JP2010272913A - 送信機およびそれを使用される半導体集積回路 - Google Patents

Abstract

【課題】送信機の帯域外の不要輻射を軽減すること。
【解決手段】送信機は、送信用の発振器１１、分周器１０、変調器Ｔｘ−Ｍｉｘ、演算増幅器ＯＰＡを含むバンドギャップ基準電圧回路ＢＧＲ、第１と第２バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣ、２ｎｄ＿ＢＣ、コントローラ６１を具備する。第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣは、ＢＧＲの基準電圧Ｖ_REFにより安定化された第１バイアス電圧を生成する。第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣは第１と第２分圧素子を含み、第２バイアス電圧を生成する。発振器１１の差動信号は、容量Ｃｉｎ１、２を介し分周器１０の差動入力端子に供給される。第１と第２のバイアス電圧が、分周器１０の差動入力に供給される。第１動作モードでコントローラ６１は、第１バイアス回路と第２バイアス回路を活性状態と非活性状態に制御する。第２動作モードで第１と第２バイアス回路は逆の状態に制御される。
【選択図】図１

Description

本発明は、送信機(トランスミッタ)およびそれを使用される半導体集積回路に関し、特に、帯域外の不要輻射(Spurious Emission)のを軽減するのに有効な技術に関するものである。

世界中のどんな場所でも無線通信すると言う携帯電話端末等の通信端末機器の能力であるユビキタス・カバレージは、今日現実のものではなく、現在開発が進められている。

これらのモバイルシステムは、ＧＳＭ、ＧＰＲＳ、ＥＤＧＥ、ＷＣＤＭＡ、ＤＣＳ、ＰＣＳのセルラーを含んでいる。これらのシステムの特性は、一定包落線と包落線変化との信号、時分割とコード分割とのマルチプレックスの広範囲な組み合わせのマルチバンド、マルチモードへの要望が、大きくなっている。尚、ＧＳＭはGlobal System for Mobile Communicationの略であり、ＧＰＲＳはGeneral Packet Radio Serviceの略である。ＥＤＧＥは、Enhanced Data for GSM Evolution; Enhanced Data for GPRSの略である。ＷＣＤＭＡは、Wideband Code Division Multiple Accessの略である。ＤＣＳは、Digital Cellular Systemの略である。ＰＣＳは、Personal Communication Systemの略である。

下記非特許文献１には、世界規模の使用のための２１００、１９００、８５０／８００ＭＨｚのトライ・バンドの第３世代セルラートランシーバー用集積回路(ＩＣ)が記載されている。このＲＦトランシーバーは、トライ・バンド・ＷＣＤＭＡとクワッド・バンド・ＧＳＭ／ＥＤＧＥとのベースバンド信号処理ＩＣを集積化している。また、下記非特許文献１には、３ＧＰＰが提唱する下記６個の周波数帯が記載されている。尚、３ＧＰＰは、3-rd Generation Partnership Projectの略である。

バンド アップリンク ダウンリンク 単位 地域
Ｂａｎｄ１：１９２０〜１９８０ ２１１０〜２１７０ ＭＨｚ 欧州
Ｂａｎｄ２：１８５０〜１９１０ １９３０〜１９９０ ＭＨｚ 米国
Ｂａｎｄ３：１７１０〜１７８５ １８０５〜１８８０ ＭＨｚ 欧州
Ｂａｎｄ４：１７１０〜１７５５ ２１１０〜２１５５ ＭＨｚ 米国
Ｂａｎｄ５： ８２４〜 ８４９ ８６９〜 ８９４ ＭＨｚ 米国
Ｂａｎｄ６： ８３０〜 ８４０ ８７５〜 ８８５ ＭＨｚ 日本

下記非特許文献２には、アナログシステムに使用されるバンドギャップ基準電圧回路では、基準電圧回路に内蔵された演算増幅器の１／ｆ雑音が基準電圧回路に内蔵された２個の抵抗の比によって増幅されることが記載されている。このバンドギャップ基準電圧回路では、演算増幅器の反転入力端子と接地電位との間にはトランジスタサイズ１の第１のバイポーラトランジスタが接続される一方、演算増幅器の非反転入力端子と接地電位との間にはトランジスタサイズｎ(ｎ＞１)の第２のバイポーラトランジスタと第１の抵抗が直列に接続されている。演算増幅器の出力端子に第１と第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートが接続され、第１と第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソースには電源電圧が供給される。また、第１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのドレインは演算増幅器の反転入力端子と第１のバイポーラトランジスタのエミッタに接続され、第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのドレインは第２の抵抗を介して演算増幅器の反転入力端子と第１のバイポーラトランジスタのエミッタに接続される。第１の第２のバイポーラトランジスタのベースとコレクタとは接地電位に接続され、第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのドレインと第２の抵抗との接続点から、基準出力電圧が生成される。

一方、下記非特許文献３には、３ＧＰＰが提唱する無線送受信の規格が記載されている。この規格の６．６．３章には、送信機(トランスミッタ)の帯域外の不要輻射(Spurious Emission)の仕様が記載されている。

Ｄａｎｉｅｌ Ｌ． Ｋａｃｚｍａｎ ｅｔ ａｌ， "Ａ Ｓｉｎｇｌｅ−Ｃｈｉｐ Ｔｒｉ−Ｂａｎｄ（２１００，１９００，８５０／８００ＭＨｚ） ＷＣＤＭＡ／ＨＳＤＰＡ Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ"， ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ， ＶＯＬ．４１， ＮＯ．５， ＭＡＹ ２００６， ＰＰ．１１２２−１１３２． Ｙｕｅｍｉｎｇ Ｊｉａｎｇ ｅｔ ａｌ， "Ａ Ｌｏｗ Ｖｏｌｔａｇｅ １／ｆ Ｎｏｉｓｅ ＣＭＯＳ Ｂａｎｄｇａｐ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ"， ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｔｅｍｓ， ２００５ ２３〜２５ Ｍａｙ ２００５ ＰＰ．３８７７〜３８８０． ３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ； Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｇｒｏｕｐ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ； Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｅｍｅｎｔ （ＵＥ） ｒａｄｉｏ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ａｎｄ ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ （ＦＤＤ）（Ｒｅｌｅａｓｅ ８） ３ＧＰＰ ＴＳ ２５，１０１ Ｖ８．３．０（２００８−０５）ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｑｕｉｎｔｉｌｌｉｏｎ．ｃｏ．ｊｐ／３ＧＰＰ／Ｓｐｅｃｓ／２５１０１−８３０．ｐｄｆ＃ｓｅａｒｃｈ＝‘３ＧＰＰＴＳ２５，１０１’ [平成２１年０４月０６日検索]

本発明者等は本発明に先立って、ＷＣＤＭＡの通信機能をサポートする携帯端末機器に搭載される通信用半導体集積回路の送受信機(トランシーバー)の、特に、送受信機(トランシーバー)の送信機(トランスミッタ)の研究・開発に従事した。

特に、本発明に先立った本発明者等による送信機(トランスミッタ)の研究・開発では、上記非特許文献３に記載の規格の帯域外の不要輻射(Spurious Emission)の仕様を達成することが困難となった。

本発明に先立って本発明者等がその原因を検討したところ、送信機(トランスミッタ)の送信キャリア信号生成のための周波数シンセサイザに使用されるバンドギャップ基準電圧回路に内蔵の演算増幅器の１／ｆ雑音に起因することが明らかとされた。

送信機の送信キャリア信号生成のための周波数シンセサイザでは、送信用電圧制御発振器(Ｔｘ−ＶＣＯ)からの発振出力信号は分周器の入力端子に供給される。分周器の出力から生成される位相０°の第１の送信ＲＦキャリア信号と位相９０°の第２のＲＦ送信キャリア信号とは、直交変調器の第１の送信ミキサと第２の送信ミキサとにそれぞれ供給される。また同相成分(Ｉ)の送信ベースバンド信号(Ｔｘ＿Ｉ)と直交成分(Ｑ)の送信ベースバンド信号(Ｔｘ＿ＩＱ)が直交変調器の第１の送信ミキサと第２の送信ミキサとにそれぞれ供給され、第１の送信ミキサの出力と第２の送信ミキサの出力とに接続された加算器の出力端子からはベクトル合成されたＲＦ送信信号が生成される。また送信用電圧制御発振器(Ｔｘ−ＶＣＯ)からの発振差動出力信号は結合容量を介して分周器の差動入力端子に供給され、分周器の差動入力端子はバンドギャップ基準電圧回路によって生成される基準電流に基づきバイアス回路で生成されるバイアス電圧によってバイアスされる。

しかし、上述のようにバンドギャップ基準電圧回路に内蔵の演算増幅器の１／ｆ雑音は、バンドギャップ基準電圧回路の２個の内蔵抵抗の比によって増幅される。従って、バンドギャップ基準電圧回路から生成される雑音は、バイアス回路と分周器と直交変調器とを介して基地局に送信される携帯電話端末のＲＦ送信信号の帯域外の不要輻射(Spurious Emission)の原因となることが本発明者等の検討により明らかとされた。

本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等の検討の結果、なされたものである。

従って、本発明の目的とするところは、送信機の帯域外の不要輻射を軽減することにある。

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。

すなわち、本発明の代表的な送信用発振器(１１)と送信用周波数分周器(１０)と変調器(Ｔｘ−Ｍｉｘ)とを含む送信機である。

前記送信機は、演算増幅器(ＯＰＡ)を含む基準電圧回路(ＢＧＲ)と、第１バイアス回路(１ｓｔ＿ＢＣ)と、第２バイアス回路(２ｎｄ＿ＢＣ)とコントローラ(６１)とを更に具備する。

前記第１バイアス回路(１ｓｔ＿ＢＣ)は、前記基準電圧回路(ＢＧＲ)の基準電圧(Ｖ_REF)により安定化されたバイアス電流が流れて第１バイアス電圧を生成するバイアス抵抗(４１)を含む。

前記第２バイアス回路(２ｎｄ＿ＢＣ)は、前記電源電圧(Ｖｄｄ)と前記接地電位の間に第１と第２分圧素子(４８、４５；４９、４４)を含み、第２バイアス電圧を生成する。

