WO2019003419A1 - 受信機 - Google Patents

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WO2019003419A1
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WO
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signal
phase
output
change unit
phase change
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PCT/JP2017/024155
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裕翔 榊
安藤　暢彦
大塚　浩志
田島　賢一
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三菱電機株式会社
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Publication date
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    • H04B2001/307—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers using n-port mixer

Definitions

  • the present invention relates to a receiver for simultaneously receiving radio signals of a plurality of frequency bands.
  • a receiver capable of receiving a plurality of wireless signals (hereinafter referred to as a multi-channel receiver) is required to be able to simultaneously receive a plurality of wireless signals.
  • a multi-channel receiver a plurality of local signals corresponding to a plurality of radio frequencies are provided, an output signal of each local signal is synthesized, and the plurality of radio signals are simultaneously processed by using it as a local signal of a mixer.
  • Patent Document 1 There has been a configuration for receiving (see, for example, Patent Document 1).
  • the present invention was made in order to solve such problems, and it is necessary to minimize the number of signal sources for mixers necessary to receive even when the number of radio signals to be received increases, and to reduce the circuit size. It is an object of the present invention to provide a receiver capable of simultaneously receiving a plurality of radio signals while suppressing an increase and an increase in power consumption.
  • a receiver comprises a signal source generating first to fourth local signals, and a first mixer frequency converting four radio signals of different frequencies using the first and second local signals.
  • a second mixer that frequency-converts four radio signals of different frequencies using the third and fourth local signals, an output signal of the first mixer and an output signal of the second mixer as input signals
  • a first phase change unit that outputs a signal obtained by changing the phase of the signal from the first and second output terminals, an output signal of the first mixer and an output signal of the second mixer as input signals
  • a second phase change unit outputting from the first and second output terminals a signal whose phase is changed, and a first phase change unit adding a signal of the first and second output terminals of the first phase change unit Adder, first and second outputs of second phase changer A second adder for adding the child signals, wherein the frequencies of the first local signal and the third local signal are the same and different in phase, and the frequencies of the second local signal and the fourth local signal are the same , And the frequencies of the first local signal and the frequency of the
  • the receiver according to the present invention applies local signals of different phases from the signal source to the first mixer and the second mixer to perform frequency conversion, and the first phase change unit and the second phase change unit perform the signal conversion.
  • the in-phase and anti-phase relationships of are generated to add these in-phase and anti-phase signals. This makes it possible to minimize the number of signal sources, and simultaneously receive a plurality of wireless signals while suppressing an increase in circuit size and an increase in power consumption.
  • FIG. 1 is a block diagram of a receiver according to the present embodiment.
  • the receiver according to the present embodiment includes an antenna 1, a filter 2, an amplifier 3, a frequency conversion unit 4, a signal separation unit 5, and a demodulation unit 6 as illustrated.
  • the antenna 1 is an antenna that receives a plurality of wireless signals.
  • the filter 2 is a band pass filter for removing an unnecessary signal from the radio signal received by the antenna 1.
  • the amplifier 3 is an amplifier that amplifies the output signal from the filter 2 at a predetermined amplification factor.
  • the frequency converter 4 is a processing unit that frequency-converts the plurality of signals amplified by the amplifier 3.
  • the signal separation unit 5 is a processing unit that performs signal separation on the signals frequency-converted by the frequency conversion unit 4 and extracts the signals as the respective signals.
  • the demodulation unit 6 is a processing unit that demodulates the signal extracted by the signal separation unit 5.
  • FIG. 2 is a configuration diagram showing details of the frequency conversion unit 4 and the signal separation unit 5.
  • the frequency converter 4 includes a power distributor 41, a first mixer 42, a second mixer 43, a signal source 44, a first band pass filter 45, a second band pass filter 46, and a first AD (analog digital signal).
  • the power distributor 41 is a circuit that divides the power of the output signal of the amplifier 3 into two and outputs the signals to the first mixer 42 and the second mixer 43 respectively.
  • the signal source 44 is a processing unit that generates local signals of the first mixer 42 and the second mixer 43 and outputs the generated signals to the first mixer 42 and the second mixer 43, respectively.
  • the first mixer 42 performs frequency conversion of the signal output from the power divider 41 using the local signal output from the signal source 44, and outputs the signal after frequency conversion to the first band pass filter 45. It is a department.
  • the second mixer 43 performs frequency conversion of the signal output from the power distributor 41 using the local signal output from the signal source 44, and outputs the signal after frequency conversion to the second band pass filter 46. Processing unit.
  • the first band pass filter 45 is a filter that passes only a specific signal of the output signals of the first mixer 42 and outputs the signal to the first AD converter 47.
  • the second band pass filter 46 is a filter that passes only a specific signal of the output signals of the second mixer 43 and outputs the signal to the second AD converter 48.
  • the first AD converter 47 converts the output signal of the first band pass filter 45 from an analog signal to a digital signal, and outputs the converted signal to the first phase change unit 51 in the signal separation unit 5. It is a processing unit.
  • the second AD converter 48 is a processing unit that converts the output signal of the second band pass filter 46 from an analog signal to a digital signal and outputs the converted signal to the second phase change unit 52.
  • the signal separation unit 5 includes a first phase change unit 51, a second phase change unit 52, a first adder 53, a second adder 54, a first low pass filter 55, and a first high pass.
  • a pass filter 56, a second low pass filter 57, and a second high pass filter 58 are provided.
  • the first phase change unit 51 is a circuit that receives the output signal of the first AD converter 47 and the output signal of the second AD converter 48 as input signals and outputs a signal obtained by changing the phase of these input signals. And has a first output terminal 51a and a second output terminal 51b for outputting these signals.
  • the second phase change unit 52 is a circuit that receives the output signal of the first AD converter 47 and the output signal of the second AD converter 48 as input signals and outputs a signal obtained by changing the phase of these input signals. And has a first output terminal 52a and a second output terminal 52b for outputting these signals.
  • the first phase change unit 51 includes a first 90 ° phase shifter 511, and the output signal of the second AD converter 48 is given as an input signal of the first 90 ° phase shifter 511, The output signal of the 90 ° phase shifter 511 of 1 is configured to be given to the second output terminal 51b. Further, an output signal of the first AD converter 47 is output as it is to the first output terminal 51 a of the first phase change unit 51.
  • the second phase change unit 52 includes a second 90 ° phase shifter 521, and the output signal of the first AD converter 47 is given as an input signal of the second 90 ° phase shifter 521, An output signal of the two 90 ° phase shifter 521 is provided to the first output terminal 52a. Further, an output signal of the second AD converter 48 is output as it is to the second output terminal 52 b of the second phase change unit 52.
  • the first 90 ° phase shifter 511 and the second 90 ° phase shifter 521 are circuits that delay the phase of the input signal by 90 ° and output them.
  • the first adder 53 is an operation unit that adds the signal output from the first output terminal 51a of the first phase change unit 51 and the signal output from the second output terminal 51b.
  • the second adder 54 is an operation unit that adds the signal output from the first output terminal 52 a of the second phase change unit 52 and the signal output from the second output terminal 52 b.
  • the first low pass filter 55 is a filter for passing a low frequency signal of the signals output from the first adder 53 and outputting the signal to the demodulation unit 6.
  • the first high pass filter 56 is a filter for passing a signal having a high frequency among the signals output from the first adder 53 and outputting the signal to the demodulation unit 6.
  • the second low pass filter 57 is a filter for passing the low frequency signal of the signals output from the second adder 54 and outputting the signal to the demodulator 6.
  • the second high pass filter 58 is a filter for passing a signal having a high frequency among the signals output by the second adder 54 and outputting the signal to the demodulation unit 6.
  • the outputs of the first low pass filter 55 to the second high pass filter 58 are configured to be input to the demodulator 6 respectively.
  • the received radio signal has amplitudes A, B, C, D and time t of the signals S A to S D , frequencies f LO 1 , f LO 2 , ⁇ f 1 , ⁇ f 2 and phases ⁇ A , ⁇ B , ⁇ C , Each using ⁇ D It represents.
