】図１

Description

この発明は、複数の周波数帯域をサポートするマルチバンド無線通信の機能を有する半導体集積回路に係わり、特に、マルチバンド無線通信のための複数のミキサーに複数のローカル信号を供給するための複数の分周器の入力を電圧制御発振器の発振出力信号により効率的に駆動するのに有効な技術に関する。
世界中のどんな場所でも無線通信すると言う携帯電話端末等の通信端末機器の能力であるユビキタス・カバレージは、今日現実のものではなく、現在開発が進められている。
これらのモバイルシステムは、ＧＳＭ、ＧＰＲＳ、ＥＤＧＥ、ＷＣＤＭＡ、ＤＣＳ、ＰＣＳのセルラーを含んでいる。これらのシステムの特性は、一定包落線と包落線変化との信号、時分割とコード分割とのマルチプレックスの広範囲な組み合わせのマルチバンド、マルチモードへの要望が、大きくなっている。尚、ＧＳＭはGlobal System for Mobile Communicationの略であり、ＧＰＲＳはGeneral Packet Radio Serviceの略である。ＥＤＧＥは、Enhanced Data for GSM Evolution; Enhanced Data for GPRSの略である。ＷＣＤＭＡは、Wideband Code Division Multiple Accessの略である。ＤＣＳは、Digital Cellular Systemの略である。ＰＣＳは、Personal Communication Systemの略である。
下記非特許文献１には、世界規模の使用のための２１００、１９００、８５０／８００ＭＨｚのトライ・バンドの第３世代セルラートランシーバー用集積回路(ＩＣ)が記載されている。このＲＦトランシーバーは、トライ・バンド・ＷＣＤＭＡとクワッド・バンド・ＧＳＭ／ＥＤＧＥとのベースバンド信号処理ＩＣを集積化している。また、下記非特許文献１には、３ＧＰＰが提唱する下記６個の周波数帯が記載されている。尚、３ＧＰＰは、3-rd Generation Partnership Projectの略である。
バンド アップリンク ダウンリンク 単位 地域
Ｂａｎｄ１：１９２０〜１９８０ ２１１０〜２１７０ ＭＨｚ 欧州
Ｂａｎｄ２：１８５０〜１９１０ １９３０〜１９９０ ＭＨｚ 米国
Ｂａｎｄ３：１７１０〜１７８５ １８０５〜１８８０ ＭＨｚ 欧州
Ｂａｎｄ４：１７１０〜１７５５ ２１１０〜２１５５ ＭＨｚ 米国
Ｂａｎｄ５： ８２４〜 ８４９ ８６９〜 ８９４ ＭＨｚ 米国
Ｂａｎｄ６： ８３０〜 ８４０ ８７５〜 ８８５ ＭＨｚ 日本
更に、下記非特許文献１に記載されたＲＦ集積化トランシーバーは、上記バンド１、２、５のダウンリンク周波数のＲＦ受信信号が供給されるレシーバーと、上記バンド１、２、５のアップリンク周波数のＲＦ送信信号を形成するトランスミッターと、周波数シンセサイザとを含んでいる。周波数シンセサイザは、レシーバーとトランスミッターとのための２個の集積化電圧制御発振器(ＶＣＯ)と伴に２個のフラクショナルＮシンセサイザとで構成されている。良く知られているように、フラクショナルＮシンセサイザを用いることにより、ＰＬＬ回路の分周器の分周数を整数だけではなく分数(フラクション)に設定することで基準周波数の整数倍以外の発振周波数を電圧制御発振器(ＶＣＯ)の出力から得られるものである。
上記レシーバーは、バンド１とバンド２の略２ＧＨｚのダウンリンク周波数を持つＲＦ受信信号が供給される第１受信ミキサと、バンド５の略０．９ＧＨｚのダウンリンク周波数を持つＲＦ受信信号が供給される第２受信ミキサとを含む。３４７６〜４３４０ＭＨｚの周波数帯域をカバーする受信用電圧制御発振器(ＲｘＶＣＯ)と第１受信ミキサおよび第１受信ミキサとの間には、分周数が２と４とに設定可能な受信用分周器が接続されている。
上記トランスミッターは、バンド１とバンド２の略１．９ＧＨｚのアップリンク周波数を持つＲＦ送信信号を生成する第１送信ミキサと、バンド５の略０．８ＧＨｚのアップリンク周波数を持つＲＦ送信信号を生成する第２送信ミキサとを含む。３２９６〜３９６０ＭＨｚの周波数帯域をカバーする送信用電圧制御発振器(ＴｘＶＣＯ)と第１送信ミキサとの間には分周数が２に設定された第１送信用分周器が接続され、この送信用電圧制御発振器(ＴｘＶＣＯ)と第２送信ミキサとの間には分周数が４に設定可された第２送信用分周器が接続されている。
一方、下記非特許文献２には、ＷＣＤＭＡのＲＦ受信信号とＧＳＭ９００のＲＦ受信信号とＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号との３つの周波数バンドが供給されるＲＦフロントエンド・レシーバー・チップが記載されている。尚、ＷＣＤＭＡのＲＦ受信信号の周波数は２１１０〜２１７０ＭＨｚであり、ＧＳＭ９００のＲＦ受信信号の周波数は９２５〜９６０ＭＨｚであり、ＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号の周波数は１８０５〜１８８０ＭＨｚである。ＷＣＤＭＡのＲＦ受信信号は、外付ローノイズアンプ(ＬＮＡ)と表面弾性波フィルタ(ＳＡＷ)の段間バンドパスフィルタとを介して内蔵ＷＣＤＭＡローノイズアンプの入力に供給される。ＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号とＧＳＭ９００のＲＦ受信信号とは、内蔵ＤＣＳ１８００ローノイズアンプの入力と内蔵ＧＳＭ９００ローノイズアンプの入力とにそれぞれ供給される。
内蔵ＷＣＤＭＡローノイズアンプのＲＦ受信増幅出力信号は第１Ｉ、Ｑダウンコンバージョンミキサー対の一方の入力端子に供給される。チップ外部の受信用電圧制御発振器(ＶＣＯ)からの外部受信ローカル信号は分周数が２に設定された第１分周器に供給され、第１分周器の出力からの９０°の位相差を持つ第１受信ローカル相補信号が第１Ｉ、Ｑダウンコンバージョンミキサー対の他方の入力端子に供給される。
内蔵ＤＣＳ１８００ローノイズアンプのＲＦ受信増幅出力信号は第２Ｉ、Ｑダウンコンバージョンミキサー対の一方の入力端子に供給される。チップ外部の受信用電圧制御発振器(ＶＣＯ)からの外部受信ローカル信号は分周数が２に設定された第２分周器に供給され、第２分周器の出力からの９０°の位相差を持つ第２受信ローカル相補信号が第２Ｉ、Ｑダウンコンバージョンミキサー対の他方の入力端子に供給される。
内蔵ＧＳＭ９００ローノイズアンプのＲＦ受信増幅出力信号は第３Ｉ、Ｑダウンコンバージョンミキサー対の一方の入力端子に供給される。チップ外部の受信用電圧制御発振器(ＶＣＯ)からの外部受信ローカル信号は分周数が４に設定された第３分周器に供給され、第３分周器の出力からの９０°の位相差を持つ第３受信ローカル相補信号が第３Ｉ、Ｑダウンコンバージョンミキサー対の他方の入力端子に供給される。
尚、ＷＣＤＭＡ用第１Ｉ、Ｑダウンコンバージョンミキサー対は、出力周波数がベースバンド信号であるゼロＩＦアーキテクチャーを採用している。しかし、ＧＳＭのＤＣＳ１８００用第２ダウンコンバージョンミキサー対とＧＳＭ９００用第２ダウンコンバージョンミキサー対とは、出力周波数がベースバンド信号周波数よりも高い低中間周波(ローＩＦ)アーキテクチャーを採用している。また、これらのダウンコンバージョンミキサーには、良く知られているダブルバランスド型ギルバートセルのミキサーが使用されている。
また、９０°の位相差を持つ受信ローカル相補信号を生成する第１分周器、第２分周器、第３分周器として、ＥＣＬライクのＤ型フリップフロップの２段または４段のカスケード接続により構成されている。Ｄ型フリップフロップは、サンプリングステージとラッチステージとにより構成される。サンプリングステージはゲートに非反転クロックＣＬＫが供給されソースが電流源を介して接地電圧に接続された第１ＭＯＳトランジスタを含み、ラッチステージはゲートに反転クロック／ＣＬＫが供給されソースが上述の電流源を介して接地電圧に接続された第２ＭＯＳトランジスタを含んでいる。サンプリングステージは、更にゲートに非反転入力信号Ｄと反転入力信号／Ｄとが供給されソースが第１ＭＯＳトランジスタのドレインに共通接続された第３と第４のＭＯＳトランジスタを含み、第３と第４のＭＯＳトランジスタのドレインはそれぞれ抵抗を介して電源電圧に接続される。ラッチステージは、更にゲートがサンプリングステージの第４と第３のＭＯＳトランジスタのドレインに接続されソースが第２ＭＯＳトランジスタのドレインに共通接続された第５と第６のＭＯＳトランジスタを含んでいる。サンプリングステージの第３ＭＯＳトランジスタのドレインとラッチステージの第５ＭＯＳトランジスタのドレインと第６ＭＯＳトランジスタのゲートとは、非反転出力端子Ｑに共通接続されている。サンプリングステージの第４ＭＯＳトランジスタのドレインとラッチステージの第６ＭＯＳトランジスタのドレインと第５ＭＯＳトランジスタのゲートとは、反転出力端子／Ｑに共通接続されている。尚、ＥＣＬは、高速バイポーラ論理回路であるEmitter Coupled Logicの略である。
更に、下記非特許文献３には、下記非特許文献２に記載されたＤ型フリップフロップと類似した擬似差動Ｄ型フリップフロップが記載されている。下記非特許文献２と比較すると、下記非特許文献３に記載の擬似差動Ｄ型フリップフロップではサンプリングステージで非反転クロックにより駆動される第１ＭＯＳトランジスタのソースとラッチステージで反転クロックにより駆動される第２ＭＯＳトランジスタのソースとは、接地電圧に直接接続されている。その結果、下記非特許文献３に記載の擬似差動Ｄ型フリップフロップは、完全差動回路の利点を持ち高速動作可能なソース結合型電界効果トランジスタロジック(ＳＣＦＬ)ではなくなる。しかし、この記載の擬似差動Ｄ型フリップフロップでは、下記非特許文献２に記載のＤ型フリップフロップの共通ソースの電流源が省略されているので、低電源電圧動作が可能となるものである。
Ｄａｎｉｅｌ Ｌ． Ｋａｃｚｍａｎ ｅｔ ａｌ， "Ａ Ｓｉｎｇｌｅ−Ｃｈｉｐ Ｔｒｉ−Ｂａｎｄ（２１００，１９００，８５０／８００ＭＨｚ） ＷＣＤＭＡ／ＨＳＤＰＡ Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ"， ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ， ＶＯＬ．４１， ＮＯ．５， ＭＡＹ ２００６， ＰＰ．１１２２−１１３２． Ｃｈｕｎ−Ｌｉｎ Ｋｏ ｅｔ ａｌ， "Ａ ＣＭＯＳ Ｄｕａｌ−Ｍｏｄｅ ＲＦ Ｆｒｏｎｔ−Ｅｎｄ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｆｏｒ ＧＳＭ ａｎｄ ＷＣＤＭＡ"， ２００４ ＩＥＥＥ Ａｓｉａ−Ｐａｃｉｆｉｃ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ（ＡＰ−ＡＳＩＣ２００４）， Ａｕｇ．４−５， ２００４， ＰＰ．３７４−３７７． Ｚ．Ｇｕ ａｎｄ Ａ．Ｔｈｉｅｄｅ， "１８ＧＨｚ ｌｏｗ−ｐｏｗｅｒ ＣＭＯＳ ｓｔａｔｉｃ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｄｅｒ"， Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ， ２ｎｄ Ｏｃｔｏｂｅｒ ２００３， Ｖｏｌ．３９ Ｎｏ．２０ ，ＰＰ．１４３３−１４３４．
本発明者等は本発明に先立ってＷＣＤＭＡで３ＧＰＰが提唱する上記６個の周波数帯のうち欧州向けのバンド１、米国向けのバンド２、米国向けのバンド５、日本向けのバンド６の送受信をサポートするマルチバンドＷＣＤＭＡ無線周波数集積回路の研究・開発に従事した。
