JP2006262439A - Ｐｌｌ回路を内蔵する通信用半導体集積回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 オフセットＰＬＬ方式の送信回路を有する高周波ＩＣにおいて、中間周波数の信号を生成するＩＦＶＣＯが不要であるとともに、フラクショナルＰＬＬのような複雑な分周制御回路を必要とせずに所望の周波数帯の送受信信号の変復調を行なうことができ、それによってチップサイズを低減させることが可能な回路技術を提供する。
【解決手段】 送信回路と受信回路に共通のローカル発振信号を生成するＲＦＶＣＯを含むＲＦ−ＰＬＬ（２６３）に、基準となる発振信号を分周する分周回路（２６６）と自らの発振信号を分周してフィードバックする分周回路（２６７）としてそれぞれ整数で表わされる分周比で分周可能な可変分周回路を設けるとともに、上記ＲＦ−ＰＬＬで生成されたローカル発振信号を分周して送信回路で必要な中間周波数の信号を生成する分周回路（２３１）を設け、上記可変分周回路の分周比をそれぞれ送信周波数または受信周波数に応じて適宜切り替えるようにした。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電圧制御発振回路（ＶＣＯ）を含むＰＬＬ（フェーズ・ロックド・ループ）回路を内蔵する高周波用半導体集積回路に適用して有効な技術に関し、例えば携帯電話機のような無線通信装置において送信信号を変調したりアップコンバートしたりする通信用半導体集積回路に利用して有効な技術に関する。

携帯電話機のような無線通信システムにおいては、受信信号や送信信号に高周波の局部発振信号を合成して周波数のダウンコンバートやアップコンバートを行なったり、送信信号の変調や受信信号の復調を行なう通信用半導体集積回路（以下、高周波ＩＣと称する）が用いられている。かかる高周波ＩＣにおいて、送信Ｉ，Ｑ信号を中間周波数の搬送波で直交変調するとともに、送信用ＶＣＯの出力側からの帰還信号をＲＦＶＣＯからの高周波発振信号とミキシングすることで周波数差（オフセット）に相当する中間周波数の信号にダウンコンバートした後、該信号と上記直交変調後の信号とを位相比較して位相差に応じて送信用ＶＣＯを制御するオフセットＰＬＬ方式がある。

かかるオフセットＰＬＬ方式の高周波ＩＣには、送信用ＶＣＯとＲＦＶＣＯの他に中間周波数の搬送波を生成するＩＦＶＣＯが必要である。ＶＣＯは比較的広い占有面積を必要とするため、従来の高周波ＩＣにおいては外付けのＶＣＯを用いるものが多かった。しかしながら、外付けのＶＣＯを用いると部品点数が多くなり小型化の妨げとなる。そこで、ＶＣＯをチップに内蔵させることが提案されているが、上記３つのＶＣＯをすべてチップに内蔵させるとチップサイズが増大し、チップコストの上昇をもたらすことになる。

一方、近年の携帯電話機においては、例えば８８０〜９１５ＭＨｚ帯のＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）と１７１０〜１７８５ＭＨｚ帯のＤＣＳ（Digital Cellular System）のような２つの周波数帯の信号を扱えるデュアルバンド方式の携帯電話機がある。また、最近は、ＧＳＭやＤＣＳの他に例えば１８５０〜１９１５ＭＨｚ帯のＰＣＳ（Personal Communication System）の信号を扱えるトリプルバンド方式の携帯電話機に対する要求があり、携帯電話機は今後さらに多くの方式に対応できるものが要求されると予想さる。このような複数の方式に対応できる携帯電話機に使用される電圧制御発振回路（ＶＣＯ）は発振周波数範囲が広いことが必要である。

ここで、一つのＶＣＯで全ての周波数に対応しようとすると、ＶＣＯの制御電圧に対する発振周波数の感度（以下、制御感度と称する）が高くなり外来ノイズや電源電圧変動に弱くなるという不具合がある。そこで、ＶＣＯを複数（例えば１６個）の周波数帯に切り替えて使用できるようにすることによって、所望の発振周波数範囲を保持しつつＶＣＯの制御感度を低減できるようにした発明が提案されている（特許文献１）。
特開２００３−１５２５３５号；英国出願０１２７５３７．９ 特開２００２−３５３８４３号

ＶＣＯを内蔵した高周波ＩＣのチップサイズを小さくするための手法として、ＲＦＶＣＯとＩＦＶＣＯを共通化してＶＣＯの数を減らす、具体的にはＲＦＶＣＯの発振信号を分周して中間周波数の信号を生成することでＩＦＶＣＯを削減する技術がある。しかしながら、ＶＣＯを含むＰＬＬループ内の可変分周器（カウンタ）として整数の分周比を設定すれば良いものであれば、比較的簡単なロジック回路により分周比を設定することができるが、整数の分周比を設定した場合には基準信号の周波数と同じ周波数間隔でしか発振周波数を切り替えることができない。一方、ＲＦＶＣＯとＩＦＶＣＯを共通化した場合には、より細かな発振周波数の切り替えが必要になるため、小数を含む分周比で可変分周器を動作させなければならない。