前記送信用発振器(１１)の発振差動出力信号は、第１と第２結合容量(Ｃｉｎ１、Ｃｉｎ２)を介して前記送信用周波数分周器(１０)の差動入力端子((＋)、(−))に供給される。前記第１バイアス回路(１ｓｔ＿ＢＣ)の前記第１バイアス電圧と前記第２バイアス回路(２ｎｄ＿ＢＣ)の前記第２バイアス電圧とが、前記送信用周波数分周器(１０)の前記差動入力端子((＋)、(−))に供給される。前記送信用周波数分周器(１０)から、第１の送信ＲＦキャリア信号(０°＿ＬＯ)と第２のＲＦ送信キャリア信号(９０°＿ＬＯ)が生成される。

前記変調器(Ｔｘ−Ｍｉｘ)は第１送信ミキサ(１２＿Ｉ)と第２送信ミキサ(１２＿Ｑ)を含み、前記第１送信ミキサ(１２＿Ｉ)に前記第１の送信ＲＦキャリア信号(０°＿ＬＯ)が供給され、前記第２送信ミキサ(１２＿Ｑ)に前記第２のＲＦ送信キャリア信号(９０°＿ＬＯ)が供給され、前記変調器(Ｔｘ−Ｍｉｘ)からＲＦ送信信号が生成される。

前記コントローラ(６１)は第１動作モードにおいて、前記第１バイアス回路(１ｓｔ＿ＢＣ)を活性状態に制御する一方、前記第２バイアス回路(２ｎｄ＿ＢＣ)を非活性状態に制御する。

前記コントローラ(６１)は前記第１動作モードと異なる第２動作モードにおいて、前記第１バイアス回路(１ｓｔ＿ＢＣ)を非活性状態に制御する一方、前記第２バイアス回路(２ｎｄ＿ＢＣ)を活性状態に制御する(図１、図２参照)。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。

すなわち、送信機の帯域外の不要輻射を軽減することができる。

図１は、送受信機に搭載される本発明の実施の形態１による通信用半導体集積回路の構成を示す図である。 図２は、図１に示した本発明の実施の形態１による通信用半導体集積回路を搭載した送受信機の構成を示す図である。 図３は、図１に示した本発明の実施の形態１による通信用半導体集積回路を搭載した図２に示した構成の送受信機の動作を示す図である。 図４は、第１動作モードと第２動作モードとの間の動作切り換えＲＦ送信周波数の測定を可能とする図１に示した本発明の実施の形態１による通信用半導体集積回路とその測定回路の構成を示す図である。 図５は、図４に示した通信用半導体集積回路ＲＦＩＣの測定回路を使用して、第１動作モードと第２動作モードとの間の動作切り換えＲＦ送信周波数の測定する測定方法を説明する図である。 図６は、図１と図４に示した通信用半導体集積回路ＲＦＩＣの送信機(トランスミッタ)の分周器(Ｄｉｖ)１０の構成を示す図である。 図７は、図６に示した分周回路１０に含まれるバッファ１００と２段のＤ型フリップフロップ１０１、１０２の構成を示す図である。 図８は、本発明の実施の形態２によるＷＣＤＭＡ系通信方式とＧＳＭ系通信方式とのマルチバンドに対応する通信用半導体集積回路を示すブロック図である。

１．実施の形態の概要
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。

〔１〕本発明の代表的な実施の形態は、送信用発振器(１１)と送信用周波数分周器(１０)と変調器(Ｔｘ−Ｍｉｘ)とを含む送信機である。

前記送信機は、演算増幅器(ＯＰＡ)を含む基準電圧回路(ＢＧＲ)と、第１バイアス回路(１ｓｔ＿ＢＣ)と、第２バイアス回路(２ｎｄ＿ＢＣ)とコントローラ(６１)とを更に具備する。

前記第１バイアス回路(１ｓｔ＿ＢＣ)は、前記基準電圧回路(ＢＧＲ)から生成される基準電圧(Ｖ_REF)により安定化されたバイアス電流により安定化された第１バイアス電圧を生成するバイアス抵抗(４１)を電源電圧(Ｖｄｄ)と接地電位との間の第１電流経路に含むものである。

前記第２バイアス回路(２ｎｄ＿ＢＣ)は、前記電源電圧(Ｖｄｄ)と前記接地電位との間の第２電流経路に少なくとも第１分圧素子(４８、４５)と第２分圧素子(４９、４４)の直列接続を含み、前記第１分圧素子と前記第２分圧素子の共通接続点から第２バイアス電圧を生成するものである。

前記送信用発振器(１１)から生成される発振差動出力信号は、第１と第２結合容量(Ｃｉｎ１、Ｃｉｎ２)を介して前記送信用周波数分周器(１０)の差動入力端子((＋)、(−))に供給される。

前記第１バイアス回路(１ｓｔ＿ＢＣ)から生成される前記第１バイアス電圧と前記第２バイアス回路(２ｎｄ＿ＢＣ)から生成される前記第２バイアス電圧とが、前記送信用周波数分周器(１０)の前記差動入力端子((＋)、(−))に供給可能とされている。

前記送信用周波数分周器(１０)の第１出力端子と第２出力端子から、第１の送信ＲＦキャリア信号(０°＿ＬＯ)との第２のＲＦ送信キャリア信号(９０°＿ＬＯ)とがそれぞれ生成される。

前記変調器(Ｔｘ−Ｍｉｘ)は第１送信ミキサ(１２＿Ｉ)と第２送信ミキサ(１２＿Ｑ)を含み、前記第１送信ミキサ(１２＿Ｉ)には第１の送信信号(Ｔｘ＿Ｉ)と前記送信用周波数分周器(１０)から生成される前記第１の送信ＲＦキャリア信号(０°＿ＬＯ)とが供給され、前記第２送信ミキサ(１２＿Ｑ)には第２の送信信号(Ｔｘ＿Ｑ)と前記送信用周波数分周器(１０)から生成される前記第２のＲＦ送信キャリア信号(９０°＿ＬＯ)とが供給され、前記変調器(Ｔｘ−Ｍｉｘ)の出力端子からＲＦ送信信号が生成される。

前記コントローラ(６１)は第１動作モードにおいて、前記第１バイアス回路(１ｓｔ＿ＢＣ)を活性状態に制御する一方、前記第２バイアス回路(２ｎｄ＿ＢＣ)を非活性状態に制御するものである。

前記コントローラ(６１)は前記第１動作モードと異なる第２動作モードにおいて、前記第１バイアス回路(１ｓｔ＿ＢＣ)を非活性状態に制御する一方、前記第２バイアス回路(２ｎｄ＿ＢＣ)を活性状態に制御するものである(図１、図２参照)。

前記実施の形態によれば、送信機が第２動作モードに設定されることによって送信機の帯域外の不要輻射を軽減することができる。

好適な実施の形態は、不揮発性メモリ(６２)を更に具備する。

前記送信機が、前記送信機に関係する試験工程で、前記第１動作モードに設定されることが可能とされている(図５ステップＳ１)。

前記試験工程では、前記第１動作モードに設定された前記送信機の前記ＲＦ送信信号の送信周波数帯域外の雑音が測定され、該測定雑音のレベルが規格の許容レベルを超過する前記ＲＦ送信信号のＲＦ送信周波数の情報が前記不揮発性メモリ(６２)に格納可能とされている(図５ステップＳ７)。

他の好適な実施の形態は、前記基準電圧回路(ＢＧＲ)は、前記演算増幅器(ＯＰＡ)以外にも２個のバイポーラトランジスタ(Ｑｐ１、Ｑｐ２)と２個の抵抗(Ｒ１、Ｒ２)とを更に含むバンドギャップ基準電圧回路である(図１参照)。

〔２〕本発明の別の観点の代表的な実施の形態は、送信用発振器(１１)と送信用周波数分周器(１０)と変調器(Ｔｘ−Ｍｉｘ)とを含む送信機に使用される半導体集積回路である。

前記半導体集積回路は、演算増幅器(ＯＰＡ)を含む基準電圧回路(ＢＧＲ)と、第１バイアス回路(１ｓｔ＿ＢＣ)と、第２バイアス回路(２ｎｄ＿ＢＣ)とコントローラ(６１)とを更に具備する。

前記第１バイアス回路(１ｓｔ＿ＢＣ)は、前記基準電圧回路(ＢＧＲ)から生成される基準電圧(Ｖ_REF)により安定化されたバイアス電流により安定化された第１バイアス電圧を生成するバイアス抵抗(４１)を電源電圧(Ｖｄｄ)と接地電位との間の第１電流経路に含むものである。

前記第２バイアス回路(２ｎｄ＿ＢＣ)は、前記電源電圧(Ｖｄｄ)と前記接地電位との間の第２電流経路に少なくとも第１分圧素子(４８、４５)と第２分圧素子(４９、４４)の直列接続を含み、前記第１分圧素子と前記第２分圧素子の共通接続点から第２バイアス電圧を生成するものである。

前記送信用発振器(１１)から生成される発振差動出力信号は、第１と第２結合容量(Ｃｉｎ１、Ｃｉｎ２)を介して前記送信用周波数分周器(１０)の差動入力端子((＋)、(−))に供給される。

前記第１バイアス回路(１ｓｔ＿ＢＣ)から生成される前記第１バイアス電圧と前記第２バイアス回路(２ｎｄ＿ＢＣ)から生成される前記第２バイアス電圧とが、前記送信用周波数分周器(１０)の前記差動入力端子((＋)、(−))に供給可能とされている。

前記送信用周波数分周器(１０)の第１出力端子と第２出力端子から、第１の送信ＲＦキャリア信号(０°＿ＬＯ)と第２のＲＦ送信キャリア信号(９０°＿ＬＯ)とがそれぞれ生成される。

前記変調器(Ｔｘ−Ｍｉｘ)は第１送信ミキサ(１２＿Ｉ)と第２送信ミキサ(１２＿Ｑ)を含み、前記第１送信ミキサ(１２＿Ｉ)には第１の送信信号(Ｔｘ＿Ｉ)と前記送信用周波数分周器(１０)から生成される前記第１の送信ＲＦキャリア信号(０°＿ＬＯ)とが供給され、前記第２送信ミキサ(１２＿Ｑ)には第２の送信信号(Ｔｘ＿Ｑ)と前記送信用周波数分周器(１０)から生成される前記第２のＲＦ送信キャリア信号(９０°＿ＬＯ)とが供給され、前記変調器(Ｔｘ−Ｍｉｘ)の出力端子からＲＦ送信信号が生成される。