携帯電話端末に搭載されるこのようなマルチバンドＷＣＤＭＡトランシーバーＲＦＩＣでは、携帯電話端末の電池から給電される電源電圧の低下を考慮して、低電源電圧動作が要求された。かかる低電源電圧動作の要求に対応するため、マルチバンド・レシーバーで受信用電圧制御発振器からの受信用ローカル信号を分周して受信用ミキサーに分周出力を供給する分周器には、上記非特許文献３に記載の低電源電圧動作可能なタイプのＤ型フリップフロップが採用されることになった。同様に、マルチバンド・トランスミッターでも送信用電圧制御発振器からの送信用ローカル信号を分周して送信用ミキサーに分周出力を供給する分周器には、上記非特許文献３に記載の低電源電圧動作可能なタイプのＤ型フリップフロップが同様に採用されることになった。
しかし、受信用分周器と送信用分周器とに上記非特許文献３に記載のＤ型フリップフロップが採用されることによって、下記のような問題が生じることが本発明者等による検討によって明らかとされた。
それは、低電源電圧動作可能なＤ型フリップフロップでは、非反転クロック入力端子と反転クロック入力端子との間に供給されるクロック相補入力信号の動作下限振幅が大きくなると言う問題である。
すなわち、上記非特許文献２に記載のタイプのＤ型フリップフロップでは、サンプリングステージで非反転クロックにより駆動される第１ＭＯＳトランジスタのソースとラッチステージで反転クロックにより駆動される第２ＭＯＳトランジスタのソースとは、共通の電流源を介して接地電圧に接続されていた。従って、第１ＭＯＳトランジスタと第２ＭＯＳトランジスタのソースと共通電流源とは、完全差動回路の利点を持ち高速動作可能なソース結合型電界効果トランジスタロジック(ＳＣＦＬ)として動作する。その結果、ソースが共通電流源に接続された第１と第２のＭＯＳトランジスタは、非反転クロック入力端子と反転クロック入力端子との間に供給される低振幅のクロック相補入力信号に応答して、高速の差動切り換えスイッチを実行することができる。
それに対して、上記非特許文献３に記載の低電源電圧動作可能なタイプのＤ型フリップフロップでは、サンプリングステージで非反転クロックにより駆動される第１ＭＯＳトランジスタのソースとラッチステージで反転クロックにより駆動される第２ＭＯＳトランジスタのソースとは、接地電圧に直接接続されている。従って、サンプリングステージでの非反転クロックによる第１ＭＯＳトランジスタの駆動動作とラッチステージでの反転クロックによる第２ＭＯＳトランジスタの駆動動作とは、差動切り換え動作ではなく、全く独立した動作である。すなわち、サンプリングステージでの非反転クロック信号による第１ＭＯＳトランジスタのオン・オフ動作と、ラッチステージでの反転クロック信号による第２ＭＯＳトランジスタのオン・オフ動作とが、全く独立した動作となる。尚、サンプリングステージの第１ＭＯＳトランジスタのオン・オフ動作は非反転クロック信号が第１トランジスタのしきい値電圧より大きいか否かにより決定され、ラッチステージの第２ＭＯＳトランジスタのオン・オフ動作は反転クロック信号が第２トランジスタのしきい値電圧より大きいか否かにより決定される。この理由によって、上記非特許文献３に記載の低電源電圧動作可能なタイプのＤ型フリップフロップでは、非反転クロック入力端子と反転クロック入力端子との間に供給されるクロック相補入力信号の動作下限振幅が大きくなると言う問題が生じたものである。
特に、マルチバンドＷＣＤＭＡトランシーバーＲＦＩＣは、チップ面積が大きくなる傾向がある。従って、マルチバンド・レシーバーで受信用電圧制御発振器の出力から受信用分周器の入力までの間の配線距離が長いと、受信用分周器の入力での受信用ローカル信号のクロック相補入力信号の振幅が小さくなってしまう。また、マルチバンド・トランスミッターで送信用電圧制御発振器の出力から送信用分周器の入力までの間の配線距離が長いと、送信用分周器の入力での送信用ローカル信号のクロック相補入力信号の振幅が小さくなってしまう。
更に本発明者等はこの問題を解決するために、受信用分周器の入力に受信用ローカル信号の振幅増幅用の第１バッファを接続する一、送信用分周器の入力に送信用ローカル信号の振幅増幅用の第２バッファを接続することにした。第１バッファと第２バッファとはその電圧増幅機能によって長距離配線で振幅が減衰されて入力信号の振幅レベルを回復するので、レベル回復したクロック相補入力信号により分周器の低電源電圧動作可能なタイプのＤ型フリップフロップは十分駆動されることができる。
しかし、電圧増幅機能による入力信号の振幅レベル回復のための第１バッファと第２バッファとによって、また下記のような別の新たな問題が生じることが本発明者等による検討によって明らかとされた。
それは、第１バッファと第２バッファとが電圧増幅機能によって入力信号の振幅レベルを回復するためには、大きな直流バイアス電流を必要とする。それは、第１バッファと第２バッファとの電圧増幅率が、直流バイアス電流の電流値に比例するためである。
世界規模での使用のため欧州向けのバンド１、米国向けのバンド２、米国向けのバンド５、日本向けのバンド６の合計４つの周波数帯域をサポートするためには、受信用の４個の第１バッファと送信用の４個の第２バッファとが必要となり、マルチバンドＷＣＤＭＡトランシーバーＲＦＩＣの全体の消費電力が著しく増大することになった。
本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等の検討の結果、なされたものである。
従って、本発明の目的とするところは、複数の周波数帯域をサポートするマルチバンド無線通信の機能を有する半導体集積回路でマルチバンド無線通信のための複数のミキサーに複数のローカル信号を供給するための複数の分周器の入力を電圧制御発振器の発振出力信号により効率的に駆動することにある。
また、本発明の他の目的とするところは、上記の駆動に際して消費電力を削減することにある。また、本発明の更にその他の目的とするところは、上記の複数の分周器を低電源電圧動作可能とることにある。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明の代表的な半導体集積回路は、第１と第２と第３のミキサー(２５、２６、２８)と、電圧制御発振器(１６)と、第１と第２と第３の分周器(１１、１２、１４)と、信号配線とを具備する。
前記第１分周器(１１)と前記第３分周器(１４)の第１分周数は、前記第２分周器(１２)の第２分周数よりも小さな値に設定されている。前記第１と第２と第３の分周器(１１、１２、１４)の分周出力信号は、前記第１と第２と第３のミキサー(２５、２６、２８)に供給される。
前記信号配線の略中央に前記電圧制御発振器(１６)の出力端子と前記第２分周器(１２)の入力端子とが接続され、前記信号配線の一端と他端とには前記第１分周器(１１)の入力端子と前記第３分周器(１４)の入力端子とがそれぞれ接続されている。前記第１分周器の前記入力端子と前記第１分周器の内部の分周回路(ＤＩＶ)との間に第１バッファ電圧増幅器(ＢＵＦ)が接続され、前記第３分周器の前記入力端子と前記第３分周器の内部の分周回路(ＤＩＶ)との間に第２バッファ電圧増幅器(ＢＵＦ)が接続されている(図１参照)。
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。
すなわち、本発明によれば、複数の周波数帯域をサポートするマルチバンド無線通信の機能を有する半導体集積回路でマルチバンド無線通信のための複数のミキサーに複数のローカル信号を供給するための複数の分周器の入力を電圧制御発振器の発振出力信号により効率的に駆動することができる。
《代表的な実施の形態》
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
〔１〕本発明の代表的な実施の形態による半導体集積回路は、第１ミキサー(２５)と、第２ミキサー(２６)と、第３ミキサー(２８)と、電圧制御発振器(１６)と、第１分周器(１１)と、第２分周器(１２)と、第３分周器(１４)と、信号配線とを具備する。
前記第１分周器(１１)と前記第３分周器(１４)の第１分周数は、前記第２分周器(１２)の第２分周数よりも小さな値に設定されている。
前記第１分周器の第１分周出力信号は前記第１ミキサーに供給され、前記第２分周器の第２分周出力信号は前記第２ミキサーに供給され、前記第３分周器の第３分周出力信号は前記第３ミキサーに供給される。
前記信号配線の略中央に前記電圧制御発振器の出力端子と前記第２分周器の入力端子とが接続され、前記信号配線の一端と他端とには前記第１分周器の入力端子と前記第３分周器の入力端子とがそれぞれ接続されている。
前記第１分周器の前記入力端子と前記第１分周器の内部の分周回路(ＤＩＶ)との間に第１バッファ電圧増幅器(ＢＵＦ)が接続され、前記第３分周器の前記入力端子と前記第３分周器の内部の分周回路(ＤＩＶ)との間に第２バッファ電圧増幅器(ＢＵＦ)が接続されている(図１参照)。
前記実施の形態によれば、前記電圧制御発振器の前記出力端子と前記第２分周器の前記入力端子との間の配線距離が短いので、前記電圧制御発振器の前記出力端子から前記第２分周器の前記入力端子への信号減衰量は小さく、前記第２分周器の前記入力端子は前記電圧制御発振器の出力信号により十分駆動される。前記電圧制御発振器の前記出力端子と前記第１分周器および前記第３分周器の入力端子との間の配線距離が長くなっているが、前記第１分周器および前記第３分周器の入力部分にはバッファ電圧増幅器(ＢＵＦ)が接続されている。前記電圧制御発振器の前記出力端子から前記第１分周器および前記第３分周器の入力端子への信号減衰量は大きいが、前記バッファ電圧増幅器はその電圧増幅機能によって長距離配線で減衰された入力信号の振幅レベルの振幅レベルを回復する。このレベル回復した前記バッファ電圧増幅器の出力によって、前記第１分周器および前記第３分周器の前記入力部分は十分駆動されることができる。
好適な実施の形態による半導体集積回路では、前記第１分周器と前記第３分周器の前記第１分周数は、前記第２分周器の前記第２分周数の略半分に設定されている。前記第１分周器の前記第１分周出力信号と前記第３分周器の前記第３分周出力信号との第１周波数は、前記第２分周器の前記第２分周出力信号の第２周波数の略２倍に設定されている。
より好適な実施の形態による半導体集積回路では、前記第１分周器と前記第３分周器はそれぞれ第１の所定数の直列接続段数の第１のＤ型フリップフロップを含み、前記第２分周器は前記第１の所定数よりも大きな第２の所定数の直列接続段数の第２のＤ型フリップフロップを含む(図３、図４参照)。前記第１と前記第２のＤ型フリップフロップは、非反転クロック(ＣＬＫ)で駆動される第１トランジスタのエミッタまたはソースと反転クロック(／ＣＬＫ)で駆動される第２トランジスタのエミッタまたはソースとが接地電圧に直接接続された擬似差動Ｄ型フリップフロップによりそれぞれ構成されている(図６参照)。
更により好適な実施の形態による半導体集積回路では、前記第１分周器の前記第１分周出力信号と前記第３分周器の前記第３分周出力信号との前記周波数は略１．８ＧＨｚ〜２．１ＧＨｚに設定され、前記第２分周器の前記第２分周出力信号の前記周波数は略０．８ＧＨｚ〜０．９ＧＨｚに設定されている。
〔２〕本発明の別の観点の代表的な実施の形態による半導体集積回路は、第１受信増幅器(２９)と、第２受信増幅器(３０)と、第３受信増幅器(３２)と、第１受信ミキサー(２５)と、第２受信ミキサー(２６)と、第３受信ミキサー(２８)とを具備する。前記半導体集積回路は、更に電圧制御発振器(１６)と、第１分周器(１１)と、第２分周器(１２)と、第３分周器(１４)と、信号配線とを具備する。
前記第１分周器(１１)と前記第３分周器(１４)の第１分周数は、前記第２分周器(１２)の第２分周数よりも小さな値に設定されている。