ところが、小数を含む分周比を設定するロジック回路を高周波ＩＣに内蔵させようとすると、ロジック回路の規模が大きくなってチップサイズの低減の妨げとなる。そこで、発振器と該発振器の発振信号を整数部Ｉと分数部Ｆ／Ｇとで表される分周比（Ｉ＋Ｆ／Ｇ）で分周可能な可変分周器とを有する発振回路を備えた通信用半導体集積回路において、外部から供給される使用周波数帯に関する情報に基づいて整数部Ｉと分数部Ｆ／Ｇを生成する分周比生成回路を有し、該分周比算出回路により算出された分周比により前記可変分周器を動作させるように構成したフラクショナルＰＬＬをＲＦ−ＰＬＬとして用いることで中間周波数の信号を生成するＩＦＶＣＯを省略した発明が本出願人により提案されている（特願２００４−２１４０２０号）。しかしながら、フラクショナルＰＬＬを用いた高周波ＩＣはＩＦＶＣＯが不要となるという利点を有するが、分周比生成回路が比較的規模の大きな回路であるため、充分な小型化を達成することができないという不具合がある。

また、送信部と受信部とで共通のＶＣＯを用いるようにした無線通信機に関する発明としては例えば特許文献２に記載の発明もある。しかしながら、特許文献２に記載の発明は、本発明とは送信信号の変調方式が異なる（オフセットＰＬＬ方式でない）無線通信機に関するものである。

この発明の目的は、中間周波数の信号を直交変調した後、出力送信信号のフィードバック信号をダウンコンバートした信号と位相比較して送信用発振回路を制御するオフセットＰＬＬ方式の送信回路を有する通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）において、中間周波数の信号を生成するＩＦＶＣＯが不要であるとともに、フラクショナルＰＬＬのような複雑な分周制御回路を必要とせずに所望の周波数帯の送受信信号の変復調を行なうことができ、それによってチップサイズを低減させることが可能な回路技術を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、中間周波数の信号を直交変調した後、出力送信信号のフィードバック信号をダウンコンバートした信号と位相比較して送信用発振回路を制御するオフセットＰＬＬ方式の送信回路を有する通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）において、送信回路と受信回路に共通のローカル発振信号を生成するＲＦＶＣＯを含むＲＦ−ＰＬＬに、基準となる発振信号を分周する分周回路と自らの発振信号を分周してフィードバックする分周回路としてそれぞれ整数で表わされる分周比で分周可能な可変分周回路を設けるとともに、上記ＲＦ−ＰＬＬで生成されたローカル発振信号を分周して送信回路で必要な中間周波数の信号を生成する分周回路を設け、上記可変分周回路の分周比をそれぞれ送信周波数または受信周波数に応じて適宜切り替えるように構成したものである。

上記した手段によれば、ＲＦ−ＰＬＬに含まれる上記２つの可変分周回路の分周比をそれぞれ送信周波数または受信周波数に応じて適宜切り替えるだけで所望の中間周波数の信号を生成することができるため、中間周波数の信号を生成するＩＦＶＣＯが不要であるとともに、フラクショナルＰＬＬのような複雑な分周制御回路を必要とせずに所望の周波数帯の送受信信号の変復調を行なうことが可能になる。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、中間周波数の信号を生成するＩＦＶＣＯが不要であるとともに、フラクショナルＰＬＬのような複雑な分周制御回路を必要とせずに所望の周波数帯の送受信信号の変復調を行なうことができ、それによってＲＦ−ＰＬＬを備えたオフセットＰＬＬ方式の送信回路を有する通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）のチップサイズを低減させることができる。

以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用したマルチバンド方式の通信用半導体集積回路装置（高周波ＩＣ）とそれを用いた無線通信システムの一例を示す。
図１に示されているように、本実施例の無線通信システムは、信号電波の送受信用アンテナ１００、送受信切り替え用のアンテナスイッチ１１０、受信信号から不要波を除去するＳＡＷフィルタなどからなる高周波フィルタ１２０ａ〜１２０ｄ、送信信号を増幅する高周波電力増幅回路（パワーモジュール）１３０、受信信号を復調したり送信信号を変調したりする高周波ＩＣ２００、送信すべき音声信号やデータ信号を基本波に対し同相成分のＩ信号および直交成分のＱ信号に変換したり復調された受信Ｉ，Ｑ信号を音声信号やデータ信号に変換するなどのベースバンド処理を行なったり高周波ＩＣ２００を制御する信号を送ったりするベースバンド回路３００などで構成される。

特に制限されるものでないが、この実施例の高周波ＩＣ２００は、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の３つの通信方式による４つの周波数帯の信号の変復調が可能に構成されている。また、これに応じて、高周波フィルタは、ＰＣＳ１９００の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタ１２０ａと、ＤＣＳ１８００の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタ１２０ｂと、ＧＳＭ系の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタ１２０ｃ，１２０ｄとが設けられている。