  • f LO1 ⁇ f LO2 and ⁇ f 1 ⁇ f 2 for the sake of explanation.
  • FIG. 3 is a diagram showing an output signal of the amplifier 3.
  • the power distributor 41 of the frequency converter 4 distributes the output signal of the amplifier 3 and outputs it to the first mixer 42 and the second mixer 43 respectively.
  • the signal source 44 generates local signals to be used by the first mixer 42 and the second mixer 43, respectively.
  • N in Formula (7) and Formula (8) is taken as an integer.
  • the first term cos (2 ⁇ f LO1 t + ⁇ 1 _LO 1) in the equation (5) is defined as a first local signal (hereinafter referred to as a first LO signal) output from the signal source 44, and
  • the term cos (2 ⁇ f LO2 t + ⁇ 1 _LO 2 ), which is a term, is defined as a second local signal (hereinafter referred to as a second LO signal).
  • cos (2 ⁇ f LO1 t + ⁇ 2 _LO 1) which is the first term of the equation (6) is defined as a third local signal from the signal source 44 (hereinafter referred to as third LO signal).
  • a certain (2 ⁇ f LO2 t + ⁇ 2 _LO 2 ) is defined as a fourth local signal (hereinafter referred to as a fourth LO signal).
  • a fourth LO signal As is clear from the fact that the first LO signal and the third LO signal both include 2 ⁇ f LO1 t, they have the same frequency. Also, as is apparent from the fact that both the second LO signal and the fourth LO signal include 2 ⁇ f LO2 t, the frequencies are the same. Furthermore, the frequency is different because the first LO signal is 2 ⁇ f LO1 t while the second LO signal is 2 ⁇ f LO2 t. Also, the first LO signal and the third LO signal are different in phase as shown in equation (7), and the second LO signal and the fourth LO signal are as shown in equation (8) The phase is different.
  • the first mixer 42 performs frequency conversion by multiplying the output signal of the power distributor 41 and the output signal of the signal source 44 represented by equation (5). Since the output signal of the first mixer 42 passes only a specific frequency by the first band pass filter 45, the output signal S 1 _BPF of the first band pass filter 45 is: It becomes. here, It is.
  • FIG. 4 is a diagram showing an output signal of the first band pass filter 45. As shown in FIG. The output signal of the first band pass filter 45 is input to the first AD converter 47.
  • the second mixer 43 performs frequency conversion by multiplying the output signal of the power distributor 41 and the output signal of the signal source 44 represented by equation (6). Since the output signal of the second mixer 43 passes only a specific frequency by the second band pass filter 46, the output signal S 2 _BPF of the second band pass filter 46 is: It becomes. here, It is. The output signal of the second band pass filter 46 is input to the second AD converter 48.
  • the first AD converter 47 converts the output signal of the first band pass filter 45 from analog to digital.
  • the output signal S 1 _ADC of the first AD converter 47 is It is.
  • the output signal of the first AD converter 47 is input to the first phase change unit 51 and the second phase change unit 52.
  • the rate at which the first AD converter 47 operates hereinafter, referred to as the sampling frequency) f s, of the signal S C or the signal S D, and BW the frequency bandwidth of the broad signal of any frequency bandwidth
  • the second AD converter 48 converts the output signal of the second band pass filter 46 from analog to digital.
  • the output signal S 2 _ADC of the second AD converter 48 is It is.
  • the output signal of the second AD converter 48 is input to the first phase change unit 51 and the second phase change unit 52.
  • the sampling frequency of the second AD converter 48 is the same as the sampling frequency f s of the first AD converter 47.
  • the second 90 ° phase shifter 521 in the second phase change unit 52 delays the phase of the output signal of the first AD converter 47 by 90 °.
  • the output signal S 2 _ 90 of the second 90 ° phase shifter 521 is It becomes. here It is.
  • the output signal of the second 90 ° phase shifter 521 is input to the second adder 54.
  • the first 90 ° phase shifter 511 in the first phase change unit 51 delays the phase of the output signal of the second AD converter 48 by 90 °.
  • the output signal S 1 _ 90 of the first 90 ° phase shifter 511 is It becomes. here, It is.
  • the output signal of the first 90 ° phase shifter 511 is input to the first adder 53.
  • the first radio output from the first output terminal 51 a and the second output terminal 51 b in the first phase change unit 51 The signals S A are in phase with one another. That is, the terms “ ⁇ A (t) ” including the phase in the equation are equal.
  • the second radio signal SD output from the first output terminal 51a and the second output terminal 51b in the first phase change unit 51 is apparent from the comparison of the equations (13) and (31). As such, the terms including the phase are both in phase because they are both “ ⁇ D (t) + ⁇ / 2”.
  • the third wireless signal S B output from the first output terminal 51 a and the second output terminal 51 b has a term including a phase, as apparent from the comparison between the equation (11) and the equation (29). Are “ ⁇ B (t)” and “ ⁇ B (t) + ⁇ ”, and are out of phase because the phases are shifted by ⁇ .
  • the first radio signal output from the first output terminal 52a and the second output terminal 52b in the second phase change unit 52 As for the terms “ ⁇ A (t) ⁇ / 2” and “ ⁇ A (t) + ⁇ / 2” that include the phase in the equation, S A is in antiphase because the phases are shifted by ⁇ .
  • the second wireless signal S D has the terms including the phase in the equation “ ⁇ D (t)” and “ ⁇ D ( t) + ⁇ ”, and the phases are shifted by ⁇ and have opposite phases.
  • the term including the phase in the equation is the same as “ ⁇ B (t) + ⁇ / 2”. It is in phase because it is.
  • the fourth wireless signal S C is in phase because the term including the phase in the equation is the same as “ ⁇ C (t)”, as is apparent from the comparison of Equation (17) and Equation (25). It is.
  • the output signal from the first phase change unit 51 is added by the first adder 53, and the output signal from the second phase change unit 52 is added by the second adder 54. , And separate the first to fourth radio signals S A to S C.
  • the first adder 53 adds the output signal S 1_90 the first of the first output signal output from the terminal 51a S 1_ADC a first 90 ° phase shifter 511 phase change portion 51.
  • the output signal S 1 _ADD of the first adder 53 is It becomes. here, It is.
  • the output signal of the first adder 53 is input to the first low pass filter 55 and the first high pass filter 56, respectively.
  • FIG. 5 is an explanatory view showing an output signal of the first adder 53. As shown in FIG.
  • Second adder 54 adds the output signal S 2_ADC the second AD converter 48 and the output signal S 2_90 the second 90 ° phase shifter 521.
  • the output signal S 2 _ADD of the second adder 54 is It becomes. here, It is.
  • the output signal of the second adder 54 is input to the second low pass filter 57 and the second high pass filter 58, respectively.
  • FIG. 6 is an explanatory view showing an output signal of the second adder 54. As shown in FIG.
  • the output signal of the first adder 53 passes only the low frequency signal by the first low pass filter 55, the output signal S 1_LPF of the first low pass filter 55 is It becomes.
  • the output signal of the first low pass filter 55 is input to the demodulator 6 and demodulated by the demodulator 6.
  • the output signal S 1 _HPF of the first high pass filter 56 is the output signal of the first high pass filter 56 because the output signal of the first adder 53 passes only the high frequency signal by the first high pass filter 56. It becomes.
  • the output signal of the first high pass filter 56 is input to the demodulator 6 and demodulated by the demodulator 6.
  • the output signal of the second adder 54 passes only a low frequency signal by the second low pass filter 57, the output signal S 2 _LPF of the second low pass filter 57 is It becomes.
  • the output signal of the second low pass filter 57 is input to the demodulator 6 and demodulated by the demodulator 6.
  • the output signal S 2 _HPF of the second high pass filter 58 is an output signal of the second adder 54 because only the high frequency signal passes through the second high pass filter 58. It becomes.
  • the output signal of the second high pass filter 58 is input to the demodulator 6 and demodulated by the demodulator 6.
  • the signal source for the mixer necessary for reception is minimized, and the signals after frequency conversion overlap each other. Even in the case, by performing the signal processing to be separable, it is possible to simultaneously receive a plurality of wireless signals while suppressing an increase in circuit size and an increase in power consumption.
  • the first 90 ° phase shifter 511 and the second 90 ° phase shifter 521 can obtain the same effect even in the case of the function of advancing the phase by 90 °.
  • the first phase change unit 51 and the second phase change unit 52 are configured using the first 90 ° phase shifter 511 and the second 90 ° phase shifter 521.
  • the phase difference between the signals output from the first output terminals 51a and 52a and the second output terminals 51b and 52b may be 90.degree ..
  • the first phase change unit 51 is configured using a first 10 ° phase shifter 512 and a first 100 ° phase shifter 513. That is, the first 10 ° phase shifter 512 is provided in the portion connected as it is from the input side to the first output terminal 51a in the configuration of FIG.
  • the first 90 ° phase shifter 511 is replaced with the first The 100 ° phase shifter 513 is provided.
  • the first 100 ° phase shifter 522 is shifted from the input side to the second output terminal 52b.
  • a phaser 523 is provided.
  • the angle at which the phase is changed is It does not have to be 90 °.