前記コントローラ(６１)は第１動作モードにおいて、前記第１バイアス回路(１ｓｔ＿ＢＣ)を活性状態に制御する一方、前記第２バイアス回路(２ｎｄ＿ＢＣ)を非活性状態に制御するものである。

前記コントローラ(６１)は前記第１動作モードと異なる第２動作モードにおいて、前記第１バイアス回路(１ｓｔ＿ＢＣ)を非活性状態に制御する一方、前記第２バイアス回路(２ｎｄ＿ＢＣ)を活性状態に制御するものである(図１、図２参照)。

前記実施の形態によれば、送信機に搭載される上記の半導体集積回路が第２動作モードに設定されることによって帯域外の不要輻射を軽減することができる。

好適な実施の形態による半導体集積回路は、不揮発性メモリ(６２)を更に具備する。

前記半導体集積回路が、前記半導体集積回路に関係する試験工程で、前記第１動作モードに設定されることが可能とされている(図５ステップＳ１)。

前記試験工程では、前記第１動作モードに設定された前記半導体集積回路の前記ＲＦ送信信号の送信周波数帯域外の雑音が測定され、該測定雑音のレベルが規格の許容レベルを超過する前記ＲＦ送信信号のＲＦ送信周波数の情報が前記不揮発性メモリ(６２)に格納可能とされている(図５ステップＳ７)。

他の好適な実施の形態は、前記基準電圧回路(ＢＧＲ)は、前記演算増幅器(ＯＰＡ)以外にも２個のバイポーラトランジスタ(Ｑｐ１、Ｑｐ２)と２個の抵抗(Ｒ１、Ｒ２)とを更に含むバンドギャップ基準電圧回路である(図１参照)。

２．実施の形態の詳細
次に、実施の形態について更に詳述する。尚、発明を実施するための最良の形態を説明するための全図において、前記の図と同一の機能を有する部品には同一の符号を付して、その繰り返しの説明は省略する。

［実施の形態１］
《送受信機に搭載される通信用半導体集積回路》
図１は、送受信機に搭載される本発明の実施の形態１による通信用半導体集積回路の構成を示す図である。

図１に示した本発明の実施の形態１による通信用半導体集積回路ＲＦＩＣは、送信用電圧制御発振器(Ｔｘ−ＶＣＯ)１１と分周器(Ｄｉｖ)１０とを含み、この送信用電圧制御発振器(Ｔｘ−ＶＣＯ)１１と分周器(Ｄｉｖ)１０とは送信機(トランスミッタ)の送信キャリア信号生成のための周波数シンセサイザに含まれている。

送信用電圧制御発振器(Ｔｘ−ＶＣＯ)１１からの発振差動出力信号は、結合容量Ｃｉｎ１、Ｃｉｎ２を介して分周器(Ｄｉｖ)１０の差動入力端子(＋)、(−)に供給される。分周器(Ｄｉｖ)１０の出力端子から、位相０°の第１の送信ＲＦキャリア信号０°＿ＬＯと位相９０°の第２のＲＦ送信キャリア信号９０°＿ＬＯとが生成される。

また、通信用半導体集積回路ＲＦＩＣは、バンドギャップ基準電圧回路ＢＧＲと、電圧・電流変換器Ｖ・Ｉ−Ｃと、第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣと、第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣとを含んでいる。

《バンドギャップ基準電圧回路》
バンドギャップ基準電圧回路ＢＧＲでは、演算増幅器ＯＰＡの反転入力端子(−)と接地電位の間にはトランジスタサイズ１の第１のＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱｂ１が接続される一方、演算増幅器ＯＰＡの非反転入力端子(＋)と接地電位との間にはトランジスタサイズｎ(ｎ＞１)の第２のＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱｂ２と第１の抵抗Ｒ１が直列に接続されている。演算増幅器ＯＰＡの出力端子に第１と第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１、Ｑｐ２のゲートが接続され、第１と第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１、Ｑｐ２のソースには電源電圧Ｖｃｃが供給される。また、第１のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１のドレインは演算増幅器ＯＰＡの反転入力端子(−)と第１のバイポーラトランジスタＱｂ１のエミッタに接続され、第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ２のドレインは第２の抵抗Ｒ２を介して演算増幅器ＯＰＡの反転入力端子(−)と第１のバイポーラトランジスタＱｂ２のエミッタに接続される。第１と第２のバイポーラトランジスタＱｂ１、Ｑｂ２のベースとコレクタとは接地電位に接続され、第２のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ２のドレインと第２の抵抗Ｒ２との接続点から、基準出力電圧Ｖ_REFが生成される。尚、第１と第２のバイポーラトランジスタＱｂ１、Ｑｂ２の各トランジスタは、コレクタがＰ型シリコン基板、ベースがＮ型ウェル領域、エミッタがＰ型不純物領域でそれぞれ形成されたサブストレートバーチカル型ＰＮＰトランジスタである。

第１のバイポーラトランジスタＱｂ１のベース・エミッタ電圧をＶ_BE1として、第２のバイポーラトランジスタＱｂ２のベース・エミッタ電圧をＶ_BE2とすると、基準出力電圧Ｖ_REFは次式で与えられる。

Ｖ_REF＝Ｖ_BE1＋(Ｖ_BE1−Ｖ_BE2) ・Ｒ２／Ｒ１
＝Ｖ_BE1＋ΔＶ_BE・Ｒ２／Ｒ１ …(１)式
一方、トランジスタサイズｎ(ｎ＞１)によって、上記(１)式の第２項のΔＶ_BEは次式で与えられる。

ΔＶ_BE＝(ＫＴ／ｑ)・ｌｎ(ｎ) …(２)式
尚、上記(２)式で、Ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子電荷、ｌｎ(ｎ)はトランジスタサイズｎの自然対数関数である。

上記(１)式の第１項は負の温度依存性(略−２ｍＶ／℃)は、上記(１)式の第２項の正の温度依存性によってキャンセルされることが可能であって、バンドギャップ基準電圧回路ＢＧＲの基準出力電圧Ｖ_REFは温度に実質的に依存しない略１．２５ボルトのシリコンのバンドギャップ電圧に対応するものとなる。

《電圧・電流変換器》
電圧・電流変換器Ｖ・Ｉ−Ｃは、直列接続された２個のダイオード接続トランジスタ３４、３５とエミッタフォロワのトランジスタ３６と電流・電流変換器Ｉ・Ｉ−Ｃとしてのカレントミラーの入力回路としてのダイオード接続トランジスタ３８と抵抗３７とを含んでいる。従って、２個のダイオード接続トランジスタ３４、３５の２個分のベース・エミッタ電圧２×Ｖ_BEとエミッタフォロワのトランジスタ３６とダイオード接続トランジスタ３８の２個分のベース・エミッタ電圧２×Ｖ_BEとは、温度依存性および集積回路ＲＦＩＣの製造ばらつきが相殺されることができる。

従って、電圧・電流変換器Ｖ・Ｉ−Ｃでは、バンドギャップ基準電圧回路ＢＧＲの基準出力電圧Ｖ_REFが抵抗３７の両端間に印加されるので、電流・電流変換器Ｉ・Ｉ−Ｃとしてのカレントミラーの入力回路に流入する電流値が基準出力電圧Ｖ_REFの電圧値と抵抗３７の抵抗値とによって設定される。また更に、電圧・電流変換器Ｖ・Ｉ−Ｃと第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣとのＮＰＮ型バイポーラトランジスタ３４、３５、３６、３８、３９は、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタによって置換されることができる。この場合でも、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのゲート・ソースしきい値電圧Ｖ_THの温度依存性および集積回路ＲＦＩＣの製造ばらつきが相殺されることができる。

《第１バイアス回路》
第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣは、電流・電流変換器Ｉ・Ｉ−Ｃとしてのカレントミラーの出力回路としてのトランジスタ３９と抵抗４０と第２ＮチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３２を含み、更に、抵抗４１と第１ＰチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３１とを含んでいる。また、第１ＰチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３１のゲートと第２ＮチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３２のゲートに、コントローラ(Ｃｎｔ)６１からの第１制御信号Ｃｎｔ３１と第２制御信号Ｃｎｔ３２とがそれぞれ供給される。尚、抵抗４１とトランジスタ３９のコレクタの共通接続点に発生する第１バイアス電圧は、抵抗４２、４３を介して分周器(Ｄｉｖ)１０の非反転入力端子(＋)と反転入力端子(−)とに供給される。

従って、第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣから発生する第１バイアス電圧は、電源電圧Ｖｄｄとバンドギャップ基準電圧回路ＢＧＲの基準出力電圧Ｖ_REFに依存した電流・電流変換器Ｉ・Ｉ−Ｃのカレントミラーの出力回路に流入する電流値と抵抗４１とに依存する。

《第２バイアス回路》
第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣは、第３ＰチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３３と抵抗４８とダイオード接続トランジスタ４５、４４と抵抗４９と第４ＮチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３４とを含んでいる。また、第３ＰチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３３のゲートと第４ＮチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３４のゲートに、コントローラ(Ｃｎｔ)６１からの第３制御信号Ｃｎｔ３３と第４制御信号Ｃｎｔ３４とがそれぞれ供給されている。尚、ダイオード接続トランジスタ４５、４４の共通接続点に発生する第２バイアス電圧は、分圧抵抗４６、４７を介して分周器(Ｄｉｖ)１０の非反転入力端子(＋)と反転入力端子(−)とに供給される。尚、ダイオード接続の分圧トランジスタ４５、４４のベース・エミッタ電圧Ｖ_BEは抵抗４６、４７の両端間に印加される電圧を低減するので、分圧抵抗４６、４７とトランジスタスイッチ３３、３４に流れるバイアス電流を低減して消費電力が低減されるものである。

《コントローラによる動作切り換え》
コントローラ(Ｃｎｔ)６１の入力に供給される制御データＣｎｔ＿Ｄａｔａに応答して、コントローラ６１から生成される第１制御信号Ｃｎｔ３１、第２制御信号Ｃｎｔ３２、第３制御信号Ｃｎｔ３３、第４制御信号Ｃｎｔ３４のレベルが変化する。