本実施例の高周波ＩＣ２００は、大きく分けると、受信系回路ＲＸＣと、送信系回路ＴＸＣと、それ以外の制御回路やクロック生成回路など送受信系に共通の回路からなる制御系回路ＣＴＣとで構成される。

受信系回路ＲＸＣは、ＰＣＳ、ＤＣＳ、ＧＳＭの各周波数帯の受信信号をそれぞれ増幅するロウノイズアンプ２１１ａ，２１１ｂ，２１１ｃ，２１１ｄと、後述の高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２６２で生成された局部発振信号φRFを分周し互いに９０°位相がずれた直交信号を生成する分周移相回路２１０と、ロウノイズアンプ２１１ａ，２１１ｂ，２１１ｃ，２１１ｄで増幅された受信信号に分周移相回路２１０で生成された直交信号をミキシングすることで復調およびダウンコンバートを行なうミキサ２１２ａ，２１２ｂと、復調されたＩ，Ｑ信号をそれぞれ増幅してベースバンド回路３００へ出力する高利得増幅部２２０Ａ，２２０Ｂなどからなる。本実施例の受信系回路ＲＸＣは、受信信号を直接ベースバンドの周波数帯の信号にダウンコンバートするダイレクトコンバージョン方式を採用している。

高利得増幅部２２０Ａは、複数のロウパスフィルタＬＰＦ１１，ＬＰＦ１２，ＬＰＦ１３，ＬＰＦ１４と利得制御アンプＰＧＡ１１，ＰＧＡ１２，ＰＧＡ１３とが交互に直列形態に接続され、最終段にアンプＡＭＰ１が接続された構成を有しており、復調されたI信号を増幅してベースバンド回路３００へ出力する。高利得増幅部２２０Ｂも同様に、複数のロウパスフィルタＬＰＦ２１，ＬＰＦ２２，ＬＰＦ２３，ＬＰＦ２４と利得制御アンプＰＧＡ２１，ＰＧＡ２２，ＰＧＡ２３とが交互に直列形態に接続され、最終段にアンプＡＭＰ２が接続された構成を有しており、復調されたＱ信号を増幅してベースバンド回路３００へ出力する。高利得増幅部２２０Ａ，２２０Ｂには利得制御アンプＰＧＡの入力ＤＣオフセットをキャンセルするためのオフセットキャンセル回路２１３が設けられる。

制御系回路ＣＴＣには、チップ全体を制御する制御回路（コントロールロジック）２６０と、基準となる発振信号φref を生成する基準発振回路（ＤＣＸＯ）２６１、周波数変換用の高周波発振信号φRFを生成する局部発振回路としての高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２６２、該高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２６２と共にＲＦ−ＰＬＬ回路を構成するＲＦシンセサイザ２６３、ＲＦＶＣＯ２６２により生成された発振信号φRF を分周して受信系回路ＲＸＣの分周移相回路２１０に供給する分周回路２６４やＲＦＶＣＯ２６２により生成された発振信号φRF を分周して送信系回路ＴＸＣのオフセットミキサ２３５に供給する分周回路２６５などが設けられている。

ＲＦＶＣＯ２６２は、ＬＣ共振型発振回路などで構成され、ＬＣ共振回路を構成する容量素子が各々スイッチ素子を介して複数個並列に設けられ、そのスイッチ素子をバンド切り替え信号で選択的にオンさせることにより、接続される容量素子すなわちＬＣ共振回路のＣの値を切り替えることで発振周波数を段階的に切り替えることができるように構成されている。また、ＲＦＶＣＯ２６２は、ＲＦシンセサイザ２６３内のループフィルタ２６９からの電圧によって可変容量素子の容量値が変化され、発振周波数が連続的に変化される。

分周回路２６４，２６５は、制御回路２６０からの信号によって制御され、ロウバンドすなわちＧＳＭ方式に従った送受信を行なうＧＳＭモードと、ハイバンドすなわちＤＣＳまたはＰＣＳ方式に従った送受信を行なうＤＣＳ／ＰＣＳモードとで分周比が切り替えられて、供給する信号の周波数を選択することができるようにされる。

制御回路２６０には、ベースバンド回路３００から同期用のクロック信号ＣＬＫと、データ信号ＳＤＡＴＡと、制御信号としてのロードイネーブル信号ＬＥＮとが供給されており、制御回路２６０は、ロードイネーブル信号ＬＥＮが有効レベルにアサートされると、ベースバンド回路３００から伝送されてくるデータ信号ＳＤＡＴＡをクロック信号ＣＬＫに同期して順次取り込んで、データ信号ＳＤＡＴＡに含まれるコマンドに応じてチップ内部の制御信号を生成する。特に制限されるものでないが、データ信号ＳＤＡＴＡはシリアルで伝送される。

なお、基準発振回路２６1により生成される基準発振信号φrefは周波数精度の高いことが要求されるため、基準発振回路２６1には外付けの水晶振動子Ｘｔａｌが接続される。基準発振信号φrefとしては、例えば１９．２ＭＨｚのような周波数が選択される。ＲＦシンセサイザ２６３は、基準発振回路２６１からの基準発振信号φrefを１／Ｒ（Ｒは正の整数）に分周する可変分周回路２６６やＲＦＶＣＯ２６２からのフィードバック信号φFBを１／Ｎ（Ｎは正の整数）に分周する可変分周回路２６７、分周された２つの信号φref’と信号φFB’の位相を比較して位相差を検出する位相比較回路２６８、該位相比較回路２６８の出力に応じた電圧を生成するループフィルタ２６９などで構成される。