  • the same effect can be obtained even when the first band pass filter 45 and the second band pass filter 46 are replaced with a low pass filter, a band limiting filter, or the like. Also, the first low pass filter 55, the first high pass filter 56, the second low pass filter 57, and the second high pass filter 58 are replaced with band pass filters, band limiting filters, etc. The same effect is obtained in the case. Further, in the description of the present embodiment, the case where the number of radio signals to be received is four has been described, but also in the case where the number of radio signals to be received is three, any one of four radio signals Can be applied in the same manner as the four cases by using as a virtual signal.
  • the signal sources for generating the first to fourth local signals and the four radio signals having different frequencies using the first and second local signals A second mixer for frequency-converting four radio signals of different frequencies using third and fourth local signals, and an output signal of the first mixer and a second mixer
  • a first phase change unit that outputs from the first and second output terminals a signal obtained by changing the phase of the input signal with the output signal of the input signal as the input signal
  • the output signal of the first mixer and the second mixer A second phase change unit that outputs from the first and second output terminals a signal obtained by changing the phase of the input signal using an output signal as an input signal
  • the first and second outputs of the first phase change unit A first adder for adding the signals of the terminals, and a second phase A second adder for adding the signals of the first and second output terminals of the conversion unit, the frequencies of the first local signal and the frequency of the third local signal being the same and different in phase, and the second local signal And the fourth local signal have the same frequency but different phases
  • the first radio signal output from the first output terminal of the first phase change unit and the second radio output signal from the second output terminal of the first phase change unit A second radio signal output from the first output terminal of the first phase change unit and a second output terminal output from the second output terminal of the first phase change unit; A third radio signal output from the first output terminal of the first phase change unit and a second output terminal output from the second output terminal of the first phase change unit;
  • the phases of the third radio signal and the third radio signal are opposite to each other, and the fourth radio signal output from the first output terminal of the first phase change unit and the second output terminal of the first phase change unit are output.
  • the first phase change unit changes the phase of the input signal so that the phase with the fourth wireless signal is opposite to each other.
  • the first radio signal output from the first output terminal of the second phase change unit and the first radio signal output from the second output terminal of the second phase change unit are opposite in phase to each other
  • the phases of the second radio signal output from the first output terminal of the second phase change unit and the second radio signal output from the second output terminal of the second phase change unit are opposite to each other.
  • the phases of the third wireless signal output from the first output terminal of the second phase change unit and the third wireless signal output from the second output terminal of the second phase change unit are mutually different.
  • the phases of the fourth wireless signal output from the first output terminal of the second phase change unit and the fourth wireless signal output from the second output terminal of the second phase change unit are in phase with each other. Since the second phase changer changes the phase of the input signal so as to be in phase, a plurality of signals can be obtained. It is possible to reliably separated.
  • the phase difference between the first local signal and the third local signal is 90 ° or ⁇ 90 °, and the power of the second local signal and the fourth local signal is obtained. Since the phase difference is 90 ° or -90 °, separation of a plurality of signals can be reliably performed.
  • first mixer and the second mixer frequency-convert three radio signals instead of four radio signals, three radio signals can be accommodated.
  • connection between the output terminal of the first mixer and the connection point of the input terminal of the first phase change unit and the input terminal of the second phase change unit is Between the output terminal of the second mixer and the input terminal of the first phase changer and the input terminal of the second phase changer. Since the second filter and the second analog-to-digital converter are provided, it is possible to accurately synthesize the signal on the rear stage side.
  • the receiver according to the second embodiment differs from the receiver according to the first embodiment in that the AD converter in the frequency converter operates undersampling, and the configuration in the drawing is the same as that according to the first embodiment shown in FIGS. Since it is the same as that of the configuration, it will be described using FIGS. 1 and 2.
  • the first AD converter 47 and the second AD converter 48 are operated using the sampling frequency shown by equation (20).
  • ⁇ f 1 ⁇ ⁇ f 2 may be obtained, and the sampling frequency becomes high.
  • the power consumption of the first AD converter 47 and the second AD converter 48 becomes large. Therefore, in the second embodiment, by performing undersampling, power consumption of the first AD converter 47 and the second AD converter 48 is prevented from increasing, and signals in four frequency bands are simultaneously received.
  • the configuration is as follows.
  • the first AD converter 47 and the second AD converter 48 are operated at a sampling frequency equal to or less than twice the frequency of the radio signal to be received, and aliasing is used to ) F s (hereinafter referred to as the first Nyquist zone) while converting the frequency of the signal, at the same time using an under-sampling technique to convert an analog signal to a digital signal.
  • F s hereinafter referred to as the first Nyquist zone
  • the output signal of the first band pass filter 45 is expressed as equation (9) as in the first embodiment.
  • ⁇ f 1 ⁇ ⁇ f 2 A signal whose center frequency is ⁇ f 1 is a signal S A S B
  • a signal whose center frequency is ⁇ f 2 is a signal S C S D.
  • the first AD converter 47 undersamples the signal S A S B and the signal S C S D output from the first band pass filter 45 at the sampling frequency f s ′ and converts the analog signal to a digital signal.
  • the signal S A S B before the input of the first AD converter 47 exists in the first Nyquist zone
  • the signal S C S D is f s 'or more and (3/2) f s ' or less
  • FIG. 8 shows an input signal of the first AD converter 47.
  • a sampling frequency f s ′ is used in which the signal components of the signal S A S B and the signal S C S D do not overlap with each other after undersampling.
  • Equation (12) becomes the same as the expression showing the output signal of the first AD converter 47 indicated by the formula (13) .
  • FIG. 9 shows the output signal of the first AD converter 47.
  • the second AD converter 48 undersamples the output signal of the second band pass filter 46 at the same sampling frequency f s ′ as the first AD converter 47.
  • the operations other than the first AD converter 47 and the second AD converter 48 are the same as those of the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
  • the center frequency ⁇ f 2 ′ of the signal S C S D after undersampling has a relationship between the center frequencies ⁇ f 1 of the signal S A S B and ⁇ f 2 ′> ⁇ f 1 . If the signal components of the signal S A S B and the signal S C S D do not overlap with each other, the same effect can be obtained even by selecting a sampling frequency f s 'having a relationship of ⁇ f 2 ' ⁇ f 1 .
  • the case where only the signal S C S D is undersampled has been described, but the signal components of the signal S A S B and the signal S C S D after the under sampling overlap each other Otherwise, both the signal S A S B and the signal S C S D may be undersampled. Furthermore, the number of aliasings of the signal S A S B and the number of aliasings of the signal S C S D do not have to be the same, and there is no limit on the number of aliasings.
  • the first filter outputs two signals having different center frequencies, and at least one of the two signals has the first
  • the sampling frequency of the second analog-to-digital converter is higher than half of the sampling frequency of the analog-to-digital converter, and the components of the two signals do not overlap with each other after undersampling at the sampling frequency. Since the sampling frequency is the same as that of the analog-to-digital converter, in addition to the effects of the first embodiment, an increase in power consumption can be further suppressed.
  • the present invention allows free combination of each embodiment, or modification of any component of each embodiment, or omission of any component in each embodiment. .
  • the receiver according to the present invention relates to a configuration for simultaneously receiving and separating radio signals of a plurality of frequency bands, and is suitable for use in a multi-channel receiver for simultaneously receiving a plurality of radio signals. ing.
  • Reference Signs List 1 antenna 2 filter 3 amplifier 4 frequency conversion unit 5 signal separation unit 6 demodulation unit 41 power divider 42 first mixer 43 second mixer 44 signal source 45 first band pass Filter, 46 second band pass filter, 47 first AD converter, 48 second AD converter, 51 first phase change portion, 51 a first output terminal, 51 b second output terminal, 52 second 2 phase changer 52a first output terminal 52b second output terminal 52b 53 first adder 54 second adder 55 57 first low pass filter 56 58 1 high-pass filter 511 first 90 ° phase shifter 512 first 10 ° phase shifter 513 first 100 ° phase shifter 521 second 90 ° phase shifter 522 first 100 ° of Phase vessel, 523 first 10 ° phase shifter.