図１に示した通信用半導体集積回路ＲＦＩＣで、送信用電圧制御発振器(Ｔｘ−ＶＣＯ)１１と分周器(Ｄｉｖ)１０を含む送信機(トランスミッタ)が比較的低い周波数のＲＦ送信周波数のＲＦ送信信号を生成する場合には、ＲＦ受信周波数帯域への不要輻射(Spurious Emission)の影響は小さなものとなる。このような場合には、図１に示す本発明の実施の形態１による通信用半導体集積回路ＲＦＩＣは第１動作モードに制御され、バンドギャップ基準電圧回路ＢＧＲの演算増幅器ＯＰＡの雑音は発生するが、電源電圧Ｖｃｃの変動によるバイアス変動が低減された第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣが使用される。

すなわち、制御データＣｎｔ＿Ｄａｔａが第１の状態の場合には第１動作モードとなって、第１制御信号Ｃｎｔ３１はローレベル、第２制御信号Ｃｎｔ３２はハイレベル、第３制御信号Ｃｎｔ３３はハイレベル、第４制御信号Ｃｎｔ３４はローレベルとなる。従って、この第１動作モードでは、第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣに含まれる第１ＰチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３１と第２ＮチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３２とはオン状態となり第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣは活性化状態となる一方、第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣに含まれる第３ＰチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３３と第４ＮチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３４とはオフ態となり第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣは非活性化状態となる。従って、第１動作モードでは、活性化状態に制御された第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣの抵抗４１とトランジスタ３９のコレクタとの共通接続点に発生する第１バイアス電圧は、抵抗４２、４３を介して分周器(Ｄｉｖ)１０の非反転入力端子(＋)と反転入力端子(−)とに供給される。従って、第１動作モードではバンドギャップ基準電圧回路ＢＧＲにより電流・電流変換器Ｉ・Ｉ−Ｃのカレントミラーの電流が安定化されているので、電源電圧Ｖｃｃを基準として第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣの抵抗４１の電圧降下(第１バイアス電圧)が安定化される。その結果、電源電圧Ｖｃｃの変動に依存する送信用の分周器(Ｄｉｖ)１０の内部回路の消費電流の変動を抑制することが、可能となる。

一方、図１に示した通信用半導体集積回路ＲＦＩＣで、送信用電圧制御発振器(Ｔｘ−ＶＣＯ)１１と分周器(Ｄｉｖ)１０を含む送信機(トランスミッタ)が比較的高い周波数のＲＦ送信周波数のＲＦ送信信号を生成する場合には、ＲＦ受信周波数帯域への不要輻射(Spurious Emission)の影響は大きなものとなる。このような場合には、図１に示した本発明の実施の形態１による通信用半導体集積回路ＲＦＩＣは第２動作モードに制御され、バンドギャップ基準電圧回路ＢＧＲの演算増幅器ＯＰＡの雑音を発生する第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣの使用が停止される。その代わり、電源電圧Ｖｃｃの変動によるバイアス電圧の安定性は多少犠牲となるが、低雑音特性の第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣが送信用の分周器(Ｄｉｖ)１０の非反転入力端子(＋)と反転入力端子(−)のバイアスに使用される。

すなわち、制御データＣｎｔ＿Ｄａｔａが第２の状態の場合には第２動作モードとなって、第１制御信号Ｃｎｔ３１はハイレベル、第２制御信号Ｃｎｔ３２はローレベル、第３制御信号Ｃｎｔ３３はローレベル、第４制御信号Ｃｎｔ３４はハイレベルとなる。従って、この第２動作モードでは、第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣに含まれる第１ＰチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３１と第２ＮチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３２とはオフ態となり第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣは非活性化状態となる一方、第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣに含まれる第３ＰチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３３と第４ＮチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３４とはオン態となり第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣは活性化状態となる。従って、第２動作モードでは、活性化状態に制御された第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣのダイオード接続トランジスタ４５、４４の共通接続点に発生する第２バイアス電圧は、抵抗４６、４７を介して分周器(Ｄｉｖ)１０の非反転入力端子(＋)と反転入力端子(−)とに供給される。また更に第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣは、バンドギャップ基準電圧回路ＢＧＲから電気的に分離され、演算増幅器もしくは電圧増幅機能を持つトランジスタを含んでいないので、低雑音特性を実現することが可能となる。

また更に、電源電圧Ｖｃｃの変動による第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣのバイアス電圧の安定性は。下記のように評価される。

すなわち、電源電圧をＶｃｃとし、第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣの抵抗４８の抵抗値Ｒ４８を４ｋΩとし、抵抗４９の抵抗値Ｒ４９を２ｋΩとし、ダイオード接続トランジスタ４５、４４の各ベース・エミッタ電圧Ｖ_BEを０．８Ｖとし、第３ＰチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３３と第４ＮチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３４のオン抵抗を無視すると、第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣに流れるバイアス電流Ｉｂ２は、次式で与えられる。

Ｉｂ２＝（Ｖｃｃ−２Ｖ_BE）／(Ｒ４８＋Ｒ４９) …(３)式
例えば、電源電圧Ｖｃｃが３．０ボルトの場合には、バイアス電流Ｉｂ２は、
Ｉｂ２＝（３．０−２×０．８）／(６ｋΩ)＝０．２３ｍＡ
となる。この場合の電源電圧Ｖｃｃを基準とした第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣの第２バイアス電圧Ｖｂ２は、次のようになる。

Ｖｂ２＝Ｒ４８×Ｉｂ２＋Ｖ_BE
＝４ｋΩ×０．２３ｍＡ＋０．８ボルト
＝１．７２ボルト
また、例えば、電源電圧Ｖｃｃが＋１０％増加して３．３ボルトの場合には、バイアス電流Ｉｂ２は、
Ｉｂ２＝（３．３−２×０．８）／(６ｋΩ)＝０．２８ｍＡ
となる。この場合の電源電圧Ｖｃｃを基準とした第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣの第２バイアス電圧Ｖｂ２は、次のようになる。

Ｖｂ２＝Ｒ４８×Ｉｂ２＋Ｖ_BE
＝４ｋΩ×０．２８ｍＡ＋０．８ボルト
＝１．９２ボルト
また、例えば、電源電圧Ｖｃｃが−１０％増加して２．７ボルトの場合には、バイアス電流Ｉｂ２は、
Ｉｂ２＝（２．７−２×０．８）／(６ｋΩ)＝０．１８ｍＡ
となる。この場合の電源電圧Ｖｃｃを基準とした第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣの第２バイアス電圧Ｖｂ２は、次のようになる。

Ｖｂ２＝Ｒ４８×Ｉｂ２＋Ｖ_BE
＝４ｋΩ×０．１８ｍＡ＋０．８ボルト
＝１．５２ボルト
以上、説明したように電源電圧Ｖｃｃが３．０ボルトを基準として±１０％増加しても、電源電圧Ｖｃｃを基準とした第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣの第２バイアス電圧Ｖｂ２の変動を１．５２ボルトから１．９２ボルトの範囲とすることができる。また第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣの第２バイアス電圧Ｖｂ２のこのバイアス変動の範囲において、送信用の分周器(Ｄｉｖ)１０の分周動作を十分に維持することが可能となる。

《送受信機》
図２は、図１に示した本発明の実施の形態１による通信用半導体集積回路を搭載した送受信機の構成を示す図である。

図２に示す送受信機には、通信用半導体集積回路ＲＦＩＣと、ＲＦ電力増幅器(ＲＦ−ＨＰＡ)１４と、アイソレータ(ＩＳＯ)１５と、送受分波器(Ｄｕｐｌ．)１６と、送受信アンテナ１７とが搭載されている。

《送信機》
図２に示す本発明の実施の形態１による通信用半導体集積回路ＲＦＩＣでは、図１に示した送信用電圧制御発振器(Ｔｘ−ＶＣＯ)１１と分周器(Ｄｉｖ)１０とを送信機(トランスミッタ)の部分に含むものである。

送信用分周器(Ｄｉｖ)１０の出力から生成される位相０°の第１の送信ＲＦキャリア信号と位相９０°の第２のＲＦ送信キャリア信号は、直交変調器Ｔｘ−Ｍｉｘの第１の送信ミキサ１２＿Ｉと第２の送信ミキサ１２＿Ｑとにそれぞれ供給される。また同相成分(Ｉ)の送信ベースバンド信号Ｔｘ＿Ｉと直交成分(Ｑ)の送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＩＱとが直交変調器Ｔｘ−Ｍｉｘの第１の送信ミキサ１２＿Ｉと第２の送信ミキサ１２＿Ｑにそれぞれ供給され、第１の送信ミキサ１２＿Ｉの出力と第２の送信ミキサ１２＿Ｑの出力に接続された２個の加算器の出力端子からベクトル合成されたＲＦ送信差動信号が生成される。ベクトル合成されたＲＦ送信差動信号は可変利得増幅器(Ｔｘ−ＶＧＡ)１３によって増幅され、可変利得増幅器(Ｔｘ−ＶＧＡ)１３のＲＦ増幅出力信号はＲＦ電力増幅器１４とアイソレータ１５と送受分波器１６とを介して送受信アンテナ１７に供給される。

《受信機》
図２に示した本発明の実施の形態１による通信用半導体集積回路ＲＦＩＣでは、受信機(トランシーバ)の部分に、受信用電圧制御発振器(Ｒｘ−ＶＣＯ)２０と分周器(Ｄｉｖ)２１とを含むものである。