特許文献１に記載されているような従来のＲＦ−ＰＬＬにおいては、基準発振信号φrefとして２６ＭＨｚを選択しこれを可変分周回路（２６６）が６５分周して、４００ｋＨｚ（固定）の信号として位相比較回路（２６８）へ供給するようにされていた。これに対して、本実施例のＲＦ−ＰＬＬにおいては、基準発振信号φrefとして１９．２ＭＨｚを選択し、これを可変分周回路２６６がモード（ＧＳＭまたはＤＣＳ，ＰＣＳ）とバンド（送受信周波数帯）に応じて、"４４"，"４６"または"４８"のいずれかの分周比でφrefの周波数を１／４４，１／４６または１／４８にして、可変周波数の基準信号として位相比較回路２６８へ供給するように構成されている。

本実施例おいて、上記のように可変分周回路２６６の分周比Ｒが"４４"，"４６"または"４８"のいずれかとされる理由は、ＲＦＶＣＯの可変周波数範囲を狭くするためである。ＲＦＶＣＯの可変周波数範囲が広いと、可変容量素子（バラクタダイオード）などの構成素子のサイズが大きくなったりオンチップの素子を使用できなくなったりして小型化が困難になるが、ＲＦＶＣＯの可変周波数範囲が狭いと小型化が容易になるという利点がある。

分周比が１／Ｎで表わされている可変分周回路２６７は、ＲＦＶＣＯ２６２の発振信号φRFを分周するプリスケーラと、該プリスケーラで分周された信号をさらに分周する第１カウンタ（Ｎカウンタ）および第２カウンタ（Ａカウンタ）からなるモジュロカウンタとにより構成することができる。プリスケーラとモジュロカウンタによる発振信号の分周の仕方は既に公知の技術である（例えば特許文献１）。

かかる可変分周回路において、プリスケーラは、例えば４７分周と４８分周のように、分周比の異なる２種類の分周が可能に構成されており、Ａカウンタのカウント終了信号で一方の分周比から他方への切り替えが行なわれる。ＮカウンタとＡカウンタはプログラマブルカウンタで、Ｎカウンタには、所望の周波数（出力として得たいＶＣＯの発振周波数ｆRFを基準発振信号の分周信号φref’の周波数ｆref’とプリスケーラの第１の分周比（例えば６４）とで割り算したときの整数部が、またＡカウンタには、その余り（ＭＯＤ）が設定され、各カウンタはその設定された値を計数するとカウント動作を終了し、再度設定値のカウントを行なう。

具体的には、例えば基準発振信号φrefを分周回路２６６で分周した信号φref’の周波数ｆref’が４００ｋＨｚで、所望のＶＣＯの発振周波数ｆRFが３７８９．６ＭＨｚの場合を考えると、３７８９．６÷０．４÷４７＝２０１余り２７であるので、Ｎカウンタに設定される値"Ｎ"は「２０１」で、Ａカウンタに設定される値"Ａ"は「２７」である。それぞれのカウンタにこのような値が設定された状態でプリスケーラとモジュロカウンタが動作すると、プリスケーラは先ずＲＦＶＣＯ２６２の発振信号φFBを４７分周し、その出力をＡカウンタが設定値の「２７」まで計数すると、Ａカウンタからカウント終了信号が出力され、この終了信号によってプリスケーラの動作（分周比）が「４８」に切り替えられ、再びＡカウンタが設定値の「２７」を計数するまでプリスケーラはＲＦＶＣＯ２６２の発振信号を４８分周する。

このような動作をすることによって、モジュロカウンタは整数比でなく、小数部を有する比で発振信号の分周を行なうことができるようになる。実施例のＰＬＬ回路は、Ｎカウンタの出力の周波数が基準発振信号の分周信号φref’の周波数ｆref’（４００ｋＨｚ）と一致するようにフィードバックがかかってＲＦＶＣＯ２６２が発振制御されるため、Ｎカウンタに設定される値"Ｎ"が「２０１」で、Ａカウンタに設定される値"Ａ"が「２７」である上記具体例の場合には、ＲＦＶＣＯ２６２の発振周波数ｆRFは、
ｆRF＝（４７×２０１＋２７）×ｆref’＝９４７４×４００＝３７８９６００
より、３７８９．６ＭＨｚとなる。

なお、ＮカウンタとＡカウンタは実際にはバイナリカウンタで構成されるので、Ｎカウンタに設定される値"Ｎ"とＡカウンタに設定される値"Ａ"はそれぞれバイナリコードであり、ベースバンド回路３００からのバンド情報とチャネル情報に従って制御回路２６０が生成してＮカウンタとＡカウンタにそれぞれ与えるようにされる。