前記第１受信増幅器の第１受信増幅出力信号は前記第１受信ミキサーの一方の入力端子に供給され、前記第２受信増幅器の第２受信増幅出力信号は前記第２受信ミキサーの一方の入力端子に供給され、前記第３受信増幅器の第３受信増幅出力信号は前記第３受信ミキサーの一方の入力端子に供給される。
前記第１分周器の第１分周出力信号は前記第１受信ミキサーの他方の入力端子に供給され、前記第２分周器の第２分周出力信号は前記第２受信ミキサーの他方の入力端子に供給され、前記第３分周器の第３分周出力信号は前記第３受信ミキサーの他方の入力端子に供給される。
前記信号配線の略中央に前記電圧制御発振器の出力端子と前記第２分周器の入力端子とが接続され、前記信号配線の一端と他端とには前記第１分周器の入力端子と前記第３分周器の入力端子とがそれぞれ接続されている。
前記第１分周器の前記入力端子と前記第１分周器の内部の分周回路(ＤＩＶ)との間に第１バッファ電圧増幅器(ＢＵＦ)が接続され、前記第３分周器の前記入力端子と前記第３分周器の内部の分周回路(ＤＩＶ)との間に第２バッファ電圧増幅器(ＢＵＦ)が接続されている(図１参照)。
好適な実施の形態による半導体集積回路では、前記第１分周器と前記第３分周器の前記第１分周数は、前記第２分周器の前記第２分周数の略半分に設定されている。前記第１分周器の前記第１分周出力信号と前記第３分周器の前記第３分周出力信号との第１周波数は、前記第２分周器の前記第２分周出力信号の第２周波数の略２倍に設定されている。前記第１受信増幅器の入力端子と前記第３受信増幅器の入力端子とには前記第１周波数に設定された第１受信増幅入力信号と第３受信増幅入力信号とがそれぞれ供給され、前記第２受信増幅器の入力端子には前記第２周波数に設定された第２受信増幅入力信号が供給される。
前記第１受信ミキサーの出力端子からは第１受信ダウンコンバージョン信号が生成され、前記第２受信ミキサーの出力端子からは第２受信ダウンコンバージョン信号が生成され、前記第３受信ミキサーの出力端子からは第３受信ダウンコンバージョン信号が生成される。
より好適な実施の形態による半導体集積回路では、前記第１分周器と前記第３分周器はそれぞれ第１の所定数の直列接続段数の第１のＤ型フリップフロップを含み、前記第２分周器は前記第１の所定数よりも大きな第２の所定数の直列接続段数の第２のＤ型フリップフロップを含む(図３、図４参照)。前記第１と前記第２のＤ型フリップフロップは、非反転クロック(ＣＬＫ)で駆動される第１トランジスタのエミッタまたはソースと反転クロック(／ＣＬＫ)で駆動される第２トランジスタのエミッタまたはソースとが接地電圧に直接接続された擬似差動Ｄ型フリップフロップによりそれぞれ構成されている(図６参照)。
更により好適な実施の形態による半導体集積回路では、前記第１分周器の前記第１分周出力信号と前記第３分周器の前記第３分周出力信号との前記周波数は略１．８ＧＨｚ〜２．１ＧＨｚに設定され、前記第２分周器の前記第２分周出力信号の前記周波数は略０．８ＧＨｚ〜０．９ＧＨｚに設定されている。
具体的な実施の形態による半導体集積回路では、前記第１受信増幅入力信号はＷＣＤＭＡのバンド１とＰＣＳ１９００との少なくとも何れかの受信信号であり、前記第３受信増幅入力信号はＷＣＤＭＡのバンド２とＤＣＳ１８００との少なくとも何れかの受信信号であり、前記第２受信増幅入力信号はＷＣＤＭＡのバンド５とＷＣＤＭＡのバンド６とＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００の少なくとも何れかの受信信号である。
〔３〕本発明の更に他の観点の代表的な実施の形態による半導体集積回路は、第１送信増幅器(９２)と、第２送信増幅器(８９)と、第３送信増幅器(９０)と、第１送信ミキサー(８１)と、第２送信ミキサー(８２)と、第３送信ミキサー(８４)とを具備する。前記半導体集積回路は、更に電圧制御発振器(１１６)と、第１分周器(１１１)と、第２分周器(１１２)と、第３分周器(１１４)と、信号配線とを具備する。
前記第１分周器(１１)と前記第３分周器(１４)の第１分周数は、前記第２分周器(１２)の第２分周数よりも小さな値に設定されている。
前記第１送信増幅器の第１送信増幅入力信号は前記第１送信ミキサーの出力端子から供給され、前記第２送信増幅器の第２送信増幅入力信号は前記第２送信ミキサーの出力端子から供給され、前記第３送信増幅器の第３送信増幅入力信号は前記第３送信ミキサーの出力端子から供給される。
前記第１分周器の第１分周出力信号は前記第１送信ミキサーの一方の入力端子に供給され、前記第２分周器の第２分周出力信号は前記第２送信ミキサーの一方の入力端子に供給され、前記第３分周器の第３分周出力信号は前記第３送信ミキサーの他方の入力端子に供給される。
前記信号配線の略中央に前記電圧制御発振器の出力端子と前記第２分周器の入力端子とが接続され、前記信号配線の一端と他端とには前記第１分周器の入力端子と前記第３分周器の入力端子とがそれぞれ接続されている。
前記第１分周器の前記入力端子と前記第１分周器の内部の分周回路(ＤＩＶ)との間に第１バッファ電圧増幅器(ＢＵＦ)が接続され、前記第３分周器の前記入力端子と前記第３分周器の内部の分周回路(ＤＩＶ)との間に第２バッファ電圧増幅器(ＢＵＦ)が接続されている(図２参照)。
好適な実施の形態による半導体集積回路では、前記第１分周器と前記第３分周器の前記第１分周数は、前記第２分周器の前記第２分周数の略半分に設定されている。前記第１分周器の前記第１分周出力信号と前記第３分周器の前記第３分周出力信号との第１周波数は、前記第２分周器の前記第２分周出力信号の第２周波数の略２倍に設定されている。前記第１送信増幅器の入力端子と前記第３送信増幅器の出力端子とには前記第１周波数に設定された第１送信増幅出力信号と第３送信増幅出力信号とがそれぞれ生成され、前記第２受信増幅器の入力端子には前記第２周波数に設定された第２送信増幅出力信号が生成される。
前記第１送信ミキサーの出力端子からは第１送信アップコンバージョン信号が生成され、前記第２送信ミキサーの出力端子からは第２送信アップコンバージョン信号が生成され、前記第３送信ミキサーの出力端子からは第３送信アップコンバージョン信号が生成される。
より好適な実施の形態による半導体集積回路では、前記第１分周器と前記第３分周器はそれぞれ第１の所定数の直列接続段数の第１のＤ型フリップフロップを含み、前記第２分周器は前記第１の所定数よりも大きな第２の所定数の直列接続段数の第２のＤ型フリップフロップを含む(図３、図４参照)。前記第１と前記第２のＤ型フリップフロップは、非反転クロック(ＣＬＫ)で駆動される第１トランジスタのエミッタまたはソースと反転クロック(／ＣＬＫ)で駆動される第２トランジスタのエミッタまたはソースとが接地電圧に直接接続された擬似差動Ｄ型フリップフロップによりそれぞれ構成されている(図６参照)。
更により好適な実施の形態による半導体集積回路では、前記第１分周器の前記第１分周出力信号と前記第３分周器の前記第３分周出力信号との前記周波数は略１．８ＧＨｚ〜２．１ＧＨｚに設定され、前記第２分周器の前記第２分周出力信号の前記周波数は略０．８ＧＨｚ〜０．９ＧＨｚに設定されている。
具体的な実施の形態による半導体集積回路では、前記第１送信増幅出力信号はＷＣＤＭＡのバンド１とＰＣＳ１９００との少なくとも何れかの送信信号であり、前記第３送信増幅出力信号はＷＣＤＭＡのバンド２とＤＣＳ１８００との少なくとも何れかの送信信号であり、前記第２送信増幅出力信号はＷＣＤＭＡのバンド５とＷＣＤＭＡのバンド６とＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００の少なくとも何れかの送信信号である。
《実施の形態の説明》
次に、実施の形態について更に詳述する。
《マルチバンドＷＣＤＭＡトランシーバーＲＦＩＣ》
《レシーバー》
図１は、本発明の１つの実施の形態によるマルチバンドＷＣＤＭＡ無線周波数集積回路のＲＦ受信信号を受信するレシーバーを説明する図である。
図１は、マルチバンドＷＣＤＭＡ無線周波数集積回路に構成されたレシーバーのブロック図であると伴に、レシーバーの各回路が集積回路半導体チップで集積化されたデバイスレイアウトの様子を相当忠実に示した図である。このマルチバンドＷＣＤＭＡトランシーバーＲＦＩＣのレシーバーは、ＷＣＤＭＡで３ＧＰＰが提唱する６個の周波数帯のうち欧州向けのバンド１、米国向けのバンド２、米国向けのバンド５、日本向けのバンド６のＲＦ受信信号を受信するものである。
図１で、携帯電話端末のアンテナ(図示せず)で受信される基地局からの２１１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚのダウンリンク周波数の欧州向けのバンド１の第１バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ受信信号Ｒｘ＿Ｂａｎｄ１は第１バンド・ローノイズアンプ２９で増幅される。第１バンド・ローノイズアンプ２９の出力からの第１バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ増幅信号は、第１バンド・受信ミキサー２５の一対のギルバートセルの一方の入力端子に供給されている。
アンテナで受信される基地局からの８６９ＭＨｚ〜８９４ＭＨｚのダウンリンク周波数の米国向けのバンド５の第５バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ受信信号Ｒｘ＿Ｂａｎｄ５は第５バンド・ローノイズアンプ３０で増幅される。第５バンド・ローノイズアンプ３０の出力からの第５バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ増幅信号は、第５バンド・受信ミキサー２６の一対のギルバートセルの一方の入力端子に供給されている。
アンテナで受信される基地局からの８７５ＭＨｚ〜８８５ＭＨｚのダウンリンク周波数の日本向けのバンド６の第６バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ受信信号Ｒｘ＿Ｂａｎｄ６は第６バンド・ローノイズアンプ３１で増幅される。第６バンド・ローノイズアンプ３１の出力からの第６バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ増幅信号は、第６バンド・受信ミキサー２７の一対のギルバートセルの一方の入力端子に供給されている。
アンテナで受信される基地局からの１９３０ＭＨｚ〜１９９０ＭＨｚのダウンリンク周波数の米国向けのバンド２の第２バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ受信信号Ｒｘ＿Ｂａｎｄ２は第２バンド・ローノイズアンプ３２で増幅される。第２バンド・ローノイズアンプ３２の出力からの第２バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ増幅信号は、第２バンド・受信ミキサー２８の一対のギルバートセルの一方の入力端子に供給されている。
図１に示したマルチバンドＷＣＤＭＡトランシーバーＲＦＩＣのレシーバーは、受信用電圧制御発振器１６を内蔵するフラクショナルＰＬＬ周波数シンセサイザ１５を含んでいる。シンセサイザ１５のＰＬＬ回路の分周数が整数だけでなく分数(フラクション)にも設定可能なことにより、任意の周波数の受信用ローカル信号Ｒｘ＿ＬＯが生成されることができる。
ＰＬＬ周波数シンセサイザ１５に内蔵された受信用電圧制御発振器１６の発振出力信号である受信用ローカル信号Ｒｘ＿ＬＯは共通の受信用ローカル信号相補配線を介して第１バンド・分周器１１、第５バンド・分周器１２、第６バンド・分周器１３、第２バンド・分周器１４の入力端子に共通に供給されている。