まず、受信用電圧制御発振器(Ｒｘ−ＶＣＯ)２０の出力から生成される発振出力信号に応答して受信用の分周器(Ｄｉｖ)２１の出力から生成される位相０°の第１の受信ＲＦキャリア信号と位相９０°の第２のＲＦ受信キャリア信号とは、直交復調器Ｒｘ−Ｍｉｘの第１の受信ミキサ１９＿Ｉと第２の受信ミキサ１９＿Ｑとにそれぞれ供給される。一方、送受信アンテナ１７によって受信された基地局からのＲＦ受信信号は低雑音増幅器(ＬＮＡ)１８によって増幅されて、低雑音増幅器１８からのＲＦ受信差動増幅信号は直交復調器Ｒｘ−Ｍｉｘの第１の受信ミキサ１９＿Ｉと第２の受信ミキサ１９＿Ｑとにそれぞれ供給され、第１の受信ミキサ１９＿Ｉと第２の受信ミキサ１９＿Ｑから同相成分(Ｉ)の受信ベースバンド信号Ｒｘ＿Ｉと直交成分(Ｑ)の受信ベースバンド信号Ｒｘ＿ＩＱがそれぞれ生成される。

《送信機の動作》
図３は、図１に示した本発明の実施の形態１による通信用半導体集積回路を搭載した図２に示した構成の送受信機の動作を示す図である。

尚、図３の横軸は図２に示す送受信機で使用される送受信動作でのＲＦ信号の周波数を示し、図３の縦軸は図２に示す送信機のＲＦ送信信号の信号強度を示すものである。

また、図３には、３ＧＰＰが提唱するバンド２の１８５０〜１９１０ＭＨｚのＲＦ周波数のアップリンク(携帯電話端末から基地局への送信)と１９３０〜１９９０ＭＨｚのＲＦ周波数のダウンリンク(基地局から携帯電話端末への送信)とが示されている。

また、図３では、図２に示す送受信機の送信機が１９０７．６ＭＨｚの周波数のＲＦ送信信号５０をアンテナ１７から放射する様子が示されている。３ＧＰＰが提唱する無線送受信の規格によれば、送信機からのＲＦ送信信号５０の最大値は、３．８４ＭＨｚの周波数帯域幅において＋２４ｄＢｍである。

また、帯域内のＲＦ送信信号５０の放射に伴って、帯域外の位相雑音５１、５２が発生する。一方の位相雑音５１は、第１動作モードの状態において図１に示す通信用半導体集積回路ＲＦＩＣで活性化状態に制御された第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣから発生される第１バイアス電圧が抵抗４２、４３を介して送信用分周器(Ｄｉｖ)１０の非反転入力端子(＋)と反転入力端子(−)に供給される状態の位相雑音である。他方の位相雑音５２は、第２動作モードの状態において図１に示す通信用半導体集積回路ＲＦＩＣで活性化状態に制御された第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣから発生される第２バイアス電圧が抵抗４６、４７を介して送信用分周器(Ｄｉｖ)１０の非反転入力端子(＋)と反転入力端子(−)に供給される状態の位相雑音である。

一方、上記非特許文献３に記載された規格の６．６．３章の帯域外の不要輻射(Spurious Emission)の規定によれば、バンド２のダウンリンク周波数帯域(１９３０ＭＨｚ〜１９９０ＭＨｚ)では、３．８４ＭＨｚの周波数帯域幅で不要輻射(Spurious Emission)のレベルは−６０ｄＢｍ以下でなくてはならない。図３に示す一点鎖線５３は、この周波数帯域１９３０ＭＨｚ〜１９９０ＭＨｚでの不要輻射(Spurious Emission)の許容レベルを示すものである。

従って、一方の位相雑音５１は、第１動作モードの状態でバンドギャップ基準電圧回路ＢＧＲの演算増幅器ＯＰＡの１／ｆ雑音の影響を受ける第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣの第１バイアス電圧を利用するものであるので、規格の許容レベル５３を満足することができない。

このように、第１動作モードの状態では、バンドギャップ基準電圧回路ＢＧＲの演算増幅器ＯＰＡの雑音は、電圧・電流変換器Ｖ・Ｉ−Ｃと第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣとを介して送信用分周器(Ｄｉｖ)１０の入力端子に伝達されるので、送信用分周器(Ｄｉｖ)１０の出力位相雑音を上昇させる。

例えば、コンピュータシミュレーションによる数値例を示すと、送信用分周器(Ｄｉｖ)１０の出力端子で、ＲＦ送信キャリア周波数から周波数４０ＭＨｚ離調した点の出力位相雑音レベルが、−１４５ｄＢｃ／Ｈｚと比較的高いものである。

一方、第２動作モードの状態で送信用分周器(Ｄｉｖ)１０の入力をバイアスする第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣは、バンドギャップ基準電圧回路ＢＧＲから電気的に分離されている。その結果、第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣは、バンドギャップ基準電圧回路ＢＧＲの演算増幅器ＯＰＡの１／ｆ雑音の影響を実質的に受けないものとなる。第２動作モードの状態の第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣの雑音は、ダイオード接続トランジスタ４５、４４、抵抗４８、４９、第３ＰチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３３、第４ＮチャンネルＭＯＳトランジスタスイッチ３４から発生される雑音であって、バンドギャップ基準電圧回路ＢＧＲの演算増幅器ＯＰＡの雑音と比較すると大幅に低いものとなる。

例えば、コンピュータシミュレーションによる数値例を示すと、送信用分周器(Ｄｉｖ)１０の出力端子で、ＲＦ送信キャリア周波数から周波数４０ＭＨｚ離調した点の出力位相雑音レベルが、−１４９ｄＢｃ／Ｈｚと比較的低いものとなる。

従って、他方の位相雑音５２は、第２動作モードの状態でバンドギャップ基準電圧回路ＢＧＲの演算増幅器ＯＰＡの１／ｆ雑音の影響を受けない第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣの第２バイアス電圧を利用するものであるので、規格の許容レベル５３を満足することができるものとなる。

尚、第２動作モードの状態によって第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣを使用することで、送信周波数帯域外の不要輻射(Spurious Emission)を低減する効果が顕著なのは、高いＲＦ送信周波数のチャンネルの送信動作時であり、例えばＲＦ送信周波数のチャンネルであると、ＲＦ送信信号の中心周波数が１９０７．６ＭＨｚとなる。この１９０７．６ＭＨｚのＲＦ送信信号の中心周波数は、図３に示したように１９３０〜１９９０ＭＨｚのダウンリンクＲＦ受信周波数の下限まで、２２．４ＭＨｚと近接する。尚、１９０７．６ＭＨｚのＲＦ送信周波数は、上記非特許文献３に記載のユーザー装置絶対チャンネル番号(ＵＡＲＦＣＮ；User equipment Absolute Channel Number)が“９５３８”の３ＧＰＰが提唱するバンド２の１８５０〜１９１０ＭＨｚのＲＦ周波数のアップリンクの最高周波数チャンネルである。

《第１動作モードと第２動作モードとの動作切り換え》
従って、図１に示す通信用半導体集積回路ＲＦＩＣの送信機(トランスミッタ)が比較的低い周波数のＲＦ送信信号を生成する際に第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣが使用される第１動作モードと送信機が比較的高い周波数のＲＦ送信信号を生成する第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣが使用される第２動作モードとの動作切り換え、が必要となる。

ここで第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣが使用される第１動作モードから第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣが使用される第２動作モードへ動作切り換えを行うためのベースのＲＦ送信周波数のチャンネルを、特定チャンネルと呼ぶものとする。上述したように、第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣを使用する第２動作モードでは、送信用分周器(Ｄｉｖ)１０の出力端子でＲＦ送信キャリア周波数から周波数４０ＭＨｚ離調した点の出力位相雑音レベルが−１４９ｄＢｃ／Ｈｚと比較的低いものであった。

従って、動作切り換えを行うための特定チャンネルを検査するために、ＲＦ送信周波数をバンド２の１９３０〜１９９０ＭＨｚのＲＦ周波数のダウンリンクの下限周波数１９３０ＭＨｚから４０ＭＨｚ離調した１８９０ＭＨｚに設定してＲＦ送信を行う。この状態で、バンド２の１９３０〜１９９０ＭＨｚのＲＦ受信周波数帯域で不要輻射(Spurious Emission)を測定して、不要輻射が規格の許容レベルを満足するか判断する。満足する場合には、特定チャンネルのＲＦ送信周波数に１チャンネル分の周波数０．２ＭＨｚを加算したものを第１動作モードから第２動作モードへ動作切り換えを行う切り換えのＲＦ送信周波数とする。この状態でバンド２の１９３０〜１９９０ＭＨｚのＲＦ受信周波数帯域にて不要輻射を測定することによって、不要輻射が規格の許容レベルを満足するか判断する。満足する場合には、先の動作切り換えのＲＦ送信周波数に１チャンネル分の周波数０．２ＭＨｚを加算したものを、動作切り換えのＲＦ送信周波数に設定する。満足しない場合には、先の動作切り換えのＲＦ送信周波数を最終的な切り換えのＲＦ送信周波数として不揮発性メモリに格納する。

次の動作からは、図１に示す通信用半導体集積回路ＲＦＩＣの送信機(トランスミッタ)の送信動作に先立ち、ＲＦ送信周波数が動作切り換えのＲＦ送信周波数未満の場合には通信用半導体集積回路ＲＦＩＣは第１動作モードに設定され、ＲＦ送信周波数が動作切り換えのＲＦ送信周波数以上の場合には通信用半導体集積回路ＲＦＩＣは第２動作モードに設定される。

《切り換え周波数の測定回路》
図４は、第１動作モードと第２動作モードとの間の動作切り換えＲＦ送信周波数の測定を可能とする図１に示した本発明の実施の形態１による通信用半導体集積回路とその測定回路の構成を示す図である。

図４に示す通信用半導体集積回路ＲＦＩＣは、図２に示す通信用半導体集積回路ＲＦＩＣと同様に、送信機(トランスミッタ)の部分には送信用電圧制御発振器(Ｔｘ−ＶＣＯ)１１、分周器(Ｄｉｖ)１０、直交変調器Ｔｘ−Ｍｉｘの第１の送信ミキサ１２＿Ｉおよび第２の送信ミキサ１２＿Ｑ、可変利得増幅器(Ｔｘ−ＶＧＡ)１３を含み、受信機(トランシーバ)の部分には受信用電圧制御発振器(Ｒｘ−ＶＣＯ)２０、分周器(Ｄｉｖ)２１、直交復調器Ｒｘ−Ｍｉｘの第１の受信ミキサ１９＿Ｉおよび第２の受信ミキサ１９＿Ｑ、低雑音増幅器１８を含むものである。