送信系回路ＴＸＣは、ＲＦＶＣＯ２６２により生成された発振信号φRF を分周して中間周波数の発振信号φIFを生成する分周回路２３１、該分周回路２３１で分周された信号をさらに分周しかつ互いに９０°位相がずれた直交信号を生成する分周移相回路２３２、生成された直交信号をベースバンド回路３００から供給されるＩ信号とＱ信号により変調をかけるミキサからなる変調回路２３３ａ，２３３ｂ、変調された信号を合成する加算器２３４と、所定の周波数の送信信号φTXを発生する送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０、送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０の出力側から取り出されたフィードバック信号と前記高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２６２で生成された高周波発振信号φRFを分周した信号φRF’とをミキシングすることでそれらの周波数差に相当する周波数の信号を生成するオフセットミキサ２３５、該オフセットミキサ２３５の出力と前記加算器２３４で合成された信号TXIFとを比較して位相差を検出する位相比較回路２３６、該位相検出回路２３６の出力に応じた電圧を生成するループフィルタ２３７、送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２３４の出力を分周してＧＳＭの送信信号とする分周回路２３８、送信出力用バッファ回路２３９ａ，２３９ｂなどから構成されている。

この実施例の送信系回路は、送信Ｉ，Ｑ信号で中間周波数の搬送波を直交変調するとともに、ＴＸＶＣＯ２４０の出力側からの帰還信号をＲＦＶＣＯ２６２の高周波発振信号φRFを分周した 信号φRF’とミキシングすることで周波数差（オフセット）に相当する中間周波数の信号にダウンコンバートした後、該信号と上記直交変調後の信号とを位相比較して位相差に応じてＴＸＶＣＯ２４０を制御するオフセットＰＬＬ方式を採用している。位相検出回路２３６と、ループフィルタ２３７、ＴＸＶＣＯ２４０およびオフセットミキサ２３５によって周波数変換（アップコンバート）を行なう送信用ＰＬＬ回路（ＴＸ−ＰＬＬ）が構成される。また、オフセットミキサ２３５にフィードバックする信号を取り出す位置を、ＧＳＭモードかＤＣＳ／ＰＣＳモードかに応じてＴＸＶＣＯ２４０の出力側か分周回路２３８の出力側かを切り替えるスイッチ２４１が設けられており、ＧＳＭモードのときは分周回路２３８の出力側が選択される。

本実施例のマルチバンド方式の無線通信システムでは、例えばベースバンド回路３００からの指令によって制御回路２６０が、送受信時に使用バンドおよびチャネルに応じてＲＦ−ＰＬＬの分周回路の分周比Ｒ，Ｎを設定すると共に、ＧＳＭモードかＤＣＳ／ＰＣＳモードかに応じて分周回路２６４，２６５の分周比を切り替えることで、高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２６２から受信系回路ＲＸＣや受信系回路ＴＸＣに供給される発振信号の周波数が変更されて送受信の周波数の切り替えが行なわれる。

ＲＦＶＣＯ２６２の発振周波数は、受信モードと送信モードで、またＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＤＣＳとＰＣＳで異なる値に設定され、生成された発振信号φRFが分周回路２６４でＧＳＭの場合は１／２に分周されて、またＤＣＳとＰＣＳの場合はそのまま分周移相回路２１０へ供給される。また、ＲＦＶＣＯ２６２の発振信号φRFは、分周回路２６５でＧＳＭの場合は１／４に分周されて、またＤＣＳとＰＣＳの場合は１／２に分周されて、φRF’としてオフセットミキサ２３５に供給される。

オフセットミキサ２３５では、このφRF’とＴＸＶＣＯ２４０からの送信用発振信号φTXの周波数の差（ｆRF’−ｆTX）に相当する差信号が出力されて位相比較器２３６へ供給され、この差信号の周波数が変調信号TXIFの周波数と一致するように送信用ＰＬＬ（ＴＸ−ＰＬＬ）が動作する。言いかえると、ＴＸＶＣＯ２４０は、ＲＦＶＣＯ２６２からの発振信号φRF’の周波数（ｆRF／４またはｆRF／２）と変調信号TXIFの周波数（ｆTX）の差に相当する周波数で発振するように制御される。

次に、上記実施例の無線通信システムにおけるＲＦＶＣＯ２６２の具体的な周波数の設定例を、図２を用いて説明する。
この例では、基準発振回路（ＤＣＸＯ）２６１により生成される基準発振信号φrefとしては１９．２ＭＨｚのような周波数が選択され、基準発振信号φrefを分周する可変分周回路２６６の分周比"Ｒ"は、ロウバンドの送信時に"４４"、ハイバンドの送信時に"４６"、受信時には使用バンドにかかわらず"４８"に設定される。これより、位相比較回路２６８に供給される基準信号φref’の周波数は、それぞれ４３６．４ｋＨｚ，４１７．４ｋＨｚ，４００ｋＨｚとなる。