共通の受信用ローカル信号相補配線の上では、受信用電圧制御発振器１６の出力端子と第５バンド・分周器１２と第６バンド・分周器１３の入力端子との間の配線距離が短くされ、受信用電圧制御発振器１６の出力端子と第１バンド・分周器１１と第２バンド・分周器１４の入力端子との間の配線距離が長くされている。すなわち、このような配線距離の関係となるように、受信用電圧制御発振器１６の出力端子は、共通の受信用ローカル信号相補配線の上で第５バンド・分周器１２の入力端子と第６バンド・分周器１３の入力端子との間の相補配線部分に接続されている。
短い配線距離を持つ第５バンド・分周器１２と第６バンド・分周器１３の入力端子での受信用電圧制御発振器１６から伝達される受信用ローカル信号Ｒｘ＿ＬＯの信号減衰量は小さいので、第５バンド・分周器１２と第６バンド・分周器１３とは受信用ローカル信号Ｒｘ＿ＬＯにより十分駆動されることができる。尚、共通の受信用ローカル信号相補配線は、配線での信号減衰の原因となる寄生抵抗と寄生容量とを含んでいる。
第５バンド・分周器１２の分周数は４に設定されているので、受信用電圧制御発振器１６の出力の３４７６〜３５７６ＭＨｚの周波数の受信用ローカル信号Ｒｘ＿ＬＯに応答して第５バンド・分周器１２の出力からは１／４の周波数の８６９〜８９４ＭＨｚの分周出力信号が生成される。第５バンド・分周器１２から位相０°と位相９０°の２つの分周出力信号が生成され、この位相差９０°の２つの分周出力信号は第５バンド・受信ミキサー２６の一対のギルバートセルの他方の入力端子に供給されている。従って、８６９ＭＨｚ〜８９４ＭＨｚのダウンリンク周波数の第５バンド・ローノイズアンプ３０からの第５バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ増幅信号と第５バンド・分周器１２からの８６９〜８９４ＭＨｚの分周出力信号とが、第５バンド・受信ミキサー２６の一対のギルバートセルでミキシングされる。その結果、第５バンド・受信ミキサー２６の一対のギルバートセルの出力から、８６９ＭＨｚ〜８９４ＭＨｚのダウンリンク周波数の米国向けのバンド５の第５バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ受信信号Ｒｘ＿Ｂａｎｄ５のダイレクトダウンコンバージョンによる受信ベースバンド信号成分が生成される。この受信ベースバンド信号成分のＩ成分とＱ成分とは、Ｉ成分可変利得増幅器Ｉ＿ＶＧＡとＱ成分可変利得増幅器Ｑ＿ＶＧＡとにそれぞれ供給される。
第６バンド・分周器１３の分周数も４に設定されているので、受信用電圧制御発振器１６の出力の３５００〜３５４０ＭＨｚの周波数の受信用ローカル信号Ｒｘ＿ＬＯに応答して第６バンド・分周器１３の出力からは１／４の周波数の８７５〜８８５ＭＨｚの分周出力信号が生成される。第６バンド・分周器１３から位相０°と位相９０°の２つの分周出力信号が生成され、この位相差９０°の２つの分周出力信号は第６バンド・受信ミキサー２７の一対のギルバートセルの他方の入力端子に供給されている。従って、８７５〜８８５ＭＨｚのダウンリンク周波数の第６バンド・ローノイズアンプ３１からの第６バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ増幅信号と第６バンド・分周器１３からの８７５〜８８５ＭＨｚの分周出力信号とが、第６バンド・受信ミキサー２７の一対のギルバートセルでミキシングされる。その結果、第６バンド・受信ミキサー２７の一対のギルバートセルの出力から、８７５ＭＨｚ〜８８５ＭＨｚのダウンリンク周波数の日本向けのバンド６の第６バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ受信信号Ｒｘ＿Ｂａｎｄ６のダイレクトダウンコンバージョンによる受信ベースバンド信号成分が生成される。この受信ベースバンド信号成分のＩ成分とＱ成分とは、Ｉ成分可変利得増幅器Ｉ＿ＶＧＡとＱ成分可変利得増幅器Ｑ＿ＶＧＡとにそれぞれ供給される。
長い配線距離を持つ第１バンド・分周器１１と第２バンド・分周器１４の入力端子での受信用電圧制御発振器１６から伝達される受信用ローカル信号Ｒｘ＿ＬＯの信号減衰量は大きいので、第１バンド・分周器１１と第２バンド・分周器１４の入力端子にはバッファ電圧増幅器ＢＵＦが接続されている。バッファ電圧増幅器ＢＵＦはその電圧増幅機能によって長距離配線で振幅が減衰された入力信号の振幅レベルを回復するので、レベル回復したクロック相補入力信号により第１バンド・分周器１１と第２バンド・分周器１４とは十分駆動されることができる。
第１バンド・分周器１１の分周数は２に設定されているので、受信用電圧制御発振器１６の出力の４４２０〜４３４０ＭＨｚの周波数の受信用ローカル信号Ｒｘ＿ＬＯに応答して第１バンド・分周器１１の出力からは１／２の周波数の２２１０〜２１７０ＭＨｚの分周出力信号が生成される。第１バンド・分周器１１から位相０°と位相９０°の２つの分周出力信号が生成され、この位相差９０°の２つの分周出力信号は第１バンド・受信ミキサー２５の一対のギルバートセルの他方の入力端子に供給されている。従って、２２１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚのダウンリンク周波数の第１バンド・ローノイズアンプ２９からの第１バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ増幅信号と第１バンド・分周器１１からの２２１０〜２１７０ＭＨｚの分周出力信号とが、第１バンド・受信ミキサー２５の一対のギルバートセルでミキシングされる。その結果、第１バンド・受信ミキサー２５の一対のギルバートセルの出力から、２２１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚのダウンリンク周波数の欧州向けのバンド１の第１バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ受信信号Ｒｘ＿Ｂａｎｄ１のダイレクトダウンコンバージョンによる受信ベースバンド信号成分が生成される。この受信ベースバンド信号成分のＩ成分とＱ成分とは、Ｉ成分可変利得増幅器Ｉ＿ＶＧＡとＱ成分可変利得増幅器Ｑ＿ＶＧＡとにそれぞれ供給される。
第２バンド・分周器１４の分周数も２に設定されているので、受信用電圧制御発振器１６の出力の３８６０〜３９８０ＭＨｚの周波数の受信用ローカル信号Ｒｘ＿ＬＯに応答して第２バンド・分周器１４の出力からは１／２の周波数の１９３０〜１９９０ＭＨｚの分周出力信号が生成される。第２バンド・分周器１４から位相０°と位相９０°の２つの分周出力信号が生成され、この位相差９０°の２つの分周出力信号は第２バンド・受信ミキサー２８の一対のギルバートセルの他方の入力端子に供給されている。従って、１９３０ＭＨｚ〜１９９０ＭＨｚのダウンリンク周波数の第２バンド・ローノイズアンプ３２からの第２バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ増幅信号と第２バンド・分周器１４からの１９３０〜１９９０ＭＨｚの分周出力信号とが、第２バンド・受信ミキサー２８の一対のギルバートセルでミキシングされる。その結果、第２バンド・受信ミキサー２８の一対のギルバートセルの出力から、１９３０ＭＨｚ〜１９９０ＭＨｚのダウンリンク周波数の米国向けのバンド２の第２バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ受信信号Ｒｘ＿Ｂａｎｄ２のダイレクトダウンコンバージョンによる受信ベースバンド信号成分が生成される。この受信ベースバンド信号成分のＩ成分とＱ成分とは、Ｉ成分可変利得増幅器Ｉ＿ＶＧＡとＱ成分可変利得増幅器Ｑ＿ＶＧＡとにそれぞれ供給される。
《分周器の構成》
図３は、図１に示したレシーバーで分周数が２に設定された第１バンド・分周器１１と第２バンド・分周器１４との分周回路２２の構成を示す図である。
図３に示した分周数が２の分周回路は、上記非特許文献２と同様にＤ型フリップフロップの２段のカスケード接続により構成されている。１段目のＤ型フリップフロップの非反転クロック入力端子ＣＬＫと反転クロック入力端子／ＣＬＫとの間に、ＰＬＬ周波数シンセサイザ１５に内蔵された受信用電圧制御発振器１６の発振出力信号である受信用ローカル信号が供給される。尚、１段目のＤ型フリップフロップの非反転クロック入力端子ＣＬＫと反転クロック入力端子／ＣＬＫとには、２段目のＤ型フリップフロップの反転クロック入力端子／ＣＬＫと非反転クロック入力端子ＣＬＫとがそれぞれ接続されている。また、１段目のＤ型フリップフロップのデータ非反転出力端子Ｑとデータ反転出力端子／Ｑとは、２段目のＤ型フリップフロップのデータ非反転入力端子Ｄとデータ反転入力端子／Ｄとにそれぞれ接続されている。更に、２段目のＤ型フリップフロップのデータ非反転出力端子Ｑとデータ反転出力端子／Ｑとは、１段目のＤ型フリップフロップのデータ反転入力端子／Ｄとデータ非反転入力端子Ｄとにそれぞれ接続されている。
１段目のＤ型フリップフロップのデータ非反転出力端子Ｑとデータ反転出力端子／Ｑとから位相９０°の分周出力信号が生成され、２段目のＤ型フリップフロップのデータ非反転出力端子Ｑとデータ反転出力端子／Ｑとから位相０°の分周出力信号が生成されている。
図４は、図１に示したレシーバーで分周数が４に設定された第５バンド・分周器１２と第６バンド・分周器１３との分周回路の構成を示す図である。
図４に示した分周数が２の分周回路は、上記非特許文献２と同様にＤ型フリップフロップの４段のカスケード接続により構成されている。１段目のＤ型フリップフロップの非反転クロック入力端子ＣＬＫと反転クロック入力端子／ＣＬＫとの間に、ＰＬＬ周波数シンセサイザ１５に内蔵された受信用電圧制御発振器１６の発振出力信号である受信用ローカル信号が供給される。尚、１段目のＤ型フリップフロップの非反転クロック入力端子ＣＬＫには、２段目の反転クロック入力端子／ＣＬＫと３段目の非反転クロック入力端子ＣＬＫと４段目の反転クロック入力端子／ＣＬＫとが接続されている。また、１段目のＤ型フリップフロップの反転クロック入力端子／ＣＬＫには、２段目の非反転クロック入力端子ＣＬＫと３段目の反転クロック入力端子／ＣＬＫと４段目の非反転クロック入力端子ＣＬＫとが接続されている。
２段目のＤ型フリップフロップのデータ非反転出力端子Ｑとデータ反転出力端子／Ｑとから位相９０°の分周出力信号が生成され、４段目のＤ型フリップフロップのデータ非反転出力端子Ｑとデータ反転出力端子／Ｑとから位相０°の分周出力信号が生成されている。
《Ｄ型フリップフロップの構成》
図６は、図３と図４とに示した分周回路を構成するＤ型フリップフロップの回路構成を示す図である。図６では、２個のＤ型フリップフロップＤ＿Ｆ／Ｆのカスケード接続が示されている。
図６に示したＤ型フリップフロップＤ＿Ｆ／Ｆは、上記非特許文献３に記載された低電源電圧動作可能な擬似差動Ｄ型フリップフロップであるが上記非特許文献３に記載のようにＭＯＳトランジスタではなくＮＰＮ型バイポーラトランジスタが使用されている。もちろん、このＮＰＮ型バイポーラトランジスタは、上記非特許文献３に記載のようにＭＯＳトランジスタに置換することができることは言うもでもない。
図６に示したＤ型フリップフロップＤ＿Ｆ／Ｆでは、非反転クロックＣＬＫで駆動されるトランジスタＱ１のエミッタと反転クロック／ＣＬＫで駆動されるトランジスタＱ２のエミッタとは、電流源に接続されているのではなく、接地電圧ＧＮＤに直接接続されている。従って、図６に示したＤ型フリップフロップＤ＿Ｆ／Ｆは、上記非特許文献３に記載された低電源電圧動作可能な擬似差動Ｄ型フリップフロップとなる。
《バッファ電圧増幅器の構成》
図５は、図１に示したレシーバーで第１バンド・分周器１１と第２バンド・分周器１４の入力に接続されたバッファ電圧増幅器ＢＵＦの回路構成を示す図である。