また、図４に示す通信用半導体集積回路ＲＦＩＣは、コントローラ(Ｃｎｔ)６１と不揮発性メモリ６２とが示されている。図４には図示されていないが、コントローラ(Ｃｎｔ)６１は上述のように図１に示した通信用半導体集積回路ＲＦＩＣの第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣと第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣを制御することで、第１動作モードと第２動作モードとの間の動作切り換えを実行可能とされたものである。また図４では、コントローラ(Ｃｎｔ)６１は送信機(トランスミッタ)に含まれる送信用電圧制御発振器(Ｔｘ−ＶＣＯ)１１の発振周波数の周波数バンド選択と受信機(トランシーバ)の受信用電圧制御発振器(Ｒｘ−ＶＣＯ)２０の発振周波数の周波数バンド選択とを実行する。また更に、図４では、コントローラ(Ｃｎｔ)６１は、送信機(トランスミッタ)に含まれる送信用の分周器(Ｄｉｖ)１０と受信用の分周器(Ｄｉｖ)２１の分周比の１または２への設定を実行する。更に、図４では、不揮発性メモリ６２は、第１動作モードと第２動作モードとの間の最終的な切り換えのＲＦ送信周波数を記憶するものである。

更に図４に示す通信用半導体集積回路ＲＦＩＣの測定回路には、図２に示した送受信機で使用されたものと同一のＲＦ電力増幅器１４とアイソレータ１５と送受分波器１６とが含まれている。この測定回路の送受分波器１６には、バンド２の１９３０〜１９９０ＭＨｚのＲＦ受信周波数帯域で不要輻射(Spurious Emission)を測定するためにスペクトラムアナライザ等の測定器６３が接続される。

《切り換え周波数の測定方法》
図５は、図４に示した通信用半導体集積回路ＲＦＩＣの測定回路を使用して、第１動作モードと第２動作モードとの間の動作切り換えＲＦ送信周波数の測定する測定方法を説明する図である。

ステップＳ１で図４に示した通信用半導体集積回路ＲＦＩＣと測定回路とに電源電圧が供給され測定方法が開始されると、ステップＳ２で通信用半導体集積回路ＲＦＩＣはコントローラ(Ｃｎｔ)６１によって第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣが使用される動作モード１に設定される。

その後、ステップＳ３で、通信用半導体集積回路ＲＦＩＣの送信機(トランスミッタ)は、ＲＦ送信周波数１８９０ＭＨｚ(ＵＡＲＦＣＮ＝９４５０)の送信レベル＋２４ｄＢｍＲＦ送信を行う。この１８９０ＭＨｚのＲＦ送信周波数は、バンド２の１９３０〜１９９０ＭＨｚのＲＦ周波数のダウンリンクの下限周波数１９３０ＭＨｚから４０ＭＨｚ離調したものに対応するものである。

このＲＦ送信周波数１８９０ＭＨｚのＲＦ送信状態でステップＳ４ではスペクトラムアナライザ等の測定器６３を使用することによって、バンド２の１９３０〜１９９０ＭＨｚのＲＦ受信周波数帯域で不要輻射(Spurious Emission)が測定され、不要輻射が規格の許容レベルを満足するか判断する。このステップＳ４での具体的な測定用のＲＦ受信周波数の中心周波数は１９３２．４ＭＨｚ(ＵＡＲＦＣＮ＝９６６２)であり、測定用のＲＦ受信周波数帯域は３．８４ＭＨｚである。

次のステップＳ４では、ステップＳ３で測定された不要輻射が規格の許容レベルを満足するか判断される。不要輻射は雑音レベルとなり、この雑音レベルが規格の許容レベル−６０ｄＢｍを越えているか否かが判定される。雑音レベルが規格の許容レベル−６０ｄＢｍを越えていなければ、不要輻射が規格の許容レベルを満足するものとなる。

その場合には、次のステップＳ５で特定チャンネルのＲＦ送信周波数に１チャンネル分の周波数０．２ＭＨｚを加算したものを第１動作モードから第２動作モードへ動作切り換えを行う切り換えのＲＦ送信周波数とする。さらに、次のステップＳ６では、周波数０．２ＭＨｚの加算後の切り換えのＲＦ送信周波数が１９０７．６ＭＨｚのＲＦ送信周波数と一致するか判定される。この１９０７．６ＭＨｚのＲＦ送信周波数は、ユーザー装置絶対チャンネル番号(ＵＡＲＦＣＮ)が“９５３８”のバンド２の１８５０〜１９１０ＭＨｚのＲＦ周波数のアップリンクの最高周波数チャンネルである。周波数０．２ＭＨｚの加算後の切り換えのＲＦ送信周波数が１９０７．６ＭＨｚのＲＦ送信周波数と一致すれば、ステップＳ８で測定が終了する。しかし、周波数０．２ＭＨｚの加算後の切り換えのＲＦ送信周波数が１９０７．６ＭＨｚのＲＦ送信周波数と一致しなければ、ステップＳ３に処理が移行する。

最終的には、ステップＳ４では、ステップＳ３で測定される不要輻射の雑音レベルが規格の許容レベル−６０ｄＢｍを越えるものとなる。雑音レベルが規格の許容レベル−６０ｄＢｍを越えることによって、不要輻射が規格の許容レベルを満足しなくなる。この状態で、第１動作モードによってバンドギャップ基準電圧回路ＢＧＲの演算増幅器ＯＰＡの雑音を発生する第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣを使用する限界を超過したことになる。従って、この状態で、第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣの使用が停止されて、電源電圧Ｖｃｃの変動によるバイアス電圧の安定性は多少犠牲となるが、低雑音特性の第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣが送信用の分周器(Ｄｉｖ)１０のバイアスへの使用が開始される。

従ってステップＳ７では、ステップＳ４で不要輻射が規格の許容レベルを満足しなくなったと判断されたステップＳ５で設定された先の動作切り換えのＲＦ送信周波数を最終的な切り換えのＲＦ送信周波数として不揮発性メモリ６２に格納するものである。この不揮発性メモリ６２としては、図１に示した通信用半導体集積回路ＲＦＩＣの内部のレーザーヒューズ等の不揮発性メモリが使用される。他の実施の形態としては、この不揮発性メモリ６２として、図１に示した通信用半導体集積回路ＲＦＩＣが搭載される携帯電話端末に搭載されるプログラム格納のためのフラッシュメモリ等の不揮発性メモリを使用することが可能である。

不揮発性メモリ６２として通信用半導体集積回路ＲＦＩＣの内部の不揮発性メモリが使用される場合には、図５に示した動作切り換えＲＦ送信周波数の測定と最終的な切り換えＲＦ送信周波数の不揮発性メモリへの格納とは、通信用半導体集積回路ＲＦＩＣの出荷前の試験工程で実行されるものとなる。しかし、不揮発性メモリ６２として携帯電話端末に搭載される不揮発性メモリが使用される場合には、図５に示した動作切り換えＲＦ送信周波数の測定と最終的な切り換えＲＦ送信周波数の不揮発性メモリへの格納は、携帯電話端末の出荷前の試験工程で実行されるものとなる。

《送信用分周器》
図６は、図１と図４に示した通信用半導体集積回路ＲＦＩＣの送信機(トランスミッタ)の分周器(Ｄｉｖ)１０の構成を示す図である。

図６(Ａ)に示した分周数が２の分周回路１０は、図６(Ｂ)に示すようにバッファ１００と２段のＤ型フリップフロップ１０１、１０２のカスケード接続により構成されている。バッファ１００の差動入力端子には、図１の通信用半導体集積回路ＲＦＩＣに示したように結合容量Ｃｉｎ１、Ｃｉｎ２を介して送信用電圧制御発振器(Ｔｘ−ＶＣＯ)１１からの発振差動出力信号がＲＦ送信ローカルキャリア信号ＬＯとして供給される。バッファ１００はＲＦ送信ローカルキャリア信号ＬＯを波形整形することによって、非反転クロック信号と反転クロック信号を生成する。

分周器(Ｄｉｖ)１０の１段目および２段目のＤ型フリップフロップ１０１、１０２の非反転クロック入力端子ＣＬＫと反転クロック入力端子／ＣＬＫには、バッファ１００で生成される非反転クロック信号と反転クロック信号が供給される。また１段目のＤ型フリップフロップ１０１のデータ非反転出力端子Ｑとデータ反転出力端子／Ｑとは、２段目のＤ型フリップフロップ１０２のデータ非反転入力端子Ｄとデータ反転入力端子／Ｄとにそれぞれ接続されている。更に２段目のＤ型フリップフロップ１０２のデータ非反転出力端子Ｑとデータ反転出力端子／Ｑとは、１段目のＤ型フリップフロップ１０１のデータ反転入力端子／Ｄとデータ非反転入力端子Ｄとにそれぞれ接続されている。

また、１段目のＤ型フリップフロップ１０１のデータ非反転出力端子Ｑとデータ反転出力端子／Ｑとから位相９０°の分周出力信号が生成され、２段目のＤ型フリップフロップ１０２のデータ非反転出力端子Ｑとデータ反転出力端子／Ｑとから位相０°の分周出力信号が生成されている。

《送信用分周器のバッファとＤ型フリップフロップ》
図７は、図６に示した分周回路１０に含まれるバッファ１００と２段のＤ型フリップフロップ１０１、１０２の構成を示す図である。

図７に示すように、バッファ１００はソースが抵抗Ｒｂ０を介して電源電圧Ｖｃｃに接続された一対のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１、Ｑｐ２を含んでいる。この一対のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１、Ｑｐ２のゲートには送信用電圧制御発振器(Ｔｘ−ＶＣＯ)１１からの発振差動出力信号がＲＦ送信ローカルキャリア信号ＬＯとして供給される一方、図１に示すように抵抗４２、４３を介して第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣで発生される第１バイアス電圧が供給され、抵抗４６、４７を介して第２バイアス回路２ｎｄ＿ＢＣで発生される第２バイアス電圧が供給される。一対のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１、Ｑｐ２のドレインは負荷抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２を介して接地電圧に接続され、負荷抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２の両端から２段目のＤ型フリップフロップ１０１、１０２の非反転クロック入力端子ＣＬＫと反転クロック入力端子／ＣＬＫに供給される非反転クロック信号と反転クロック信号とが生成される。