一方、高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２６２により生成される発振信号φRFは、送信時には３５６６．４〜３９９３．６ＭＨｚのような周波数範囲で、また受信時には３４７６〜３９８０ＭＨｚのような周波数範囲で選択されるように、使用バンドおよびチャネル情報に応じて発振信号φRFを分周する可変分周回路２６７の分周比"Ｎ"が設定される。これより、高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２６２のトータルの可変周波数範囲は４１７．６（＝３９９３．６−３４７６）ＭＨｚ、従ってＲＦＶＣＯとしては発振周波数を１３．９％可変できるものであれば良いことが分かる。

中間周波数の信号φIFを生成する分周回路２３１の分周比ＮIFは、"４８"に固定であり、これにより中間周波数信号φIFの周波数ｆIFは、ロウバンドの送信時には７４．９〜８３．２ＭＨｚ、ハイバンドの送信時に７４．３〜８３．０ＭＨｚの範囲に設定される。さらに、分周回路２６５の分周比は、ロウバンドの送信時には"４"、ハイバンドの送信時に"２"に設定される。分周回路２３１と分周回路２６５は同一の信号φRFを分周するので、ＲＦＶＣＯから分周回路２６５を介してオフセットミキサ２３５へ供給される信号の周波数は１２ｆIFと２４ｆIFとなる。

オフセットミキサ２３５の出力信号の周波数は送信信号と分周回路２６５からの信号の周波数差であり、それが中間周波数信号φIFの周波数ｆIFに等しいつまりｆTX＋ｆIF＝１２ｆIF，ｆTX＋ｆIF＝２４ｆIFであるため、ｆTX＝１１ｆIF，ｆTX＝２３ｆIFで表わされる。これより、ロウバンドの送信時の送信信号の周波数ｆTXは８２３．９〜９１５．２ＭＨｚ、ハイバンドの送信時の送信信号の周波数ｆTXは１７０８．９〜１９０９ＭＨｚとなる。

次に、上記実施例の無線通信システムにおけるＲＦＶＣＯ２６２の具体的な周波数の他の設定例を、図３を用いて説明する。
この例では、基準発振回路２６１により生成される基準発振信号φrefとしては３８．４ＭＨｚのような周波数が選択され、基準発振信号φrefを分周する可変分周回路２６６の分周比"Ｒ"は、ロウバンドの送信時に"８４"、ハイバンドの送信時に"９０"、受信時には使用バンドにかかわらず"９６"に設定される。これより、位相比較回路２６８に供給される基準信号φref’の周波数は、それぞれ４５７．１ｋＨｚ，４２６．７ｋＨｚ，４００ｋＨｚとなる。

一方、高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２６２により生成される発振信号φRFは、送信時には３６４８．０〜４１８２．４ＭＨｚのような周波数範囲で、また受信時には３４７６〜３９８０ＭＨｚのような周波数範囲で選択されるように、使用バンドおよびチャネル情報に応じて発振信号φRFを分周する可変分周回路２６６の分周比"Ｎ"が設定される。これより、高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）２６２のトータルの可変周波数範囲は７０６．４（＝４１８２．４−３４７６）ＭＨｚ、従ってＲＦＶＣＯとしては発振周波数を１８．４％可変できるものであれば良いことが分かる。

中間周波数の信号φIFを生成する分周回路２３１の分周比ＮIFは、"３２"に固定であり、これにより中間周波数信号φIFの周波数ｆIFは、ロウバンドの送信時には１１７．７〜１３０．７ＭＨｚ、ハイバンドの送信時に１１４．０〜１２７．３ＭＨｚの範囲に設定される。さらに、分周回路２６５の分周比は、ロウバンドの送信時には"４"、ハイバンドの送信時に"２"に設定され、オフセットミキサ２３５に供給される信号の周波数は８ｆIFと１６ｆIFとなる。

オフセットミキサ２３５の出力信号の周波数は送信信号と分周回路２６５からの信号の周波数差であり、それが中間周波数信号φIFの周波数ｆIFに等しいつまりｆTX＋ｆIF＝８ｆIF，ｆTX＋ｆIF＝１６ｆIFであるため、ｆTX＝７ｆIF，ｆTX＝１５ｆIFで表わされる。これより、ロウバンドの送信時の送信信号の周波数ｆTXは８２３．９〜９１４．９ＭＨｚ、ハイバンドの送信時の送信信号の周波数ｆTXは１７１０〜１９０９．５ＭＨｚとなる。

なお、上記ＲＦ−ＰＬＬ内の可変分周回路２６６と２６７並びにＩＦ用分周回路２３１を、それぞれ前記第１の周波数プラン（図２）における分周比と第２の周波数プラン（図３）における分周比のいずれの分周比でも分周動作できるように構成しておくようにしても良い。これにより、基準発振信号φrefとして１９．２ＭＨｚと３８．４ＭＨｚのいずれの周波数の発振信号も使えるようになり、ユーザーの使い勝手が良くなるという利点がある。

図４は、本発明を適用した通信用半導体集積回路装置（高周波ＩＣ）とそれを用いた無線通信システムの第２の実施例を示す。図４により分かるように、本実施例はシングルバンド方式すなわちＧＳＭのような１つの通信方式に従った送受信が可能に構成された高周波ＩＣとそれを用いた無線通信システムである。