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Abstract

信号源（４４）は、位相の異なるローカル信号を第１のミキサ（４２）と第２のミキサ（４３）に供給する。第１のミキサ（４２）と第２のミキサ（４３）は、ローカル信号を用いて受信信号を周波数変換する。第１の位相変化部（５１）と第２の位相変化部（５２）は、第１のミキサ（４２）と第２のミキサ（４３）の出力信号を入力信号として、これらの同相と逆相の信号を生成する。第１の加算器（５３）は第１の位相変化部（５１）の出力信号を加算し、複数の信号を分離する。第２の加算器（５４）は第２の位相変化部（５２）の出力信号を加算し、複数の信号を分離する。

Description

受信機
　本発明は、複数の周波数帯域の無線信号を同時に受信する受信機に関する。
　無線通信の多様化が進むに従って、複数の無線信号を受信できる受信機（以下、マルチチャネル受信機という）では、同時に複数の無線信号を受信できることが求められる。従来のマルチチャネル受信機では、複数の無線周波数に相応する数の複数のローカル信号を設け、各ローカル信号の出力信号を合成し、ミキサのローカル信号として利用することにより、複数の無線信号を同時に受信する構成があった（例えば、特許文献１参照）。
国際公開第２０１１／０８７０１６号
　しかしながら、上記特許文献１に記載されたような従来の技術では、受信する無線信号数と同数の信号源が必要になることに加え、周波数変換後の信号の周波数が互いに重複しないように周波数変換するため、アナログデジタル変換器のサンプリング周波数が高くなり、消費電力が増大するという課題があった。
　この発明は、かかる問題を解決するためになされたもので、受信する無線信号の数が増加した場合においても受信するために必要なミキサ用の信号源を必要最低限とし、かつ、回路規模の増大と消費電力の増大を抑制しつつ、同時に複数の無線信号を受信することのできる受信機を提供することを目的とする。
　この発明に係る受信機は、第１～第４のローカル信号を生成する信号源と、第１及び第２のローカル信号を用いて周波数の異なる四つの無線信号を周波数変換する第１のミキサと、第３及び第４のローカル信号を用いて周波数の異なる四つの無線信号を周波数変換する第２のミキサと、第１のミキサの出力信号と第２のミキサの出力信号を入力信号として、入力信号の位相を変化させた信号を第１及び第２の出力端子から出力する第１の位相変化部と、第１のミキサの出力信号と第２のミキサの出力信号を入力信号として、入力信号の位相を変化させた信号を第１及び第２の出力端子から出力する第２の位相変化部と、第１の位相変化部の第１及び第２の出力端子の信号を加算する第１の加算器と、第２の位相変化部の第１及び第２の出力端子の信号を加算する第２の加算器とを備え、第１のローカル信号と第３のローカル信号の周波数は同一で位相が異なり、第２のローカル信号と第４のローカル信号の周波数は同一で位相が異なり、第１のローカル信号と第２のローカル信号の周波数は異なるようにしたものである。
　この発明に係る受信機は、信号源から位相の異なるローカル信号を第１のミキサと第２のミキサに与えて周波数変換を行い、第１の位相変化部と第２の位相変化部で、信号の同相と逆相の関係を生成して、これらの同相の信号と逆相の信号とを加算するようにしたものである。これにより、信号源を必要最低限とすることができ、かつ、回路規模の増大と消費電力の増大を抑制しつつ、同時に複数の無線信号を受信することができる。
この発明に係る受信機の構成図である。 この発明の実施の形態１の受信機における周波数変換部と信号分離部を示す構成図である。 この発明の実施の形態１の受信機における四つの無線信号を示す説明図である。 この発明の実施の形態１の受信機における第１の帯域通過フィルタの出力信号を示す説明図である。 この発明の実施の形態１の受信機における第１の加算器の出力信号を示す説明図である。 この発明の実施の形態１の受信機における第２の加算器の出力信号を示す説明図である。 この発明の実施の形態１の受信機における第１の位相変化部と第２の位相変化部の変形例を示す構成図である。 この発明の実施の形態２の受信機における第１のＡＤ変換器の入力信号を示す説明図である。 この発明の実施の形態２の受信機における第１のＡＤ変換器の出力信号を示す説明図である。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、本実施の形態による受信機の構成図である。
　本実施の形態による受信機は、図示のように、アンテナ１、フィルタ２、増幅器３、周波数変換部４、信号分離部５、復調部６を備える。アンテナ１は、複数の無線信号を受信するアンテナである。フィルタ２はアンテナ１で受信した無線信号に対して不要な信号を除去するための帯域通過フィルタである。増幅器３はフィルタ２からの出力信号を所定の増幅率で増幅する増幅器である。周波数変換部４は増幅器３で増幅された複数の信号を周波数変換する処理部である。信号分離部５は、周波数変換部４で周波数変換された信号に対して信号分離を行って、それぞれの信号として取り出す処理部である。復調部６は、信号分離部５で取り出された信号の復調を行う処理部である。
　図２は、周波数変換部４及び信号分離部５の詳細を示す構成図である。周波数変換部４は、電力分配器４１、第１のミキサ４２、第２のミキサ４３、信号源４４、第１の帯域通過フィルタ４５、第２の帯域通過フィルタ４６、第１のＡＤ（アナログデジタル）変換器（ＡＤＣ）４７、第２のＡＤ（アナログデジタル）変換器（ＡＤＣ）４８を備える。
　電力分配器４１は、増幅器３の出力信号の電力を２分配し、第１のミキサ４２及び第２のミキサ４３へそれぞれ信号を出力する回路である。信号源４４は、第１のミキサ４２及び第２のミキサ４３のローカル信号を生成し、生成した信号を第１のミキサ４２及び第２のミキサ４３へそれぞれ出力する処理部である。第１のミキサ４２は、信号源４４が出力したローカル信号を用いて、電力分配器４１が出力した信号の周波数変換を行い、周波数変換後の信号を第１の帯域通過フィルタ４５へ出力する処理部である。また、第２のミキサ４３は、信号源４４が出力したローカル信号を用いて、電力分配器４１が出力した信号の周波数変換を行い、周波数変換後の信号を第２の帯域通過フィルタ４６へ出力する処理部である。
　第１の帯域通過フィルタ４５は、第１のミキサ４２の出力信号の内、特定の信号のみを通過させ、第１のＡＤ変換器４７へ出力するフィルタである。第２の帯域通過フィルタ４６は、第２のミキサ４３の出力信号の内、特定の信号のみを通過させ、第２のＡＤ変換器４８へ出力するフィルタである。第１のＡＤ変換器４７は、第１の帯域通過フィルタ４５の出力信号をアナログ信号からデジタル信号へ変換し、変換後の信号を、信号分離部５における第１の位相変化部５１に出力する処理部である。第２のＡＤ変換器４８は、第２の帯域通過フィルタ４６の出力信号をアナログ信号からデジタル信号へ変換し、変換後の信号を第２の位相変化部５２に出力する処理部である。
　信号分離部５は、第１の位相変化部５１、第２の位相変化部５２、第１の加算器５３、第２の加算器５４、第１の低域通過フィルタ５５、第１の高域通過フィルタ５６、第２の低域通過フィルタ５７、第２の高域通過フィルタ５８を備える。第１の位相変化部５１は、第１のＡＤ変換器４７の出力信号と第２のＡＤ変換器４８の出力信号を入力信号として、これら入力信号の位相を変化させた信号を出力する回路であり、これら信号を出力するための第１の出力端子５１ａと第２の出力端子５１ｂを有する。第２の位相変化部５２は、第１のＡＤ変換器４７の出力信号と第２のＡＤ変換器４８の出力信号を入力信号として、これら入力信号の位相を変化させた信号を出力する回路であり、これら信号を出力するための第１の出力端子５２ａと第２の出力端子５２ｂを有する。第１の位相変化部５１は、第１の９０゜移相器５１１を備え、この第１の９０゜移相器５１１の入力信号として第２のＡＤ変換器４８の出力信号が与えられ、第１の９０゜移相器５１１の出力信号が第２の出力端子５１ｂに与えられるよう構成されている。また、第１の位相変化部５１の第１の出力端子５１ａには、第１のＡＤ変換器４７の出力信号がそのまま出力されるよう構成されている。第２の位相変化部５２は、第２の９０゜移相器５２１を備え、この第２の９０゜移相器５２１の入力信号として第１のＡＤ変換器４７の出力信号が与えられ、第２の９０゜移相器５２１の出力信号が第１の出力端子５２ａに与えられるよう構成されている。また、第２の位相変化部５２の第２の出力端子５２ｂには、第２のＡＤ変換器４８の出力信号がそのまま出力されるよう構成されている。第１の９０゜移相器５１１及び第２の９０゜移相器５２１は、入力信号の位相を９０°遅らせて出力する回路である。
　第１の加算器５３は、第１の位相変化部５１における第１の出力端子５１ａから出力された信号と第２の出力端子５１ｂから出力された信号を加算する演算部である。第２の加算器５４は、第２の位相変化部５２における第１の出力端子５２ａから出力された信号と第２の出力端子５２ｂから出力された信号を加算する演算部である。第１の低域通過フィルタ５５は、第１の加算器５３が出力した信号の内、周波数の低い信号を通過させ、復調部６へ出力するためのフィルタである。第１の高域通過フィルタ５６は、第１の加算器５３が出力した信号の内、周波数の高い信号を通過させ、復調部６へ出力するためのフィルタである。第２の低域通過フィルタ５７は、第２の加算器５４が出力した信号の内、周波数の低い信号を通過させ復調部６へ出力するためのフィルタである。第２の高域通過フィルタ５８は、第２の加算器５４が出力した信号の内、周波数の高い信号を通過させ復調部６へ出力するためのフィルタである。これら第１の低域通過フィルタ５５～第２の高域通過フィルタ５８の出力は、それぞれ復調部６に入力されるよう構成されている。
　次に、実施の形態１の受信機の動作を説明する。一例として、四つの無線信号（それぞれ信号ＳＡ、信号ＳＢ、信号ＳＣ、信号ＳＤとする）を受信した場合について説明する。受信した無線信号を、信号ＳＡ～信号ＳＤの振幅Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄと時間ｔと周波数ｆＬＯ１，ｆＬＯ２，Δｆ１，Δｆ２と、位相φＡ，φＢ，φＣ，φＤを用いてそれぞれ
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
と表す。
ここでは説明のためにｆＬＯ１＜ｆＬＯ２、Δｆ１＜Δｆ２とする。
　図３は、増幅器３の出力信号を示す図である。周波数変換部４の電力分配器４１は、増幅器３の出力信号を分配し、第１のミキサ４２と第２のミキサ４３へそれぞれ出力する。一方、信号源４４は、第１のミキサ４２及び第２のミキサ４３でそれぞれ使用するローカル信号を生成する。
　信号源４４は、第１のミキサ４２へ
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
で表される信号を出力し、一方で、第２のミキサ４３へ
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
で表される信号を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
の関係を満たせば良い。式（７）及び式（８）中のｎは整数とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008
　ここで、式（５）における第１の項であるｃｏｓ（２πｆＬＯ１ｔ＋θ１＿ＬＯ１）を信号源４４から出力される第１のローカル信号（以下、第１のＬＯ信号という）と定義し、第２の項であるｃｏｓ（２πｆＬＯ２ｔ＋θ１＿ＬＯ２）を第２のローカル信号（以下、第２のＬＯ信号という）と定義する。また、式（６）の第１の項であるｃｏｓ（２πｆＬＯ１ｔ＋θ２＿ＬＯ１）を信号源４４からの第３のローカル信号（以下、第３のＬＯ信号という）と定義し、第２の項である（２πｆＬＯ２ｔ＋θ２＿ＬＯ２）を第４のローカル信号（以下、第４のＬＯ信号という）と定義する。第１のＬＯ信号と第３のＬＯ信号とは、共に２πｆＬＯ１ｔが含まれていることから明らかなように、周波数が同一である。また、第２のＬＯ信号と第４のＬＯ信号とは、共に２πｆＬＯ２ｔが含まれていることから明らかなように、周波数が同一である。さらに、第１のＬＯ信号が２πｆＬＯ１ｔであるのに対し第２のＬＯ信号は２πｆＬＯ２ｔであるため、周波数が異なることになる。また、第１のＬＯ信号と第３のＬＯ信号は、式（７）に示すように位相が異なり、さらに、第２のＬＯ信号と第４のＬＯ信号とは、式（８）に示すように位相が異なる。
　第１のミキサ４２は、電力分配器４１の出力信号と式（５）で表される信号源４４の出力信号を乗算することで周波数変換を行う。第１のミキサ４２の出力信号は、第１の帯域通過フィルタ４５により特定の周波数のみを通過するので、第１の帯域通過フィルタ４５の出力信号Ｓ１＿ＢＰＦは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009
となる。
ここで、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000010

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000011

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000012

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000013
である。
　図４は第１の帯域通過フィルタ４５の出力信号を示す図である。
　第１の帯域通過フィルタ４５の出力信号は、第１のＡＤ変換器４７に入力される。
　第２のミキサ４３は、電力分配器４１の出力信号と式（６）で表される信号源４４の出力信号を乗算することで周波数変換を行う。第２のミキサ４３の出力信号は、第２の帯域通過フィルタ４６により特定の周波数のみを通過するので、第２の帯域通過フィルタ４６の出力信号Ｓ２＿ＢＰＦは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000014
となる。
ここで、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000015