２段のＤ型フリップフロップ１０１、１０２の各フリップフロップは、非反転クロック入力端子ＣＬＫの非反転クロック信号によって駆動される第１クロックスイッチのトランジスタＱ１と反転クロック入力端子／ＣＬＫの反転クロック信号によって駆動される第２クロックスイッチのトランジスタＱ２とを含む。第１クロックスイッチのトランジスタＱ１のドレインには、ゲートがデータ非反転入力端子Ｄとデータ反転入力端子／Ｄとにそれぞれ接続されたサンプリングトランジスタ対Ｑ３、Ｑ４のソースが接続されている。第２クロックスイッチのトランジスタＱ２のドレインには、データ非反転出力端子Ｑとデータ反転出力端子／Ｑとにそれぞれクロス接続されたラッチトランジスタ対Ｑ５、Ｑ６のソースが接続されている。この２段のＤ型フリップフロップ１０１、１０２の各フリップフロップは、電源電圧Ｖｄｄに接続された２対の負荷抵抗Ｒ１、Ｒ２を持ち、一方の負荷抵抗Ｒ１、Ｒ２から位相９０°の第２のＲＦ送信キャリア信号が生成され、他方の負荷抵抗Ｒ１Ｒ２から位相０°の第１の送信ＲＦキャリア信号が生成される。

第１動作モードでは、図７に示した分周回路１０のバッファ１００の一対のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１、Ｑｐ２のゲートには、図１に示したように抵抗４２、４３を介して第１バイアス回路１ｓｔ＿ＢＣで発生される第１バイアス電圧が供給される。この第１バイアス電圧の際に、バンドギャップ基準電圧回路ＢＧＲの演算増幅器ＯＰＡの雑音成分も、抵抗４２、４３を介して分周回路１０のバッファ１００の一対のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１、Ｑｐ２のゲートに伝達される。抵抗４２、４３の抵抗値のアンバランスもしくは一対のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１、Ｑｐ２のゲート容量のアンバランスによって、一対のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱｐ１、Ｑｐ２のゲートに伝達される雑音レベルの相違が発生する。従って、このレベルの相違する雑音によって、分周回路１０のバッファ１００の負荷抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２の両端から生成される非反転クロック信号と反転クロック信号とにジッタが発生するので、送信用の分周器(Ｄｉｖ)１０の出力位相雑音が発生するものと考えられる。

［実施の形態２］
《マルチバンド対応のＲＦＩＣ》
図８は、本発明の実施の形態２によるＷＣＤＭＡ系通信方式とＧＳＭ系通信方式とのマルチバンドに対応する通信用半導体集積回路を示すブロック図である。

この図８に示す通信用半導体集積回路ＲＦＩＣは、ＷＣＤＭＡ方式のバンド１、バンド２、バンド５、バンド６の送受信を行うとともに、ＧＳＭ系通信方式のＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の方式の送受信を行うことが可能とされたものである。

《マルチバンド》
ＧＳＭ８５０の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が８２４〜８４９ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は８６９〜８９４ＭＨｚとなっている。ＧＳＭ９００の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が８８０〜９１５ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は９２５〜９６０ＭＨｚとなっている。ＤＣＳ１８００の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１７１０〜１７８５ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は１８０５〜１８８０ＭＨｚとなっている。ＰＣＳ１９００の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１８５０〜１９１０ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は１９３０〜１９９０ＭＨｚとなっている。

ＷＣＤＭＡ方式のバンド１の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１９２０〜１９８０ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は２１１０〜２１７０ＭＨｚとなっている。ＷＣＤＭＡ方式のバンド２の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１８５０〜１９１０ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は１９３０〜１９９０ＭＨｚとなっている。ＷＣＤＭＡ方式のバンド５の場合は、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が８２４〜８４９ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は８６９〜８９４ＭＨｚとなっている。ＷＣＤＭＡ方式のバンド６の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が８３０〜８４０ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は８７５〜８８５ＭＨｚとなっている。

このように、いずれの周波数帯域(バンド)においても、受信帯域周波数ＲＸが送信帯域周波数ＴＸよりも高いＦＤＤ方式が採用されている。尚、ＦＤＤは、Frequency Division Duplexの略である。

《ＷＣＤＭＡ方式の受信回路と送信回路》
図８に示した通信用半導体集積回路ＲＦＩＣの上部の回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡはＷＣＤＭＡ方式のバンド１、バンド２、バンド５、バンド６の受信のための回路である。図８に示した通信用半導体集積回路ＲＦＩＣの下部の回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡはＷＣＤＭＡ方式のバンド１、バンド２、バンド５、バンド６の送信のための回路である。

《ＧＳＭ方式の受信回路と送信回路》
図８に示した通信用半導体集積回路ＲＦＩＣの中央上部の回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭは、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の受信のための回路である。図８に示した通信用半導体集積回路ＲＦＩＣの中央下部の回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭは、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の送信のための回路である。

《シンセサイザ》
図８に示した通信用半導体集積回路ＲＦＩＣの中央の回路Ｆｒｃｔ＿Ｓｙｎｔｈは、通信用半導体集積回路ＲＦＩＣの送受信ローカル信号を形成するフラクショナルシンセサイザである。このフラクショナルシンセサイザＦｒｃｔ＿Ｓｙｎｔｈは、受信用電圧制御発振器４Ｒｘ−ＶＣＯと、システム基準電圧制御発振器(ＤＣＸ−ＣＶＯ)を内蔵したフェーズロックループ(ＰＬＬ)５と、複数の分周器と、複数のスイッチとを含んでいる。

《ベースバンド送信》
いずれの通信方式の受信モードにおいても、ＷＣＤＭＡ方式受信回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡの出力または他方式受信回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭの出力に、Ｉ、Ｑアナログベースバンド受信信号が形成される。この信号はローパスフィルタ８７Ｉ、８７Ｑを介してＡ／Ｄ変換器８９Ｉ、８９Ｑに供給されることよりＩ、Ｑディジタルベースバンド受信信号に変換され、受信系ディジタルインターフェース１４を介してベースバンド信号処理ＬＳＩ(図示せず)に供給される。

逆にベースバンド信号処理ＬＳＩからのディジタルベースバンド送信信号ＴｘＤＢＩ、ＴｘＤＢＱは通信用半導体集積回路ＲＦＩＣの送信系ディジタルインターフェース３７により受信される。送信系ディジタルインターフェース３７の２つの出力端子の送信ディジタルベースバンド信号は、送信用Ｄ／Ａ変換器９、１０により送信アナログベースバンド信号に変換される。

《ＷＣＤＭＡ方式の送信》
ＷＣＤＭＡ方式の送信では、送信用Ｄ／Ａ変換器９、１０の出力の送信アナログベースバンド信号はＷＣＤＭＡ方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡの送信用ローパスフィルタ６、７を介して一対の送信ミキサ１、２の一方の入力端子に供給される。

《ＧＳＭ方式の送信》
ＧＳＭ方式の送信では、送信用Ｄ／Ａ変換器９、１０の出力のアナログベースバンド信号は他方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭの一対の送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑの一方の入力端子に供給される。フラクショナルシンセサイザＦｒｃｔ＿ＳｙｎｔｈのＰＬＬ回路５により制御された電圧制御発振器４Ｒｘ−ＶＣＯの発振信号は、中間周波数分周器ＤＩＶ２(１／Ｎ_ＩＦ)を介して９０°位相シフタ３Ｔｘ＿ＧＳＭに供給される。９０°位相シフタ３Ｔｘ＿ＧＳＭは、分周器ＤＩＶ２(１／Ｎ_ＩＦ)の出力の中間周波数信号に応答して一対の送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑに供給される一対の送信用中間周波数ローカル信号を生成するものである。それにより、一対の送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑと加算器とからなる送信用変調器で、正確なクォドラチャー変調が可能となる。

送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬは、ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号Ｔｘ_ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ送信信号Ｔｘ_ＧＳＭ９００との送信動作に対応する必要が有る。

そのため、受信用電圧制御発振器４Ｒｘ−ＶＣＯの発振周波数は分周数２に設定された２個の分周器ＤＩＶ１(１／２)、ＤＩＶ４(１／２)を介して位相制御帰還用周波数ダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの一方の入力端子に供給される。また、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑのための９０°位相シフタ３Ｔｘ＿ＧＳＭに接続された中間周波数分周器ＤＩＶ２(１／Ｎ_ＩＦ)の分周数Ｎ_ＩＦは、３５に設定されている。一方、ＧＳＭ送信用電圧制御発振器Ｔｘ−ＶＣＯ＿ＧＳＭの発振出力信号が、分周数２に設定された２個の分周器ＤＩＶ５、分周器ＤＩＶ３を介して、位相制御帰還用周波数ダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの他方の入力端子に供給されている。

その結果、ダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭでは、一方の入力信号と他方の入力信号とのミキシングが行われる。従って、ダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの出力から、２つの入力信号の差の周波数の帰還信号が形成されて、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬの位相比較器ＰＣの他方の入力端子に供給される。また、位相比較器ＰＣの一方の入力端子には、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの出力に接続された加算器の出力のベクトル合成された中間周波送信信号ｆ_ＩＦが基準信号として供給されている。中間周波数分周器ＤＩＶ２(１／Ｎ_ＩＦ)の分周数Ｎ_ＩＦである３５と９０°位相シフタ３Ｔｘ＿ＧＳＭでの分周数１．５とで、合計分周数は５２．５となっている。従って、中間周波送信信号ｆ_ＩＦの周波数は、受信用電圧制御発振器４Ｒｘ−ＶＣＯの周波数の１／５２．５となる。

また、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬの負帰還制御によって、位相比較器ＰＣの一方の入力端子の基準信号と他方の入力端子のダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭから帰還信号とは一致するようになる。結果としては、０．８ＧＨｚのＲＦ送信信号のＧＳＭ８５０と０．９ＧＨｚのＲＦ送信信号のＧＳＭ９００との送信動作に、受信用電圧制御発振器４Ｒｘ−ＶＣＯとＧＳＭ送信用電圧制御発振器Ｔｘ−ＶＣＯ＿ＧＳＭとは送信周波数の略４倍の略３．６ＧＨｚから略３．９ＧＨｚまでの周波数で発振すれば良くなる。