マルチバンド方式の高周波ＩＣとそれを用いた無線通信システムの構成を示す図１と比較すると明らかなように、本実施例では、受信回路側には高周波フィルタ１２０とロウノイズアンプ２１１が１系統のみ設けられ、送信回路側にも送信出力用バッファ回路２３９が１つだけ設けられているとともに、ＴＸＶＣＯ２４０の後段の分周回路２３８は省略されている。また、ＲＦＶＣＯ２６２で生成された発振信号φRFを分周して受信側のミキサ２１２と送信側のオフセットミキサ２３５へ供給する分周回路２６４，２６５は固定された分周比で分周動作するように構成される。

また、特に制限されるものでないが、この実施例では、ＲＦ−ＰＬＬ２６３を構成する位相比較回路２６８はディジタル位相比較回路からなり、送信用ＰＬＬ回路を構成する位相比較回路２３６はディジタル位相比較回路とアナログ位相比較回路を並列に設けたものが用いられ、高速なディジタル位相比較回路から高精度のアナログ位相比較回路への切替えが行なわれるように構成されている。それ以外は、図１の第１実施例と同様である。

本実施例においても、基準発振回路２６１は、１９．２ＭＨｚまたは３８．４ＭＨｚの周波数の基準発振信号φrefを生成するようにされる。ＲＦＶＣＯ２６２の周波数やＲＦ−ＰＬＬ内の可変分周回路２６６の分周比"Ｒ"、中間周波数の信号φIFを生成する分周回路２３１の分周比ＮIFなどによって設定される周波数プランは、第１の実施例に準じて決定することができるので詳細な説明は省略する。

以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前記実施例では、中間周波数の信号φIFを生成するＩＦ用分周回路２３１の分周比ＮIFが固定である場合について説明したが、ＩＦ用分周回路２３１の分周比ＮIFを、例えば"４７"，"４８"または"４９"のように切り替えることができるように構成しても良い。これにより、中間周波数の信号φIFの高調波が受信周波数帯の範囲に入ってしまうのを回避することができる。

中間周波数の信号φIFの高調波が受信周波数帯の範囲に入っていると、φIFの高調波が変調用のミキサ２３３や送信用ＶＣＯ２４０を通って出力にスプリアスとして現われることになり、受信周波数帯への信号の漏れ量が大きくなって受信帯ノイズが仕様を満たさなくなるおそれがある。そこで、ＩＦ用分周回路２３１の分周比ＮIFを切り替えて中間周波数の信号φIFの高調波の周波数が受信周波数帯の範囲からはずれるようにすることで、受信周波数帯への信号の漏れの問題を回避することができる。これは基準発振信号φrefを分周する分周回路２６６についてもいえることである。

また、前記実施例では、基準発振信号φrefの周波数として、１９．２ＭＨｚまたは３８．４ＭＨｚを選択しているが、それに限定されるものでなく、ＲＦ−ＰＬＬ内の可変分周回路２６６や２６７の分周比Ｒ，Ｎ、ＩＦ用分周回路２３１の分周比ＮIFを適当に設定することにより、２６ＭＨｚや１３ＭＨｚなど他の周波数を使用することも可能である。ただし、現在、日本で実用化されているＷＣＤＭＡ（ワイドバンドＣＤＭＡ）方式の携帯電話機では、基準発振信号φrefの周波数として１９．２ＭＨｚが主流となっているため、実施例のように１９．２ＭＨｚまたは３８．４ＭＨｚを選択することで、ＧＳＭ方式とＷＣＤＭＡ方式の通信が可能なマルチバンドの携帯電話機を容易に構成することができる高周波ＩＣを提供できるという利点がある。

さらに、前記実施例では、制御回路２６０がベースバンド回路３００からのバンド情報とチャネル情報に基づいてＲＦ−ＰＬＬ内のカウンタ２６７に与える設定コード"Ｎ"，"Ａ"を生成すると説明したが、バンド情報とチャネル情報の代わりに使用周波数情報をもらい高周波ＩＣ側において周波数情報からカウンタ２６７に与える設定コードを生成するようにしても良い。また、前記実施例では、基準発振回路として水晶振動子のみ外付け素子とされた発振回路が高周波ＩＣに内蔵されているが、ディスクリートの部品である発振モジュールあるいはベースバンドＩＣその他のＩＣから所定の周波数（１９．２ＭＨｚまたは３８．４ＭＨｚ）の基準発振信号φrefをもらうようにしても良い。

以上の説明では本発明を、ＧＳＭ８５０，９００方式とＤＣＳ1800方式とＰＣＳ1900の３つの方式に従った４つのバンドの通信が可能に構成されたクワッドバンド方式のシステムとＧＳＭ方式の通信のみ行なえるシングルバンド方式のシステムに適用した場合を説明したが、本発明はＧＳＭ方式とＤＣＳ方式またはＰＣＳのいずれか２つの方式に従った通信が可能に構成されたデュアルバンド方式のシステムやＧＳＭ方式とＤＣＳ方式とＰＣＳの３つの方式に従った通信が可能に構成されたトリプルバンド方式のシステム、さらにこれらにＷＣＤＭＡ方式に従った通信が可能に構成されたシステムにも利用することができる。