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000016

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000017

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000018
である。第２の帯域通過フィルタ４６の出力信号は、第２のＡＤ変換器４８に入力される。
　第１のＡＤ変換器４７は、第１の帯域通過フィルタ４５の出力信号をアナログからデジタルへ変換する。ここで、第１のＡＤ変換器４７の出力信号Ｓ１＿ＡＤＣは
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000019
である。
　第１のＡＤ変換器４７の出力信号は、第１の位相変化部５１及び第２の位相変化部５２に入力される。このとき、第１のＡＤ変換器４７が動作する速度（以下、サンプリング周波数という）ｆｓは、信号ＳＣもしくは信号ＳＤのうち、いずれか周波数帯域幅の広い信号の周波数帯域幅をＢＷとすると
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000020
と設定する。
　第２のＡＤ変換器４８は、第２の帯域通過フィルタ４６の出力信号をアナログからデジタルへ変換する。ここで、第２のＡＤ変換器４８の出力信号Ｓ２＿ＡＤＣは
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000021
である。
　第２のＡＤ変換器４８の出力信号は、第１の位相変化部５１及び第２の位相変化部５２に入力される。このとき、第２のＡＤ変換器４８のサンプリング周波数は、第１のＡＤ変換器４７のサンプリング周波数ｆｓと同じである。
　第２の位相変化部５２における第２の９０゜移相器５２１は、第１のＡＤ変換器４７の出力信号の位相を９０°遅らせる。第２の９０゜移相器５２１の出力信号Ｓ２＿９０は
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000022
となる。
ここで
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000023

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000024

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000025

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000026
である。第２の９０゜移相器５２１の出力信号は、第２の加算器５４に入力される。
　第１の位相変化部５１における第１の９０゜移相器５１１は、第２のＡＤ変換器４８の出力信号の位相を９０°遅らせる。第１の９０゜移相器５１１の出力信号Ｓ１＿９０は
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000027
となる。
ここで、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000028

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000029

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000030

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000031
である。第１の９０゜移相器５１１の出力信号は、第１の加算器５３に入力される。
　ここで、式（１０）と式（２８）との比較で明らかなように、第１の位相変化部５１における第１の出力端子５１ａと第２の出力端子５１ｂから出力される第１の無線信号ＳＡは位相が互いに同相である。すなわち、式中の位相を含む項「φＡ（ｔ）」が等しい。同様に、第１の位相変化部５１における第１の出力端子５１ａと第２の出力端子５１ｂから出力される第２の無線信号ＳＤは、式（１３）と式（３１）の比較で明らかなように、位相を含む項は共に「φＤ（ｔ）＋π／２」であるため同相である。また、第１の出力端子５１ａと第２の出力端子５１ｂから出力される第３の無線信号ＳＢは、式（１１）と式（２９）との比較で明らかなように、位相を含む項が「φＢ（ｔ）」と「φＢ（ｔ）＋π」であり、位相がπずれているため、逆相となっている。また、第１の出力端子５１ａと第２の出力端子５１ｂから出力される第４の無線信号ＳＣは、式（１２）と式（３０）との比較で明らかなように、位相を含む項が「φＣ（ｔ）－π／２」と「φＣ（ｔ）＋π／２」であり、位相がπずれているため、逆相となっている。
　また、式（１５）と式（２３）との比較で明らかなように、第２の位相変化部５２における第１の出力端子５２ａと第２の出力端子５２ｂから出力される第１の無線信号ＳＡは、式中の位相を含む項「φＡ（ｔ）－π／２」と「φＡ（ｔ）＋π／２」とは、位相がπずれているため逆相である。次に、第２の無線信号ＳＤは、式（１８）と式（２６）との比較で明らかなように、式中の位相を含む項が「φＤ（ｔ）」と「φＤ（ｔ）＋π」であり、位相がπずれており逆相である。また、第３の無線信号ＳＢは、式（１６）と式（２４）との比較で明らかなように、式中の位相を含む項が「φＢ（ｔ）＋π／２」と同じであるため同相である。さらに、第４の無線信号ＳＣは、式（１７）と式（２５）との比較で明らかなように、式中の位相を含む項が「φＣ（ｔ）」と同じであるため同相である。
　このような第１の位相変化部５１からの出力信号を第１の加算器５３で加算し、また、第２の位相変化部５２からの出力信号を第２の加算器５４で加算することで、第１の無線信号ＳＡ～第４の無線信号ＳＣを分離する。
　第１の加算器５３は、第１の位相変化部５１の第１の出力端子５１ａからの出力信号Ｓ１＿ＡＤＣと第１の９０゜移相器５１１の出力信号Ｓ１＿９０を加算する。
　第１の加算器５３の出力信号Ｓ１＿ＡＤＤは
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000032
となる。
ここで、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000033

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000034
である。第１の加算器５３の出力信号は、第１の低域通過フィルタ５５と第１の高域通過フィルタ５６にそれぞれ入力される。図５は第１の加算器５３の出力信号を示す説明図である。
　第２の加算器５４は、第２のＡＤ変換器４８の出力信号Ｓ２＿ＡＤＣと第２の９０゜移相器５２１の出力信号Ｓ２＿９０を加算する。
　第２の加算器５４の出力信号Ｓ２＿ＡＤＤは
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000035
となる。
ここで、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000036