また送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬは、ＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号Ｔｘ_ＤＣＳ１８００とＰＳＣ１９００のＲＦ送信信号Ｔｘ_ＰＳＣ１９００の送信動作に対応する必要が有る。

そのため、受信用電圧制御発振器４Ｒｘ−ＶＣＯの発振周波数は、分周数２に設定された分周器ＤＩＶ１(１／２)を介して位相制御帰還用周波数ダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの一方の入力端子に供給される。また、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑのための９０°位相シフタ３Ｔｘ＿ＧＳＭに接続された中間周波数分周器ＤＩＶ２(１／Ｎ_ＩＦ)の分周数Ｎ_ＩＦは、３５に設定されている。一方、ＧＳＭ送信用電圧制御発振器Ｔｘ−ＶＣＯ＿ＧＳＭの発振出力信号が、分周数２に設定された１個の分周器ＤＩＶ５を介して、位相制御帰還用周波数ダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの他方の入力端子に供給されている。

その結果、ダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭでは、一方の入力信号と他方の入力信号とのミキシングが行われる。従って、ダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの出力から、２つの入力信号の差の周波数の帰還信号が形成されて、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬの位相比較器ＰＣの他方の入力端子に供給される。また、位相比較器ＰＣの一方の入力端子には、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの出力に接続された加算器の出力のベクトル合成された中間周波送信信号ｆ_ＩＦが基準信号として供給されている。中間周波数分周器ＤＩＶ２(１／Ｎ_ＩＦ)の分周数Ｎ_ＩＦである３５と９０°位相シフタ３Ｔｘ＿ＧＳＭでの分周数１．５とで、合計分周数は５２．５となっている。従って、中間周波送信信号ｆ_ＩＦの周波数は、受信用電圧制御発振器４Ｒｘ−ＶＣＯの周波数の１／５２．５となる。

また、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬの負帰還制御によって、位相比較器ＰＣの一方の入力端子の基準信号と他方の入力端子のダウンミキサＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭから帰還信号とは一致するようになる。結果としては、１．７ＧＨｚのＲＦ送信信号のＤＣＳ１８００と１．９ＧＨｚのＲＦ送信信号のＰＣＳ１９００との送信動作に、受信用電圧制御発振器４Ｒｘ−ＶＣＯとＧＳＭ送信用電圧制御発振器Ｔｘ−ＶＣＯ＿ＧＳＭとは送信周波数の略２倍の略３．６ＧＨｚから略３．９ＧＨｚまでの周波数で発振すれば良くなる。

《実施の形態２での実施の形態１の適用》
以上説明した図８に示した本発明の実施の形態２による通信用半導体集積回路ＲＦＩＣにて、ＷＣＤＭＡ方式のバンド１、バンド２、バンド５、バンド６の送信のための送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡの付近に、上述した本発明の実施の形態１を適用することができる。

以上、本発明者によってなされた発明を種々の実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、図７に示した分周回路１０に含まれる２段のＤ型フリップフロップ１０１、１０２の各フリップフロップのトランジスタＱ１〜Ｑ６は、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタからＮＰＮ型のバイポーラトランジスタに置換することが可能である。

更に、本発明は携帯電話以外に無線ＬＡＮ(Local Area Network)等の無線通信機器に適用することも、可能である。

ＲＦＩＣ…通信用半導体集積回路
ＢＧＲ…バンドギャップ基準電圧回路
Ｖ・Ｉ−Ｃ…電圧・電流変換器
Ｉ・Ｉ−Ｃ…電流・電流変換器
１ｓｔ＿ＢＣ…第１バイアス回路
２ｎｄ＿ＢＣ…第２バイアス回路
１１…送信用電圧制御発振器(Ｔｘ−ＶＣＯ)
１０…送信用周波数分周器(Ｄｉｖ)
６１…コントローラ
６２…不揮発性メモリ
Ｔｘ−Ｍｉｘ…直交変調器
１２＿Ｉ…第１の送信ミキサ
１２＿Ｑ…第２の送信ミキサ
１３…可変利得増幅器(Ｔｘ−ＶＧＡ)
１４…ＲＦ電力増幅器(ＲＦ−ＨＰＡ)
１５…アイソレータ
１６…送受分波器
１７…送受信アンテナ
１８…低雑音増幅器(ＬＮＡ)
Ｒｘ−Ｍｉｘ…直交復調器
１９＿Ｉ…第１の送信ミキサ
１９＿Ｑ…第２の送信ミキサ
２０…受信用電圧制御発振器(Ｒｘ−ＶＣＯ)
２１…受信用周波数分周器(Ｄｉｖ)

Claims (6)

1. 送信用発振器と送信用周波数分周器と変調器とを含む送信機であって、
   前記送信機は、演算増幅器を含む基準電圧回路と、第１バイアス回路と、第２バイアス回路とコントローラとを更に具備して、
   前記第１バイアス回路は、前記基準電圧回路から生成される基準電圧により安定化されたバイアス電流により安定化された第１バイアス電圧を生成するバイアス抵抗を電源電圧と接地電位との間の第１電流経路に含むものであり、
   前記第２バイアス回路は、前記電源電圧と前記接地電位との間の第２電流経路に少なくとも第１分圧素子と第２分圧素子の直列接続を含み、前記第１分圧素子と前記第２分圧素子の共通接続点から第２バイアス電圧を生成するものであり、
   前記送信用発振器から生成される発振差動出力信号は、第１と第２結合容量を介して前記送信用周波数分周器の差動入力端子に供給され、
   前記第１バイアス回路から生成される前記第１バイアス電圧と前記第２バイアス回路から生成される前記第２バイアス電圧とが、前記送信用周波数分周器の前記差動入力端子に供給可能とされており、
   前記送信用周波数分周器の第１出力端子と第２出力端子から、第１の送信ＲＦキャリア信号と第２のＲＦ送信キャリア信号とがそれぞれ生成され、
   前記変調器は第１送信ミキサと第２送信ミキサを含み、前記第１送信ミキサには第１の送信信号と前記送信用周波数分周器から生成される前記第１の送信ＲＦキャリア信号とが供給され、前記第２送信ミキサには第２の送信信号と前記送信用周波数分周器から生成される前記第２のＲＦ送信キャリア信号とが供給され、前記変調器の出力端子からＲＦ送信信号が生成され、
   前記コントローラは第１動作モードにおいて、前記第１バイアス回路を活性状態に制御する一方、前記第２バイアス回路(を非活性状態に制御するものであり、
   前記コントローラは前記第１動作モードと異なる第２動作モードにおいて、前記第１バイアス回路を非活性状態に制御する一方、前記第２バイアス回路を活性状態に制御するものである送信機。
2. 不揮発性メモリを更に具備して、
   前記送信機が、前記送信機に関係する試験工程で、前記第１動作モードに設定されることが可能とされており、
   前記試験工程では、前記第１動作モードに設定された前記送信機の前記ＲＦ送信信号の送信周波数帯域外の雑音が測定され、該測定雑音のレベルが規格の許容レベルを超過する前記ＲＦ送信信号のＲＦ送信周波数の情報が前記不揮発性メモリに格納可能とされている請求項１に記載の送信機。
3. 前記基準電圧回路は、前記演算増幅器以外にも２個のバイポーラトランジスタと２個の抵抗とを更に含むバンドギャップ基準電圧回路である請求項２に記載の送信機。
4. 送信用発振器と送信用周波数分周器と変調器とを含む送信機に使用される半導体集積回路であって、
   前記半導体集積回路は、演算増幅器を含む基準電圧回路と、第１バイアス回路と、第２バイアス回路とコントローラとを更に具備して、
   前記第１バイアス回路は、前記基準電圧回路から生成される基準電圧により安定化されたバイアス電流により安定化された第１バイアス電圧を生成するバイアス抵抗を電源電圧と接地電位との間の第１電流経路に含むものであり、
   前記第２バイアス回路は、前記電源電圧と前記接地電位との間の第２電流経路に少なくとも第１分圧素子と第２分圧素子の直列接続を含み、前記第１分圧素子と前記第２分圧素子の共通接続点から第２バイアス電圧を生成するものであり、
   前記送信用発振器から生成される発振差動出力信号は、第１と第２結合容量を介して前記送信用周波数分周器の差動入力端子に供給され、
   前記第１バイアス回路から生成される前記第１バイアス電圧と前記第２バイアス回路から生成される前記第２バイアス電圧とが、前記送信用周波数分周器の前記差動入力端子に供給可能とされており、
   前記送信用周波数分周器の第１出力端子と第２出力端子から、第１の送信ＲＦキャリア信号と第２のＲＦ送信キャリア信号とがそれぞれ生成され、
   前記変調器は第１送信ミキサと第２送信ミキサを含み、前記第１送信ミキサには第１の送信信号と前記送信用周波数分周器から生成される前記第１の送信ＲＦキャリア信号とが供給され、前記第２送信ミキサには第２の送信信号と前記送信用周波数分周器から生成される前記第２のＲＦ送信キャリア信号とが供給され、前記変調器の出力端子からＲＦ送信信号が生成され、
   前記コントローラは第１動作モードにおいて、前記第１バイアス回路を活性状態に制御する一方、前記第２バイアス回路(を非活性状態に制御するものであり、
   前記コントローラは前記第１動作モードと異なる第２動作モードにおいて、前記第１バイアス回路を非活性状態に制御する一方、前記第２バイアス回路を活性状態に制御するものである半導体集積回路。
5. 不揮発性メモリを更に具備して、
   前記半導体集積回路が、前記半導体集積回路に関係する試験工程で、前記第１動作モードに設定されることが可能とされており、
   前記試験工程では、前記第１動作モードに設定された前記半導体集積回路の前記ＲＦ送信信号の送信周波数帯域外の雑音が測定され、該測定雑音のレベルが規格の許容レベルを超過する前記ＲＦ送信信号のＲＦ送信周波数の情報が前記不揮発性メモリに格納可能とされている請求項４に記載の半導体集積回路。
6. 前記基準電圧回路は、前記演算増幅器以外にも２個のバイポーラトランジスタと２個の抵抗とを更に含むバンドギャップ基準電圧回路である請求項５に記載の半導体集積回路。

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