図１は、本発明を適用したマルチバンド方式の通信用半導体集積回路装置（高周波ＩＣ）とそれを用いた無線通信システムの一例を示すブロック図である。 図２は実施例の無線通信システムにおけるＲＦＶＣＯの具体的な周波数の設定例を示す説明図である。 図３は実施例の無線通信システムにおけるＲＦＶＣＯの具体的な周波数の他の設定例を示す説明図である。 図４は、本発明を適用した通信用半導体集積回路装置（高周波ＩＣ）とそれを用いた無線通信システムの第２の実施例を示すブロック図である。

符号の説明

１００ アンテナ
１１０ 送受信切り替え用スイッチ
１２０ａ〜１２０ｄ 高周波フィルタ
１３０ 高周波電力増幅回路（パワーモジュール）
２００ 高周波ＩＣ
２１１ａ〜２１１ｄ ロウノイズアンプ
２１２ａ，２１２ｂ 復調用ミキサ
２２０Ａ，２２０Ｂ 高利得増幅回路
２３１ ＩＦ用分周回路
２３３ａ，２３３ｂ 変調用ミキサ
２３５ オフセットミキサ
２３６ 位相比較回路
２３７ ループフィルタ
２３８ 分周回路
２４０ 送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）
２６０ 制御回路
２６１ 基準発振回路
２６２ 高周波発振回路（ＲＦＶＣＯ）
３００ ベースバンド回路

Claims (11)

1. 中間周波数の信号を直交変調した後、出力送信信号のフィードバック信号をダウンコンバートした信号と位相比較して送信用発振回路を制御するオフセットＰＬＬ方式の送信回路と、所定の周波数の発振信号を用いて受信信号を復調する受信回路と、前記送信回路と受信回路に共通の発振信号を生成する高周波発振回路を含むＲＦ−ＰＬＬ回路とを有する通信用半導体集積回路であって、
   前記ＲＦ−ＰＬＬ回路は、基準となる発振信号を分周する第１可変分周回路と、前記高周波発振回路の発振出力信号を分周してフィードバックする第２可変分周回路と、前記第１可変分周回路と前記第２可変分周回路でそれぞれ分周された信号の位相差に応じた電圧を出力する位相差検出回路とを備え、該位相差検出回路の出力に応じて前記高周波発振回路の発振周波数が制御されるとともに、前記ＲＦ−ＰＬＬで生成された発振信号を分周して前記送信回路で必要な中間周波数の信号を生成する第１分周回路を備え、上記第１および第２可変分周回路の分周比がそれぞれ送信周波数または受信周波数に応じて適宜切り替えられるように構成されてなる通信用半導体集積回路。
2. 前記第１可変分周回路と前記第２可変分周回路は、整数で表わされる分周比で分周動作することを特徴とする請求項１に記載の通信用半導体集積回路。
3. 前記出力送信信号のフィードバック信号と所定の周波数の発振信号とを合成してダウンコンバートする周波数変換回路と、前記高周波発振回路により生成された発振信号を分周して前記周波数変換回路に供給される前記所定の周波数の発振信号を生成する第２分周回路とを備え、該第２分周回路の分周比は前記送信回路において送信に用いられる周波数帯に応じて変化されることを特徴とする請求項１に記載の通信用半導体集積回路。
4. 前記ＲＦ−ＰＬＬ回路を構成する前記第１可変分周回路と前記第２可変分周回路の分周比は送信または受信に用いる周波数帯に応じて変化されることを特徴とする請求項１に記載の通信用半導体集積回路。
5. 前記第１分周回路の分周比は固定であることを特徴とする請求項１に記載の通信用半導体集積回路。
6. 前記第１可変分周回路と前記第２可変分周回路の分周比が変更可能にされることにより、周波数の異なる複数の基準発振信号が使用可能であることを特徴とする請求項１に記載の通信用半導体集積回路。
7. 前記基準となる発振信号の周波数は１９．２ＭＨｚの整数倍であり、前記第１分周回路の分周比は"４８"であることを特徴とする請求項１〜６のいれずれかに記載の通信用半導体集積回路。
8. 前記第１可変分周回路の分周比は"４４"，"４６"または"４８"の中から選択されることを特徴とする請求項７に記載の通信用半導体集積回路。
9. 前記基準となる発振信号の周波数は３８．４ＭＨｚの整数倍であり、前記第１分周回路の分周比は"３２"であることを特徴とする請求項１〜６のいれずれかに記載の通信用半導体集積回路。
10. 前記第１可変分周回路の分周比は"８４"，"９０"または"９６"の中から選択されることを特徴とする請求項９に記載の通信用半導体集積回路。
11. 前記ＲＦ−ＰＬＬ回路により生成された発振信号を分周して前記受信回路に供給する第３分周回路を備えることを特徴とする請求項３に記載の通信用半導体集積回路。

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