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000037
である。第２の加算器５４の出力信号は、第２の低域通過フィルタ５７と第２の高域通過フィルタ５８にそれぞれ入力される。図６は第２の加算器５４の出力信号を示す説明図である。
　第１の加算器５３の出力信号は、第１の低域通過フィルタ５５により、周波数の低い信号のみ通過するので、第１の低域通過フィルタ５５の出力信号Ｓ１＿ＬＰＦは
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000038
となる。第１の低域通過フィルタ５５の出力信号は復調部６に入力され、復調部６で復調される。
　また、第１の加算器５３の出力信号は、第１の高域通過フィルタ５６により、周波数の高い信号のみ通過するので、第１の高域通過フィルタ５６の出力信号Ｓ１＿ＨＰＦは
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000039
となる。第１の高域通過フィルタ５６の出力信号は復調部６に入力され、復調部６で復調される。
　第２の加算器５４の出力信号は、第２の低域通過フィルタ５７により、周波数の低い信号のみ通過するので、第２の低域通過フィルタ５７の出力信号Ｓ２＿ＬＰＦは
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000040
となる。第２の低域通過フィルタ５７の出力信号は復調部６に入力され、復調部６で復調される。
　また、第２の加算器５４の出力信号は、第２の高域通過フィルタ５８により、周波数の高い信号のみ通過するので、第２の高域通過フィルタ５８の出力信号Ｓ２＿ＨＰＦは
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000041
となる。第２の高域通過フィルタ５８の出力信号は復調部６に入力され、復調部６で復調される。
　このように、本実施の形態では、四つの無線周波数帯域の信号を受信する場合においても、受信するために必要なミキサ用の信号源を必要最低限にし、周波数変換後の信号が互いに重複した場合においても信号処理を行うことで分離可能な構成とすることで回路規模の増大と消費電力の増大を抑制しつつ、同時に複数の無線信号を受信することが可能となる。
　なお、上記例では、
　ｆＬＯ１＜ｆＬＯ２かつΔｆ１＜Δｆ２の条件で説明を行ったが、
　ｆＬＯ１＞ｆＬＯ２かつΔｆ１＜Δｆ２
　ｆＬＯ１＜ｆＬＯ２かつΔｆ１＞Δｆ２
　ｆＬＯ１＞ｆＬＯ２かつΔｆ１＞Δｆ２
の条件においても同じ効果が得られる。
　また、第１の９０゜移相器５１１及び第２の９０゜移相器５２１は、位相を９０°進ませる機能の場合においても同じ効果が得られる。
　また、上記例では、第１の位相変化部５１及び第２の位相変化部５２を、第１の９０゜移相器５１１及び第２の９０゜移相器５２１を用いて構成したが、第１の出力端子５１ａ，５２ａと第２の出力端子５１ｂ，５２ｂから出力される信号の位相差が９０゜となれば良く、例えば、図７に示すように、１０゜移相器と１００゜移相器を用いて構成することもできる。図７において、第１の位相変化部５１は、第１の１０゜移相器５１２と第１の１００゜移相器５１３とを用いて構成されている。すなわち、図２の構成で入力側から第１の出力端子５１ａまでそのまま接続されている部分に第１の１０゜移相器５１２を設け、第１の９０゜移相器５１１に代えて第１の１００゜移相器５１３を設けたものである。同様に、図２の構成の第２の９０゜移相器５２１に代えて第１の１００゜移相器５２２を、入力側から第２の出力端子５２ｂまでの間に第１の１０゜移相器５２３を設けている。
　なお、第１の位相変化部５１及び第２の位相変化部５２として、その出力の同相／逆相関係が、後段側の加算器における信号分離条件をみたすものであれば、位相変化させる角度が９０゜で無くても良い。
　また、第１の帯域通過フィルタ４５、第２の帯域通過フィルタ４６は、低域通過フィルタや帯域制限フィルタなどに置き換えた場合においても同じ効果が得られる。
　また、第１の低域通過フィルタ５５、第１の高域通過フィルタ５６、第２の低域通過フィルタ５７、第２の高域通過フィルタ５８は、帯域通過フィルタや帯域制限フィルタなどに置き換えた場合においても同じ効果が得られる。
　また、本実施の形態の説明では、受信する無線信号の数が四つの場合について説明を行ったが、受信する無線信号の数が三つの場合についても、四つの無線信号のうちいずれか一つを仮想的な信号とすることで四つの場合と同様に適用可能である。
　以上説明したように、実施の形態１の受信機によれば、第１～第４のローカル信号を生成する信号源と、第１及び第２のローカル信号を用いて周波数の異なる四つの無線信号を周波数変換する第１のミキサと、第３及び第４のローカル信号を用いて周波数の異なる四つの無線信号を周波数変換する第２のミキサと、第１のミキサの出力信号と第２のミキサの出力信号を入力信号として、入力信号の位相を変化させた信号を第１及び第２の出力端子から出力する第１の位相変化部と、第１のミキサの出力信号と第２のミキサの出力信号を入力信号として、入力信号の位相を変化させた信号を第１及び第２の出力端子から出力する第２の位相変化部と、第１の位相変化部の第１及び第２の出力端子の信号を加算する第１の加算器と、第２の位相変化部の第１及び第２の出力端子の信号を加算する第２の加算器とを備え、第１のローカル信号と第３のローカル信号の周波数は同一で位相が異なり、第２のローカル信号と第４のローカル信号の周波数は同一で位相が異なり、第１のローカル信号と第２のローカル信号の周波数は異なるようにしたので、信号源を必要最低限とすることができ、かつ、回路規模の増大と消費電力の増大を抑制しつつ、同時に複数の無線信号を受信することができる。
　また、実施の形態１の受信機によれば、第１の位相変化部の第１の出力端子から出力する第１の無線信号と第１の位相変化部の第２の出力端子から出力する第１の無線信号との位相が互いに同相であり、第１の位相変化部の第１の出力端子から出力する第２の無線信号と第１の位相変化部の第２の出力端子から出力する第２の無線信号との位相が互いに同相であり、第１の位相変化部の第１の出力端子から出力する第３の無線信号と第１の位相変化部の第２の出力端子から出力する第３の無線信号との位相が互いに逆相であり、第１の位相変化部の第１の出力端子から出力する第４の無線信号と第１の位相変化部の第２の出力端子から出力する第４の無線信号との位相が互いに逆相となるように、第１の位相変化部は入力信号の位相を変化させ、第２の位相変化部の第１の出力端子から出力する第１の無線信号と第２の位相変化部の第２の出力端子から出力する第１の無線信号との位相が互いに逆相であり、第２の位相変化部の第１の出力端子から出力する第２の無線信号と第２の位相変化部の第２の出力端子から出力する第２の無線信号との位相が互いに逆相であり、第２の位相変化部の第１の出力端子から出力する第３の無線信号と第２の位相変化部の第２の出力端子から出力する第３の無線信号との位相が互いに同相であり、第２の位相変化部の第１の出力端子から出力する第４の無線信号と第２の位相変化部の第２の出力端子から出力する第４の無線信号との位相が互いに同相となるように、第２の位相変化部は入力信号の位相を変化させるようにしたので、複数の信号の分離を確実に行うことができる。