図５に示したバッファ電圧増幅器ＢＵＦは、長距離配線で振幅が減衰された入力信号の振幅レベルを回復するためのＮＰＮ型バイポーラトランジスタによる差動対トランジスタ７０、７１を含んでいる。もちろん、この差動対トランジスタはＭＯＳトランジスタに置換できることは言うもでもない。差動対トランジスタ７０、７１のベースには、結合容量Ｃｉｎ１、Ｃｉｎ２を介して長距離配線から伝達される受信用電圧制御発振器１６の受信用ローカル信号Ｒｘ＿ＬＯの減衰信号ＬＯ＿ｉｎが供給される。差動対トランジスタ７０、７１のエミッタは電流源７５を介して接地電圧ＧＮＤに接続される一方、差動対トランジスタ７０、７１のベースには抵抗Ｒ１３、Ｒ１４を介してベースバイアス電圧が供給される。ベースバイアス電圧は、抵抗Ｒ１２、ダイオード接続トランジスタＱ１２、電流源７４により構成されたバイアス回路から生成される。
差動対トランジスタ７０、７１のコレクタはそれぞれ負荷抵抗Ｒ１０、Ｒ１１を介して電源電圧Ｖccに接続され、差動対トランジスタ７０、７１のコレクタから増幅出力信号ＬＯ＿ｏｕｔが生成される。消費電力が増大するが、差動対トランジスタ７０、７１のエミッタに接続された電流源７５の直流バイアス電流を大きな値に設定することで、バッファ電圧増幅器ＢＵＦの電圧増幅率を大きくすることができる。
従って、バッファ電圧増幅器ＢＵＦはその電圧増幅機能によって長距離配線で振幅が減衰された入力信号の振幅レベルを回復するので、レベル回復したクロック相補入力信号により第１バンド・分周器１１と第２バンド・分周器１４の低電源電圧動作可能な擬似差動Ｄ型フリップフロップＤ＿Ｆ／Ｆは十分駆動されることができる。
《レシーバーの規則的なレイアウト》
図１に示した本発明の１つの実施の形態によるマルチバンドＷＣＤＭＡ無線周波数集積回路のレシーバーは、以下の理由により集積回路チップの規則的なレイアウトが可能となる。
すなわち、中央の分周数が４に設定された第５バンド・分周器１２と第６バンド・分周器１３とは、Ｄ型フリップフロップの４段のカスケード接続によりそれぞれ構成されている。それに対して、端部の分周数が２に設定された第１バンド・分周器１１と第２バンド・分周器１４とは、Ｄ型フリップフロップの２段のカスケード接続とバッファ電圧増幅器ＢＵＦとによりそれぞれ構成されている。従って、中央の第５バンド・分周器１２と第６バンド・分周器１３の各長方形の面積と端部の第１バンド・分周器１１と第２バンド・分周器１４の各長方形の面積とが略等しくなり、集積回路チップの規則的なレイアウトが可能となる。
また、第５バンドのためのローノイズアンプ(ＬＮＡ)３０と受信ミキサー(ＭＩＸ)２６の面積と、第６バンドのためのＬＮＡ３１とＭＩＸ２７の面積と、第１バンドのためのＬＮＡ２９とＭＩＸ２５の面積と、第２バンドのためのＬＮＡ３２とＭＩＸ２８の面積とが略等しくなり、集積回路チップの規則的なレイアウトが可能となる。
《トランスミッター》
図２は、本発明の１つの実施の形態によるマルチバンドＷＣＤＭＡ無線周波数集積回路のＲＦ送信信号を生成するトランスミッターを説明する図である。
図２は、マルチバンドＷＣＤＭＡ無線周波数集積回路に構成されたトランスミッターのブロック図であると伴に、トランスミッターの各回路が集積回路半導体チップで集積化されたデバイスレイアウトの様子を相当忠実に示した図である。このマルチバンドＷＣＤＭＡトランシーバーＲＦＩＣのトランスミッターは、ＷＣＤＭＡで３ＧＰＰが提唱する６個の周波数帯のうち欧州向けのバンド１、米国向けのバンド２、米国向けのバンド５、日本向けのバンド６のＲＦ送信信号を生成するものである。
図２で、携帯電話端末のアンテナから送信される基地局への１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚのアップリンク周波数の欧州向けのバンド１の第１バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号Ｔｘ＿Ｂａｎｄ１は第１バンド・ドライバアンプ９２で増幅される。第１バンド・ドライバアンプ９２の入力への第１バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号は、第１バンド・送信ミキサー８１の一対のギルバートセルの出力のベクトル加算により生成される。
アンテナから送信される基地局への８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚのアップリンク周波数の米国向けのバンド５の第５バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号Ｔｘ＿Ｂａｎｄ５は第５バンド・ドライバアンプ８９で増幅される。第５バンド・ドライバアンプ８９の入力への第５バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号は、第５バンド・送信ミキサー８２の一対のギルバートセルの出力のベクトル加算により生成される。
アンテナから送信される基地局への８３０ＭＨｚ〜８４０ＭＨｚのアップリンク周波数の日本向けのバンド６の第６バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号Ｔｘ＿Ｂａｎｄ６は第６バンド・ドライバアンプ９１で増幅される。第６バンド・ドライバアンプ９１の入力への第６バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号は、第６バンド・送信ミキサー８３の一対のギルバートセルの出力のベクトル加算により生成される。
アンテナから送信される基地局への１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚのアップリンク周波数の米国向けのバンド１の第２バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号Ｔｘ＿Ｂａｎｄ２は第２バンド・ドライバアンプ９０で増幅される。第２バンド・ドライバアンプ９０の入力への第２バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号は、第２バンド・送信ミキサー８４の一対のギルバートセルの出力のベクトル加算により生成される。
図２に示したマルチバンドＷＣＤＭＡトランシーバーＲＦＩＣのトランスミッターは、送信用電圧制御発振器１１６を内蔵するフラクショナルＰＬＬ周波数シンセサイザ１１５を含んでいる。シンセサイザ１５のＰＬＬ回路の分周数が整数だけでなく分数(フラクション)にも設定可能なことにより、任意の周波数の送信用ローカル信号Ｔｘ＿ＬＯが生成されることができる。
ＰＬＬ周波数シンセサイザ１１５に内蔵された送信用電圧制御発振器１１６の発振出力信号である送信用ローカル信号Ｔｘ＿ＬＯは共通の送信用ローカル信号相補配線を介して第１バンド・分周器１１１、第５バンド・分周器１１２、第６バンド・分周器１１３、第２バンド・分周器１１４の入力端子に共通に供給されている。
共通の送信用ローカル信号相補配線の上では、送信用電圧制御発振器１１６の出力端子と第５バンド・分周器１１２と第６バンド・分周器１１３の入力端子との間の配線距離が短くされ、送信用電圧制御発振器１１６の出力端子と第１バンド・分周器１１１と第２バンド・分周器１１４の入力端子との間の配線距離が長くされている。すなわち、このような配線距離の関係となるように、送信用電圧制御発振器１１６の出力端子は、共通の送信用ローカル信号相補配線の上で第５バンド・分周器１１２の入力端子と第６バンド・分周器１１３の入力端子との間の相補配線部分に接続されている。
短い配線距離を持つ第５バンド・分周器１１２と第６バンド・分周器１１３の入力端子での送信用電圧制御発振器１１６から伝達される受信用ローカル信号Ｒｘ＿ＬＯの信号減衰量は小さいので、第５バンド・分周器１１２と第６バンド・分周器１１３とは送信用ローカル信号Ｔｘ＿ＬＯにより十分駆動されることができる。
第５バンド・分周器１１２の分周数は４に設定されているので、送信用電圧制御発振器１１６の出力の３２９６〜３３９６ＭＨｚの周波数の送信用ローカル信号Ｔｘ＿ＬＯに応答して第５バンド・分周器１１２の出力からは１／４の周波数の８２４〜８４９ＭＨｚの分周出力信号が生成される。第５バンド・分周器１１２から位相０°と位相９０°の２つの分周出力信号が生成され、この位相差９０°の２つの分周出力信号は第５バンド・送信ミキサー８２の一対のギルバートセルの一方の入力端子に供給されている。第５バンド・送信ミキサー８２の一対のギルバートセルの他方の入力端子には、送信ベースバンド信号成分が供給されている。従って、８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚの周波数の第５バンド・分周器１１２からの分周出力信号と、送信ベースバンド信号成分とが、第５バンド・送信ミキサー８２の一対のギルバートセルでミキシングされる。その結果、第５バンド・送信ミキサー８２の一対のギルバートセルの出力ベクトル合成から、８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚのアップリンク周波数の米国向けのバンド５の第５バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号Ｔｘ＿Ｂａｎｄ５がダイレクトアップコンバージョンによって生成される。この第５バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号Ｔｘ＿Ｂａｎｄ５は、第５バンド・ドライバ・増幅器８９で増幅された後、外部のＲＦパワーアンプと携帯電話端末のアンテナとを介して基地局へ送信される。尚、送信ベースバンド信号成分のＩ成分とＱ成分とは、Ｉ成分可変利得増幅器Ｉ＿ＶＧＡとＱ成分可変利得増幅器Ｑ＿ＶＧＡとからそれぞれ供給されている。
第６バンド・分周器１１３の分周数も４に設定されているので、送信用電圧制御発振器１１６の出力の３３２０〜３３６０ＭＨｚの周波数の送信用ローカル信号Ｔｘ＿ＬＯに応答して第６バンド・分周器１１３の出力からは１／４の周波数の８３０〜８４０ＭＨｚの分周出力信号が生成される。第６バンド・分周器１１３から位相０°と位相９０°の２つの分周出力信号が生成され、この位相差９０°の２つの分周出力信号は第６バンド・送信ミキサー８３の一対のギルバートセルの一方の入力端子に供給されている。第６バンド・送信ミキサー８３の一対のギルバートセルの他方の入力端子には、送信ベースバンド信号成分が供給されている。従って、８３０ＭＨｚ〜８４０ＭＨｚの周波数の第６バンド・分周器１１３からの分周出力信号と、送信ベースバンド信号成分とが、第６バンド・送信ミキサー８３の一対のギルバートセルでミキシングされる。その結果、第６バンド・送信ミキサー８３の一対のギルバートセルの出力ベクトル合成から、８３０ＭＨｚ〜８４０ＭＨｚのアップリンク周波数の日本向けのバンド６の第６バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号Ｔｘ＿Ｂａｎｄ６がダイレクトアップコンバージョンによって生成される。この第６バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号Ｔｘ＿Ｂａｎｄ６は、第６バンド・ドライバ・増幅器９１で増幅された後、外部のＲＦパワーアンプと携帯電話端末のアンテナとを介して基地局へ送信される。尚、送信ベースバンド信号成分のＩ成分とＱ成分とは、Ｉ成分可変利得増幅器Ｉ＿ＶＧＡとＱ成分可変利得増幅器Ｑ＿ＶＧＡとからそれぞれ供給されている。