　また、実施の形態１の受信機によれば、第１のローカル信号と第３のローカル信号の位相差は９０°または－９０°であり、第２のローカル信号と第４のローカル信号の位相差は９０°または－９０°であるようにしたので、複数の信号の分離を確実に行うことができる。
　第１のミキサ及び第２のミキサは、四つの無線信号に代えて三つの無線信号を周波数変換するようにしたので、無線信号が三つの場合に対応することができる。
　また、実施の形態１の受信機によれば、第１のミキサの出力端子と、第１の位相変化部の入力端子と第２の位相変化部の入力端子の接続点との間に、第１のフィルタと第１のアナログデジタル変換器とを備え、第２のミキサの出力端子と、第１の位相変化部の入力端子と第２の位相変化部の入力端子の接続点との間に、第２のフィルタと第２のアナログデジタル変換器とを備えたので、後段側の信号の合成を精度良く行うことができる。
実施の形態２．
　実施の形態２の受信機は、周波数変換部におけるＡＤ変換器がアンダーサンプリングで動作する点が実施の形態１とは異なり、図面上の構成は図１及び図２に示した実施の形態１の構成と同様であるため、図１及び図２を用いて説明する。
　実施の形態１では、式（２０）で示したサンプリング周波数を用いて第１のＡＤ変換器４７及び第２のＡＤ変換器４８を動作させていた。ここで、受信する無線信号によってはΔｆ１≪Δｆ２となる場合があり、サンプリング周波数が高くなる。サンプリング周波数が高くなると、第１のＡＤ変換器４７及び第２のＡＤ変換器４８の消費電力が大きくなってしまう。そこで、実施の形態２では、アンダーサンプリングを行うことにより、第１のＡＤ変換器４７及び第２のＡＤ変換器４８の消費電力が大きくなることを抑制し、四つの周波数帯域の信号を同時に受信する構成としたものである。
　実施の形態２では、受信する無線信号周波数の２倍以下のサンプリング周波数で第１のＡＤ変換器４７及び第２のＡＤ変換器４８を動作させ、エイリアシングを利用して周波数０Ｈｚから（１／２）ｆｓの間（以下、第１ナイキスト領域という）へ信号の周波数を変換すると同時に、アナログ信号からデジタル信号へ変換するアンダーサンプリング技術を用いる。
　以下、実施の形態２の動作を、実施の形態１と異なる部分を中心に説明する。
　第１の帯域通過フィルタ４５の出力信号は実施の形態１と同様に式（９）と表される。ここでΔｆ１≪Δｆ２と仮定する。中心周波数をΔｆ１とする信号を信号ＳＡＳＢとし、中心周波数をΔｆ２とする信号を信号ＳＣＳＤとする。
　第１のＡＤ変換器４７は第１の帯域通過フィルタ４５が出力した信号ＳＡＳＢ及び信号ＳＣＳＤをサンプリング周波数ｆｓ′でアンダーサンプリングし、アナログ信号からデジタル信号へ変換する。ここで、第１のＡＤ変換器４７の入力前の信号ＳＡＳＢは、第１ナイキスト領域内に存在し、信号ＳＣＳＤは、ｆｓ′以上（３／２）ｆｓ′以下の間に存在していると仮定する。図８は第１のＡＤ変換器４７の入力信号を示している。ただし、アンダーサンプリング後に信号ＳＡＳＢと信号ＳＣＳＤのそれぞれの信号成分が互いに重複しないサンプリング周波数ｆｓ′を用いる。
　アンダーサンプリング後の信号ＳＣＳＤの中心周波数Δｆ２′は
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000042
である。
　式（１２）、式（１３）中のΔｆ２をΔｆ２′に置き換えることにより、式（１２）、式（１３）が示す第１のＡＤ変換器４７の出力信号を示す式と同じになる。図９は、第１のＡＤ変換器４７の出力信号を示している。
　第２のＡＤ変換器４８は、第２の帯域通過フィルタ４６の出力信号を第１のＡＤ変換器４７と同じサンプリング周波数ｆｓ′でアンダーサンプリングする。
　第１のＡＤ変換器４７及び第２のＡＤ変換器４８以外の動作については実施の形態１と同じであるため省略する。
　なお、本実施の形態の説明では、アンダーサンプリング後の信号ＳＣＳＤの中心周波数Δｆ２′は信号ＳＡＳＢの中心周波数Δｆ１とΔｆ２′＞Δｆ１の関係となっているが、信号ＳＡＳＢ及び信号ＳＣＳＤの信号成分が互いに重複しなければ、Δｆ２′＜Δｆ１の関係となるサンプリング周波数ｆｓ′を選んでも同じ効果が得られる。
　また、本実施の形態の説明では、信号ＳＣＳＤのみをアンダーサンプリングした場合について説明を行ったが、アンダーサンプリング後の信号ＳＡＳＢ及び信号ＳＣＳＤの信号成分が互いに重複しなければ、信号ＳＡＳＢ及び信号ＳＣＳＤを共にアンダーサンプリングしても良い。
　さらに、信号ＳＡＳＢのエイリアシング回数と信号ＳＣＳＤのエイリアシングの回数は、同じである必要はなく、エイリアシングの回数についても制限は無い。
　以上説明したように、実施の形態２の受信機によれば、第１のフィルタは中心周波数の異なる二つの信号を出力すると共に、二つの信号のうち、少なくとも一方の信号の周波数が、第１のアナログデジタル変換器のサンプリング周波数の半分より高く、かつ、サンプリング周波数でアンダーサンプリングを行った後に二つの信号の成分が互いに重複しない周波数とし、第２のアナログデジタル変換器のサンプリング周波数を第１のアナログデジタル変換器のサンプリング周波数と同じとしたので、実施の形態１の効果に加えて、さらに消費電力の増大を抑制することができる。
　なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　以上のように、この発明に係る受信機は、複数の周波数帯域の無線信号を同時に受信して分離する構成に関するものであり、複数の無線信号を同時に受信するマルチチャネル受信機に用いるのに適している。
　１　アンテナ、２　フィルタ、３　増幅器、４　周波数変換部、５　信号分離部、６　復調部、４１　電力分配器、４２　第１のミキサ、４３　第２のミキサ、４４　信号源、４５　第１の帯域通過フィルタ、４６　第２の帯域通過フィルタ、４７　第１のＡＤ変換器、４８　第２のＡＤ変換器、５１　第１の位相変化部、５１ａ　第１の出力端子、５１ｂ　第２の出力端子、５２　第２の位相変化部、５２ａ　第１の出力端子、５２ｂ　第２の出力端子５２ｂ、５３　第１の加算器、５４　第２の加算器、５５，５７　第１の低域通過フィルタ、５６，５８　第１の高域通過フィルタ、５１１　第１の９０゜移相器、５１２　第１の１０゜移相器、５１３　第１の１００゜移相器、５２１　第２の９０゜移相器、５２２　第１の１００゜移相器、５２３　第１の１０゜移相器。

Claims (6)

  1. 　第１～第４のローカル信号を生成する信号源と、
    　前記第１及び第２のローカル信号を用いて周波数の異なる四つの無線信号を周波数変換する第１のミキサと、
    　前記第３及び第４のローカル信号を用いて周波数の異なる四つの無線信号を周波数変換する第２のミキサと、
    　前記第１のミキサの出力信号と前記第２のミキサの出力信号を入力信号として、当該入力信号の位相を変化させた信号を第１及び第２の出力端子から出力する第１の位相変化部と、
    　前記第１のミキサの出力信号と前記第２のミキサの出力信号を入力信号として、当該入力信号の位相を変化させた信号を第１及び第２の出力端子から出力する第２の位相変化部と、
    　前記第１の位相変化部の第１及び第２の出力端子の信号を加算する第１の加算器と、
    　前記第２の位相変化部の第１及び第２の出力端子の信号を加算する第２の加算器とを備え、
    　前記第１のローカル信号と前記第３のローカル信号の周波数は同一で位相が異なり、前記第２のローカル信号と前記第４のローカル信号の周波数は同一で位相が異なり、前記第１のローカル信号と前記第２のローカル信号の周波数は異なることを特徴とする受信機。
  2. 　前記第１の位相変化部の前記第１の出力端子から出力する前記第１の無線信号と前記第１の位相変化部の前記第２の出力端子から出力する前記第１の無線信号との位相が互いに同相であり、
    　前記第１の位相変化部の前記第１の出力端子から出力する前記第２の無線信号と前記第１の位相変化部の前記第２の出力端子から出力する前記第２の無線信号との位相が互いに同相であり、
    　前記第１の位相変化部の前記第１の出力端子から出力する前記第３の無線信号と前記第１の位相変化部の前記第２の出力端子から出力する前記第３の無線信号との位相が互いに逆相であり、
    　前記第１の位相変化部の前記第１の出力端子から出力する前記第４の無線信号と前記第１の位相変化部の前記第２の出力端子から出力する前記第４の無線信号との位相が互いに逆相となるように、前記第１の位相変化部は前記入力信号の位相を変化させ、
    　前記第２の位相変化部の前記第１の出力端子から出力する前記第１の無線信号と前記第２の位相変化部の前記第２の出力端子から出力する前記第１の無線信号との位相が互いに逆相であり、
    　前記第２の位相変化部の前記第１の出力端子から出力する前記第２の無線信号と前記第２の位相変化部の前記第２の出力端子から出力する前記第２の無線信号との位相が互いに逆相であり、
    　前記第２の位相変化部の前記第１の出力端子から出力する前記第３の無線信号と前記第２の位相変化部の前記第２の出力端子から出力する前記第３の無線信号との位相が互いに同相であり、
    　前記第２の位相変化部の前記第１の出力端子から出力する前記第４の無線信号と前記第２の位相変化部の前記第２の出力端子から出力する前記第４の無線信号との位相が互いに同相となるように、前記第２の位相変化部は前記入力信号の位相を変化させることを特徴とする請求項１記載の受信機。
  3. 　前記第１のローカル信号と前記第３のローカル信号の位相差は９０°または－９０°であり、前記第２のローカル信号と前記第４のローカル信号の位相差は９０°または－９０°であることを特徴とする請求項１または請求項２記載の受信機。
  4. 　前記第１のミキサの出力端子と、前記第１の位相変化部の入力端子と前記第２の位相変化部の入力端子の接続点との間に、第１のフィルタと第１のアナログデジタル変換器とを備え、
    　前記第２のミキサの出力端子と、前記第１の位相変化部の入力端子と前記第２の位相変化部の入力端子の接続点との間に、第２のフィルタと第２のアナログデジタル変換器とを備えたことを特徴とする請求項１または請求項２記載の受信機。
  5. 　前記第１のフィルタは中心周波数の異なる二つの信号を出力すると共に、当該二つの信号のうち、少なくとも一方の信号の周波数が、前記第１のアナログデジタル変換器のサンプリング周波数の半分より高く、かつ、当該サンプリング周波数でアンダーサンプリングを行った後に前記二つの信号の成分が互いに重複しない周波数とし、
    　前記第２のアナログデジタル変換器のサンプリング周波数を前記第１のアナログデジタル変換器の前記サンプリング周波数と同じとしたことを特徴とする請求項４記載の受信機。
  6. 　前記第１のミキサ及び前記第２のミキサは、四つの無線信号に代えて三つの無線信号を周波数変換することを特徴とする請求項１記載の受信機。
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