長い配線距離を持つ第１バンド・分周器１１１と第２バンド・分周器１１４の入力端子での送信用電圧制御発振器１１６から伝達される送信用ローカル信号Ｔｘ＿ＬＯの信号減衰量は大きいので、第１バンド・分周器１１１と第２バンド・分周器１１４の入力端子にはバッファ電圧増幅器ＢＵＦが接続されている。バッファ電圧増幅器ＢＵＦはその電圧増幅機能によって長距離配線で振幅が減衰された入力信号の振幅レベルを回復するので、レベル回復したクロック相補入力信号により第１バンド・分周器１１１と第２バンド・分周器１１４とは十分駆動されることができる。
第１バンド・分周器１１１の分周数は２に設定されているので、送信用電圧制御発振器１１６の出力の３８４０〜３９６０ＭＨｚの周波数の送信用ローカル信号Ｔｘ＿ＬＯに応答して第１バンド・分周器１１１の出力からは１／２の周波数の１９２０〜１９８０ＭＨｚの分周出力信号が生成される。第１バンド・分周器１１１から位相０°と位相９０°の２つの分周出力信号が生成され、この位相差９０°の２つの分周出力信号は第１バンド・送信ミキサー８１の一対のギルバートセルの一方の入力端子に供給されている。第１バンド・送信ミキサー８１の一対のギルバートセルの他方の入力端子には、送信ベースバンド信号成分が供給されている。従って、１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚの周波数の第１バンド・送信ミキサー８１からの分周出力信号と、送信ベースバンド信号成分とが、第１バンド・送信ミキサー８１の一対のギルバートセルでミキシングされる。その結果、第１バンド・送信ミキサー８１の一対のギルバートセルの出力ベクトル合成から、１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚのアップリンク周波数の欧州向けのバンド１の第１バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号Ｔｘ＿Ｂａｎｄ１がダイレクトアップコンバージョンによって生成される。この第１バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号Ｔｘ＿Ｂａｎｄ１は、第１バンド・ドライバ・増幅器９２で増幅された後、外部のＲＦパワーアンプと携帯電話端末のアンテナとを介して基地局へ送信される。尚、送信ベースバンド信号成分のＩ成分とＱ成分とは、Ｉ成分可変利得増幅器Ｉ＿ＶＧＡとＱ成分可変利得増幅器Ｑ＿ＶＧＡとからそれぞれ供給されている。
第２バンド・分周器１１４の分周数も２に設定されているので、送信用電圧制御発振器１１６の出力の３７００〜３８２０ＭＨｚの周波数の送信用ローカル信号Ｔｘ＿ＬＯに応答して第２バンド・分周器１１４の出力からは１／２の周波数の１８５０〜１９１０ＭＨｚの分周出力信号が生成される。第２バンド・分周器１１４から位相０°と位相９０°の２つの分周出力信号が生成され、この位相差９０°の２つの分周出力信号は第２バンド・送信ミキサー８４の一対のギルバートセルの一方の入力端子に供給されている。第２バンド・送信ミキサー８４の一対のギルバートセルの他方の入力端子には、送信ベースバンド信号成分が供給されている。従って、１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚの周波数の第２バンド・送信ミキサー８４からの分周出力信号と、送信ベースバンド信号成分とが、第２バンド・送信ミキサー８４の一対のギルバートセルでミキシングされる。その結果、第２バンド・送信ミキサー８４の一対のギルバートセルの出力ベクトル合成から、１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚのアップリンク周波数の米国向けのバンド２の第２バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号Ｔｘ＿Ｂａｎｄ２がダイレクトアップコンバージョンによって生成される。この第２バンド・ＷＣＤＭＡ・ＲＦ送信信号Ｔｘ＿Ｂａｎｄ２は、第２バンド・ドライバ・増幅器９０で増幅された後、外部のＲＦパワーアンプと携帯電話端末のアンテナとを介して基地局へ送信される。尚、送信ベースバンド信号成分のＩ成分とＱ成分とは、Ｉ成分可変利得増幅器Ｉ＿ＶＧＡとＱ成分可変利得増幅器Ｑ＿ＶＧＡとからそれぞれ供給されている。
《トランスミッターの規則的なレイアウト》
図２に示した本発明の１つの実施の形態によるマルチバンドＷＣＤＭＡ無線周波数集積回路のトランスミッターは、以下の理由により集積回路チップの規則的なレイアウトが可能となる。
すなわち、中央の分周数が４に設定された第５バンド・分周器１１２と第６バンド・分周器１１３とは、Ｄ型フリップフロップの４段のカスケード接続によりそれぞれ構成されることができる。それに対して、端部の分周数が２に設定された第１バンド・分周器１１１と第２バンド・分周器１１４とは、Ｄ型フリップフロップの２段のカスケード接続とバッファ電圧増幅器ＢＵＦとによりそれぞれ構成されることができる。従って、中央の第５バンド・分周器１１２と第６バンド・分周器１１３の各長方形の面積と端部の第１バンド・分周器１１１と第２バンド・分周器１１４の各長方形の面積とが略等しくなり、集積回路チップの規則的なレイアウトが可能となる。
また、第５バンドのためのドライバアンプ(Ｄｒｖ)８９と送信ミキサー(ＭＩＸ)８２の面積と、第６バンドのためのＤｒｖ９１とＭＩＸ８３の面積と、第１バンドのためのＤｒｖ９２とＭＩＸ８１の面積と、第２バンドのためのＤｒｖ９０とＭＩＸ８４の面積とが略等しくなり、集積回路チップの規則的なレイアウトが可能となる。
《ＧＳＭ系通信方式のマルチバンド対応》
図７は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＷＣＤＭＡ系通信方式でのマルチバンドだけではなくＧＳＭ系通信方式でのマルチバンドにも対応する通信用ＲＦ集積回路(ＲＦＩＣ)を示すブロック図である。この通信用ＲＦＩＣは、上記のようにＷＣＤＭＡ方式のバンド１、バンド２、バンド５、バンド６の送受信を行うとともに、ＧＳＭ系通信方式のＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の方式の送受信を行うことが可能である。
ＧＳＭ８５０の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が８２４〜８４９ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は８６９〜８９４ＭＨｚとなっている。ＧＳＭ９００の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が８８０〜９１５ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は９２５〜９６０ＭＨｚとなっている。ＤＣＳ１８００の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１７１０〜１７８５ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は１８０５〜１８８０ＭＨｚとなっている。ＰＣＳ１９００の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１８５０〜１９１０ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は１９３０〜１９９０ＭＨｚとなっている。このように、いずれの周波数帯域(バンド)においても、受信帯域周波数ＲＸが送信帯域周波数ＴＸよりも高いＦＤＤ方式が採用されている。尚、ＦＤＤは、Frequency Division Duplexの略である。
図７に示したＲＦ集積回路(ＲＦＩＣ)の上部の回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡはＷＣＤＭＡ方式のバンド１、バンド２、バンド５、バンド６の受信のための回路である。図７に示したＲＦ集積回路(ＲＦＩＣ)の下部の回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡはＷＣＤＭＡ方式のバンド１、バンド２、バンド５、バンド６の送信のための回路である。
図７に示したＲＦ集積回路(ＲＦＩＣ)の中央上部の回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭは、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の受信のための回路である。図７に示したＲＦ集積回路(ＲＦＩＣ)の中央下部の回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭは、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の送信のための回路である。
図７に示したＲＦ集積回路(ＲＦＩＣ)の中央の回路Ｆｒｃｔ＿Ｓｙｎｔｈは、ＲＦ集積回路(ＲＦＩＣ)の送受信ローカル信号を形成するフラクショナルシンセサイザである。このフラクショナルシンセサイザＦｒｃｔ＿Ｓｙｎｔｈは、受信用電圧制御発振器４Ｒｘ−ＶＣＯと、システム基準電圧制御発振器(ＤＣＸ−ＣＶＯ)を内蔵したフェーズロックループ(ＰＬＬ)５と、複数の分周器と、複数のスイッチとを含んでいる。
いずれの通信方式の受信モードにおいても、ＷＣＤＭＡ方式受信回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡの出力または他方式受信回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭの出力に、Ｉ、Ｑアナログベースバンド受信信号が形成される。この信号はローパスフィルタ８７Ｉ、８７Ｑを介してＡ／Ｄ変換器８９Ｉ、８９Ｑに供給されることよりＩ、Ｑディジタルベースバンド受信信号に変換され、受信系ディジタルインターフェース１４を介してベースバンド信号処理ＬＳＩ(図示せず)に供給される。
逆にベースバンド信号処理ＬＳＩからのディジタルベースバンド送信信号ＴｘＤＢＩ、ＴｘＤＢＱはＲＦ集積回路(ＲＦＩＣ)の送信系ディジタルインターフェース３７により受信される。送信系ディジタルインターフェース３７の２つの出力端子の送信ディジタルベースバンド信号は、送信用Ｄ／Ａ変換器９、１０により送信アナログベースバンド信号に変換される。
ＷＣＤＭＡ方式の送信では、送信用Ｄ／Ａ変換器９、１０の出力の送信アナログベースバンド信号はＷＣＤＭＡ方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡの送信用ローパスフィルタ６、７を介して一対の送信ミキサ１、２の一方の入力端子に供給される。
ＧＳＭ方式の送信では、送信用Ｄ／Ａ変換器９、１０の出力のアナログベースバンド信号は他方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭの一対の送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑの一方の入力端子に供給される。フラクショナルシンセサイザＦｒｃｔ＿ＳｙｎｔｈのＰＬＬ回路５により制御された電圧制御発振器４Ｒｘ−ＶＣＯの発振信号は、中間周波数分周器ＤＩＶ２(１／ＮＩＦ)を介して９０°位相シフタ３Ｔｘ＿ＧＳＭに供給される。９０°位相シフタ３Ｔｘ＿ＧＳＭは、分周器ＤＩＶ２(１／ＮＩＦ)の出力の中間周波数信号に応答して一対の送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑに供給される一対の送信用中間周波数ローカル信号を生成するものである。それにより、一対の送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑと加算器とからなる送信用変調器で、正確なクォドラチャー変調が可能となる。
送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬは、ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号Ｔｘ_ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ送信信号Ｔｘ_ＧＳＭ９００との送信動作に対応する必要が有る。
そのため、受信用電圧制御発振器４Ｒｘ−ＶＣＯの発振周波数は分周数２に設定された２個の分周器ＤＩＶ１(１／２)、ＤＩＶ４(１／２)を介して位相制御帰還用周波数ダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの一方の入力端子に供給される。また、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑのための９０°位相シフタ３Ｔｘ＿ＧＳＭに接続された中間周波数分周器ＤＩＶ２(１／ＮＩＦ)の分周数ＮＩＦは、３５に設定されている。一方、ＧＳＭ送信用電圧制御発振器Ｔｘ−ＶＣＯ＿ＧＳＭの発振出力信号が、分周数２に設定された２個の分周器ＤＩＶ５、分周器ＤＩＶ３を介して、位相制御帰還用周波数ダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの他方の入力端子に供給されている。
その結果、ダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭでは、一方の入力信号と他方の入力信号とのミキシングが行われる。従って、ダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの出力から、２つの入力信号の差の周波数の帰還信号が形成されて、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬの位相比較器ＰＣの他方の入力端子に供給される。また、位相比較器ＰＣの一方の入力端子には、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの出力に接続された加算器の出力のベクトル合成された中間周波送信信号ｆＩＦが基準信号として供給されている。中間周波数分周器ＤＩＶ２(１／ＮＩＦ)の分周数ＮＩＦである３５と９０°位相シフタ３Ｔｘ＿ＧＳＭでの分周数１．５とで、合計分周数は５２．５となっている。従って、中間周波送信信号ｆＩＦの周波数は、受信用電圧制御発振器４Ｒｘ−ＶＣＯの周波数の１／５２．５となる。
また、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬの負帰還制御によって、位相比較器ＰＣの一方の入力端子の基準信号と他方の入力端子のダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭから帰還信号とは一致するようになる。結果としては、０．８ＧＨｚのＲＦ送信信号のＧＳＭ８５０と０．９ＧＨｚのＲＦ送信信号のＧＳＭ９００との送信動作に、受信用電圧制御発振器４Ｒｘ−ＶＣＯとＧＳＭ送信用電圧制御発振器Ｔｘ−ＶＣＯ＿ＧＳＭとは送信周波数の略４倍の略３．６ＧＨｚから略３．９ＧＨｚまでの周波数で発振すれば良くなる。
また送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬは、ＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号Ｔｘ_ＤＣＳ１８００とＰＳＣ１９００のＲＦ送信信号Ｔｘ_ＰＳＣ１９００との送信動作に対応する必要が有る。
そのため、受信用電圧制御発振器４Ｒｘ−ＶＣＯの発振周波数は、分周数２に設定された分周器ＤＩＶ１(１／２)を介して位相制御帰還用周波数ダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの一方の入力端子に供給される。また、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑのための９０°位相シフタ３Ｔｘ＿ＧＳＭに接続された中間周波数分周器ＤＩＶ２(１／ＮＩＦ)の分周数ＮＩＦは、３５に設定されている。一方、ＧＳＭ送信用電圧制御発振器Ｔｘ−ＶＣＯ＿ＧＳＭの発振出力信号が、分周数２に設定された１個の分周器ＤＩＶ５を介して、位相制御帰還用周波数ダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの他方の入力端子に供給されている。
その結果、ダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭでは、一方の入力信号と他方の入力信号とのミキシングが行われる。従って、ダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの出力から、２つの入力信号の差の周波数の帰還信号が形成されて、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬの位相比較器ＰＣの他方の入力端子に供給される。また、位相比較器ＰＣの一方の入力端子には、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの出力に接続された加算器の出力のベクトル合成された中間周波送信信号ｆＩＦが基準信号として供給されている。中間周波数分周器ＤＩＶ２(１／ＮＩＦ)の分周数ＮＩＦである３５と９０°位相シフタ３Ｔｘ＿ＧＳＭでの分周数１．５とで、合計分周数は５２．５となっている。従って、中間周波送信信号ｆＩＦの周波数は、受信用電圧制御発振器４Ｒｘ−ＶＣＯの周波数の１／５２．５となる。
また、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬの負帰還制御によって、位相比較器ＰＣの一方の入力端子の基準信号と他方の入力端子のダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭから帰還信号とは一致するようになる。結果としては、１．７ＧＨｚのＲＦ送信信号のＤＣＳ１８００と１．９ＧＨｚのＲＦ送信信号のＰＣＳ１９００との送信動作に、受信用電圧制御発振器４Ｒｘ−ＶＣＯとＧＳＭ送信用電圧制御発振器Ｔｘ−ＶＣＯ＿ＧＳＭとは送信周波数の略２倍の略３．６ＧＨｚから略３．９ＧＨｚまでの周波数で発振すれば良くなる。
《マルチバンド対応のレシーバーおよびトランスミッター》
図８は、本発明の更に他の１つの実施の形態による図７に示した通信用ＲＦ集積回路(ＲＦＩＣ)のレシーバーの構成を更に詳細に示すと伴にトランスミッターのその他の構成を更に詳細に示すブロック図である。
図８のＲＦＩＣのレシーバーでは、ダウンリンク受信周波数が略０．８〜０．９ＧＨｚのＷＣＤＭＡ方式のバンド５、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＷＣＤＭＡ方式のバンド６の受信のために、分周数が４の受信用分周器が接続された一対のギルバートセルを含む０．８〜０．９ＧＨｚバンド受信ミキサーが使用されている。
また、このレシーバーは、ダウンリンク受信周波数が略１．９〜２ＧＨｚのＷＣＤＭＡ方式のバンド１、ＰＣＳ１９００の受信のために、分周数が２の受信用分周器が接続された一対のギルバートセルを含む１．９〜２ＧＨｚバンド受信ミキサーが使用されている。
更に、このレシーバーは、ダウンリンク受信周波数が略１．７〜１．９ＧＨｚのＷＣＤＭＡ方式のバンド２、ＤＣＳ１８００の受信のために、分周数が２の受信用分周器が接続された一対のギルバートセルを含む１．７〜１．９ＧＨｚバンド受信ミキサーが使用されている。
フラクショナルＰＬＬ周波数シンセサイザ１５に内蔵された受信用電圧制御発振器１６の出力には、共通の受信用ローカル信号線が接続されている。この共通の受信用ローカル信号線の略中央部分に、分周数が４に設定された受信用分周器を含む０．８〜０．９ＧＨｚバンド受信ミキサーが接続されている。共通の受信用ローカル信号線の一端に分周数が２に設定された受信用分周器を含む１．９〜２ＧＨｚバンド受信ミキサーが接続されている一方、共通の受信用ローカル信号線の他端に分周数が２に設定された受信用分周器を含む１．７〜１．９ＧＨｚバンド受信ミキサーが接続されている。
従って、受信用電圧制御発振器１６の出力端子と０．８〜０．９ＧＨｚバンド受信ミキサーの入力端子との間の配線距離は短くされ、受信用電圧制御発振器１６の出力端子と１．９〜２ＧＨｚバンド受信ミキサーと１．７〜１．９ＧＨｚバンド受信ミキサーの入力端子との間の配線距離は長くされている。
図８のＲＦＩＣのトランスミッターでは、アップリンク送信周波数が略０．８〜０．９ＧＨｚのＷＣＤＭＡ方式のバンド５、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＷＣＤＭＡ方式のバンド６の送信のために、分周数が４の受信用分周器が接続された一対のギルバートセルを含む０．８〜０．９ＧＨｚバンド送信ミキサーが使用されている。
また、このレシーバーは、アップリンク送信周波数が略１．８５〜１．９８ＧＨｚのＷＣＤＭＡ方式のバンド１、ＰＣＳ１９００の送信のために、分周数が２の受信用分周器が接続された一対のギルバートセルを含む１．８５〜１．９８ＧＨｚバンド送信ミキサーが使用されている。
更に、このレシーバーは、アップリンク送信周波数が略１．７１〜１．９１ＧＨｚのＷＣＤＭＡ方式のバンド２、ＤＣＳ１８００の受信のために、分周数が２の送信用分周器が接続された一対のギルバートセルを含む１．７１〜１．９１ＧＨｚバンド送信ミキサーが使用されている。
フラクショナルＰＬＬ周波数シンセサイザ１１５に内蔵された送信用電圧制御発振器１１６の出力には、共通の送信用ローカル信号線が接続されている。この送信の受信用ローカル信号線の略中央部分に、分周数が４に設定された受信用分周器を含む０．８〜０．９ＧＨｚバンド送信ミキサーが接続されている。共通の送信用ローカル信号線の一端に分周数が２に設定された受信用分周器を含む１．８５〜１．９８ＧＨｚバンド送信ミキサーが接続されている一方、共通の受信用ローカル信号線の他端に分周数が２に設定された受信用分周器を含む１．７１〜１．９１ＧＨｚバンド送信ミキサーが接続されている。
従って、受信用電圧制御発振器１１６の出力端子と０．８〜０．９ＧＨｚバンド送信ミキサーの入力端子との間の配線距離は、短くされている。しかし、受信用電圧制御発振器１１６の出力端子と１．８５〜１．９８ＧＨｚバンド送信ミキサーと１．７１〜１．９１ＧＨｚバンド送信ミキサーの入力端子との間の配線距離は、長くされている。
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
例えば、本発明は携帯電話端末に搭載される無線周波数集積回路に限定されるものではなく、本発明は同様に無線ＬＡＮ等に使用される無線周波数集積回路でのマルチバンド無線通信のための複数のミキサーに適用することもできる。
図１は、本発明の１つの実施の形態によるマルチバンドＷＣＤＭＡ無線周波数集積回路のＲＦ受信信号を受信するレシーバーを説明する図である。 図２は、本発明の１つの実施の形態によるマルチバンドＷＣＤＭＡ無線周波数集積回路のＲＦ送信信号を生成するトランスミッターを説明する図である。 図３は、図１に示したレシーバーで分周数が２に設定された第１バンド・分周器と第２バンド・分周器との分周回路の構成を示す図である。 図４は、図１に示したレシーバーで分周数が４に設定された第５バンド・分周器と第６バンド・分周器との分周回路の構成を示す図である。 図５は、図１に示したレシーバーで第１バンド・分周器１１と第２バンド・分周器１４の入力に接続されたバッファ電圧増幅器ＢＵＦの回路構成を示す図である。 図６は、図３と図４とに示した分周回路を構成するＤ型フリップフロップの回路構成を示す図である。 図７は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＷＣＤＭＡ系通信方式でのマルチバンドだけではなくＧＳＭ系通信方式でのマルチバンドにも対応する通信用ＲＦ集積回路を示すブロック図である。 図８は、本発明の更に他の１つの実施の形態による図７に示した通信用ＲＦ集積回路のレシーバーの構成を更に詳細に示すと伴にトランスミッターのその他の構成を更に詳細に示すブロック図である。
符号の説明
Ｒｘ＿Ｂａｎｄ１…ＷＣＤＭＡのバンド１のＲＦ受信信号
Ｒｘ＿Ｂａｎｄ５…ＷＣＤＭＡのバンド５のＲＦ受信信号
Ｒｘ＿Ｂａｎｄ６…ＷＣＤＭＡのバンド６のＲＦ受信信号
Ｒｘ＿Ｂａｎｄ２…ＷＣＤＭＡのバンド２のＲＦ受信信号
２９、３０、３１、３２…ローノイズアンプ
２５、２６、２７、２８…受信ミキサー
１１、１２、１３、１４…分周器
１５…周波数シンセサイザ
１６…電圧制御発振器
ＢＵＦ…バッファ電圧増幅器
Ｔｘ＿Ｂａｎｄ１…ＷＣＤＭＡのバンド１のＲＦ送信信号
Ｔｘ＿Ｂａｎｄ５…ＷＣＤＭＡのバンド５のＲＦ送信信号
Ｔｘ＿Ｂａｎｄ６…ＷＣＤＭＡのバンド６のＲＦ送信信号
Ｔｘ＿Ｂａｎｄ２…ＷＣＤＭＡのバンド２のＲＦ送信信号
９２、８９、９１、９０…ドライバアンプ
８１、８２、８３、８４…送信ミキサー
１１１、１１２、１１３、１１４…分周器
１１５…周波数シンセサイザ
１１６…電圧制御発振器
ＢＵＦ…バッファ電圧増幅器

Claims (14)

  1. 第１ミキサーと、第２ミキサーと、第３ミキサーと、電圧制御発振器と、第１分周器と、第２分周器と、第３分周器と、信号配線とを具備して、
    前記第１分周器と前記第３分周器の第１分周数は、前記第２分周器の第２分周数よりも小さな値に設定され、
    前記第１分周器の第１分周出力信号は前記第１ミキサーに供給され、前記第２分周器の第２分周出力信号は前記第２ミキサーに供給され、前記第３分周器の第３分周出力信号は前記第３ミキサーに供給され、
    前記信号配線の略中央に前記電圧制御発振器の出力端子と前記第２分周器の入力端子とが接続され、前記信号配線の一端と他端とには前記第１分周器の入力端子と前記第３分周器の入力端子とがそれぞれ接続され、
    前記第１分周器の前記入力端子と前記第１分周器の内部の分周回路との間に第１バッファ電圧増幅器が接続され、前記第３分周器の前記入力端子と前記第３分周器の内部の分周回路との間に第２バッファ電圧増幅器が接続されている半導体集積回路。
  2. 前記第１分周器と前記第３分周器の前記第１分周数は、前記第２分周器の前記第２分周数の略半分に設定され、
    前記第１分周器の前記第１分周出力信号と前記第３分周器の前記第３分周出力信号との第１周波数は、前記第２分周器の前記第２分周出力信号の第２周波数の略２倍に設定されている請求項１に記載の半導体集積回路。
  3. 前記第１分周器と前記第３分周器はそれぞれ第１の所定数の直列接続段数の第１のＤ型フリップフロップを含み、前記第２分周器は前記第１の所定数よりも大きな第２の所定数の直列接続段数の第２のＤ型フリップフロップを含み、
    前記第１と前記第２のＤ型フリップフロップは、非反転クロックで駆動される第１トランジスタのエミッタまたはソースと反転クロックで駆動される第２トランジスタのエミッタまたはソースとが接地電圧に直接接続された擬似差動Ｄ型フリップフロップによりそれぞれ構成されている請求項２に記載の半導体集積回路。
  4. 前記第１分周器の前記第１分周出力信号と前記第３分周器の前記第３分周出力信号との前記周波数は略１．８ＧＨｚ〜２．１ＧＨｚに設定され、前記第２分周器の前記第２分周出力信号の前記周波数は略０．８ＧＨｚ〜０．９ＧＨｚに設定されている請求項３に記載の半導体集積回路。
  5. 第１受信増幅器と、第２受信増幅器と、第３受信増幅器と、第１受信ミキサーと、第２受信ミキサーと、第３受信ミキサーと、電圧制御発振器と、第１分周器と、第２分周器と、第３分周器と、信号配線とを具備して、
    前記第１分周器と前記第３分周器の第１分周数は、前記第２分周器の第２分周数よりも小さな値に設定され、
    前記第１受信増幅器の第１受信増幅出力信号は前記第１受信ミキサーの一方の入力端子に供給され、前記第２受信増幅器の第２受信増幅出力信号は前記第２受信ミキサーの一方の入力端子に供給され、前記第３受信増幅器の第３受信増幅出力信号は前記第３受信ミキサーの一方の入力端子に供給され、
    前記第１分周器の第１分周出力信号は前記第１受信ミキサーの他方の入力端子に供給され、前記第２分周器の第２分周出力信号は前記第２受信ミキサーの他方の入力端子に供給され、前記第３分周器の第３分周出力信号は前記第３受信ミキサーの他方の入力端子に供給され、
    前記信号配線の略中央に前記電圧制御発振器の出力端子と前記第２分周器の入力端子とが接続され、前記信号配線の一端と他端とには前記第１分周器の入力端子と前記第３分周器の入力端子とがそれぞれ接続され、
    前記第１分周器の前記入力端子と前記第１分周器の内部の分周回路との間に第１バッファ電圧増幅器が接続され、前記第３分周器の前記入力端子と前記第３分周器の内部の分周回路との間に第２バッファ電圧増幅器が接続されている半導体集積回路。
  6. 前記第１分周器と前記第３分周器の前記第１分周数は、前記第２分周器の前記第２分周数の略半分に設定され、
    前記第１分周器の前記第１分周出力信号と前記第３分周器の前記第３分周出力信号との第１周波数は、前記第２分周器の前記第２分周出力信号の第２周波数の略２倍に設定され、
    前記第１受信増幅器の入力端子と前記第３受信増幅器の入力端子とには前記第１周波数に設定された第１受信増幅入力信号と第３受信増幅入力信号とがそれぞれ供給され、前記第２受信増幅器の入力端子には前記第２周波数に設定された第２受信増幅入力信号が供給され、
    前記第１受信ミキサーの出力端子からは第１受信ダウンコンバージョン信号が生成され、前記第２受信ミキサーの出力端子からは第２受信ダウンコンバージョン信号が生成され、前記第３受信ミキサーの出力端子からは第３受信ダウンコンバージョン信号が生成される請求項５に記載の半導体集積回路。
  7. 前記第１分周器と前記第３分周器はそれぞれ第１の所定数の直列接続段数の第１のＤ型フリップフロップを含み、前記第２分周器は前記第１の所定数よりも大きな第２の所定数の直列接続段数の第２のＤ型フリップフロップを含み、
    前記第１と前記第２のＤ型フリップフロップは、非反転クロックで駆動される第１トランジスタのエミッタまたはソースと反転クロックで駆動される第２トランジスタのエミッタまたはソースとが接地電圧に直接接続された擬似差動Ｄ型フリップフロップによりそれぞれ構成されている請求項６に記載の半導体集積回路。
  8. 前記第１分周器の前記第１分周出力信号と前記第３分周器の前記第３分周出力信号との前記周波数は略１．８ＧＨｚ〜２．１ＧＨｚに設定され、前記第２分周器の前記第２分周出力信号の前記周波数は略０．８ＧＨｚ〜０．９ＧＨｚに設定されている請求項７に記載の半導体集積回路。
  9. 前記第１受信増幅入力信号はＷＣＤＭＡのバンド１とＰＣＳ１９００との少なくとも何れかの受信信号であり、前記第３受信増幅入力信号はＷＣＤＭＡのバンド２とＤＣＳ１８００との少なくとも何れかの受信信号であり、前記第２受信増幅入力信号はＷＣＤＭＡのバンド５とＷＣＤＭＡのバンド６とＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００の少なくとも何れかの受信信号である請求項８に記載の半導体集積回路。
  10. 第１送信増幅器と、第２送信増幅器と、第３送信増幅器と、第１送信ミキサーと、第２送信ミキサーと、第３送信ミキサーと、電圧制御発振器と、第１分周器と、第２分周器と、第３分周器と、信号配線とを具備して、
    前記第１分周器と前記第３分周器の第１分周数は、前記第２分周器の第２分周数よりも小さな値に設定され、
    前記第１送信増幅器の第１送信増幅入力信号は前記第１送信ミキサーの出力端子から供給され、前記第２送信増幅器の第２送信増幅入力信号は前記第２送信ミキサーの出力端子から供給され、前記第３送信増幅器の第３送信増幅入力信号は前記第３送信ミキサーの出力端子から供給され、
    前記第１分周器の第１分周出力信号は前記第１送信ミキサーの一方の入力端子に供給され、前記第２分周器の第２分周出力信号は前記第２送信ミキサーの一方の入力端子に供給され、前記第３分周器の第３分周出力信号は前記第３送信ミキサーの他方の入力端子に供給され、
    前記信号配線の略中央に前記電圧制御発振器の出力端子と前記第２分周器の入力端子とが接続され、前記信号配線の一端と他端とには前記第１分周器の入力端子と前記第３分周器の入力端子とがそれぞれ接続され、
    前記第１分周器の前記入力端子と前記第１分周器の内部の分周回路との間に第１バッファ電圧増幅器が接続され、前記第３分周器の前記入力端子と前記第３分周器の内部の分周回路との間に第２バッファ電圧増幅器が接続されている半導体集積回路。
  11. 前記第１分周器と前記第３分周器の前記第１分周数は、前記第２分周器の前記第２分周数の略半分に設定され、
    前記第１分周器の前記第１分周出力信号と前記第３分周器の前記第３分周出力信号との第１周波数は、前記第２分周器の前記第２分周出力信号の第２周波数の略２倍に設定され、
    前記第１送信増幅器の入力端子と前記第３送信増幅器の出力端子とには前記第１周波数に設定された第１送信増幅出力信号と第３送信増幅出力信号とがそれぞれ生成され、前記第２受信増幅器の入力端子には前記第２周波数に設定された第２送信増幅出力信号が生成され、
    前記第１送信ミキサーの出力端子からは第１送信アップコンバージョン信号が生成され、前記第２送信ミキサーの出力端子からは第２送信アップコンバージョン信号が生成され、前記第３送信ミキサーの出力端子からは第３送信アップコンバージョン信号が生成される請求項１０に記載の半導体集積回路。
  12. 前記第１分周器と前記第３分周器はそれぞれ第１の所定数の直列接続段数の第１のＤ型フリップフロップを含み、前記第２分周器は前記第１の所定数よりも大きな第２の所定数の直列接続段数の第２のＤ型フリップフロップを含み、
    前記第１と前記第２のＤ型フリップフロップは、非反転クロックで駆動される第１トランジスタのエミッタまたはソースと反転クロックで駆動される第２トランジスタのエミッタまたはソースとが接地電圧に直接接続された擬似差動Ｄ型フリップフロップによりそれぞれ構成されている請求項１１に記載の半導体集積回路。
  13. 前記第１分周器の前記第１分周出力信号と前記第３分周器の前記第３分周出力信号との前記周波数は略１．８ＧＨｚ〜２．１ＧＨｚに設定され、前記第２分周器の前記第２分周出力信号の前記周波数は略０．８ＧＨｚ〜０．９ＧＨｚに設定されている請求項１２に記載の半導体集積回路。
  14. 前記第１送信増幅出力信号はＷＣＤＭＡのバンド１とＰＣＳ１９００との少なくとも何れかの送信信号であり、前記第３送信増幅出力信号はＷＣＤＭＡのバンド２とＤＣＳ１８００との少なくとも何れかの送信信号であり、前記第２送信増幅出力信号はＷＣＤＭＡのバンド５とＷＣＤＭＡのバンド６とＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００の少なくとも何れかの送信信号である請求項１３に記載の半導体集積回路。
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