JP2008079242A - 直交復調器及び直交復調方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】高速なA/D変換器を使用することなく、低コストな回路構成で直流オフセットを完全に除去することができる直交復調器及び直交復調方法を実現すること。
【解決手段】第1IQ復調部5によるIQ復調と、A/D変換器6a及び6bのA/D変換により発生する直流オフセットDとを、HPF7a及び7bにより除去する。また、受信信号中のHPF7a及び7bが除去した中心周波数近傍の信号成分は、BPF11により帯域制限された後に周波数シフト及びデジタル化され、デジタル信号処理でIQ復調されるため、直流オフセットが除去される。そして、これらの高域成分のベースバンド信号と、低域成分のベースバンド信号とを合成する。
【選択図】図1
Description
本発明は、入力された受信信号の直交復調を行い、A/D変換して出力する直交復調器及び直交復調方法に関する。
デジタル無線通信の受信機に用いられる直交復調器においては、受信信号と略同一の中心周波数を持つ発振信号を、その受信信号にミキシングするダイレクトコンバージョン方式が採用されている。具体的には、90°位相器を介して位相シフトした発振信号を生成し、分配器により2分配した受信信号それぞれに、位相シフトした発振信号と、位相シフトしない発振信号とをミキシングすることで、同相成分Iと直交成分Qを検波し、帯域制限後にA/D変換する。
このような構成の直交復調器では、アナログ回路で構成された直交検波とA/D変換とによって、直流(DC)オフセットが発生してしまうことがあるため、その直流オフセットの除去を行わなければならない。直流オフセットを除去する技術としては、次のような技術が知られている。
即ち、搬送周波数の4n倍の発振周波数を持つクロックのタイミングで、受信信号をA/D変換し、複素帯域通過フィルタによって受信信号から直流オフセット成分を除去した後に直交復調する技術が知られている(特許文献1参照)。また、無入力状態が続いている間の復調器への入力を平均化し、復調器における直流オフセットの調整量を決定する技術が知られている(特許文献2参照)。
特開平9−83588号公報
特開2000−216836号公報
しかし、特許文献2の技術では、温度変化等により直流オフセットが変化してしまった場合、測定時の直流オフセットとの誤差が生じてしまい、直流オフセットを完全に除去することはできない。
また、特許文献1の技術において、受信信号の搬送周波数は、少なくとも信号帯域幅の1/2以上でなければならないため、A/D変換器のサンプリング周波数には信号帯域幅の2倍以上が必要になる。しかし、広帯域変調された信号の受信を行う場合には、高価且つ消費電力の大きい高速なA/D変換器が必要になり、直交復調器の回路設計に採用するのは困難である。
本発明は、上述した課題に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、高速なA/D変換器を使用することなく、低コストな回路構成で直流オフセットを完全に除去することができる直交復調器及び直交復調方法を実現することである。
以上の課題を解決するために、請求項1に記載の発明は、
入力された受信信号の直交復調を行い、A/D変換して出力する直交復調器において、
前記A/D変換された受信信号から高帯域成分を抽出する高帯域抽出手段と、
前記入力された受信信号から中心周波数近傍の信号成分を抽出する中心帯域抽出手段と、
前記中心帯域抽出手段により抽出された受信信号の周波数シフトを行うシフト手段と、
前記シフト手段により周波数シフトされた受信信号をA/D変換するA/D変換手段と、
前記A/D変換手段によりA/D変換された受信信号の直交復調を行うデジタル復調手段と、
前記高帯域抽出手段により抽出された受信信号と、前記デジタル復調手段により直交復調された受信信号とを合成する合成手段と、
を備えることを特徴としている。
入力された受信信号の直交復調を行い、A/D変換して出力する直交復調器において、
前記A/D変換された受信信号から高帯域成分を抽出する高帯域抽出手段と、
前記入力された受信信号から中心周波数近傍の信号成分を抽出する中心帯域抽出手段と、
前記中心帯域抽出手段により抽出された受信信号の周波数シフトを行うシフト手段と、
前記シフト手段により周波数シフトされた受信信号をA/D変換するA/D変換手段と、
前記A/D変換手段によりA/D変換された受信信号の直交復調を行うデジタル復調手段と、
前記高帯域抽出手段により抽出された受信信号と、前記デジタル復調手段により直交復調された受信信号とを合成する合成手段と、
を備えることを特徴としている。
請求項2に記載の発明は、請求項1に記載の発明において、
前記シフト手段は、
前記中心帯域抽出手段が抽出する周波数帯域幅の1/2以上の周波数シフトを行うことを特徴としている。
前記シフト手段は、
前記中心帯域抽出手段が抽出する周波数帯域幅の1/2以上の周波数シフトを行うことを特徴としている。
請求項3に記載の直交復調方法は、
入力された受信信号を低周波数帯域にシフトする第1のシフト手段と、
前記入力された受信信号を周波数軸方向に反転して低周波数帯域にシフトする反転手段と、
前記第1のシフト手段により周波数シフトされた受信信号と、前記反転手段により周波数シフトされた受信信号とのそれぞれから低帯域成分を抽出する低帯域抽出手段と、
前記低帯域抽出手段により抽出された各受信信号をA/D変換するA/D変換手段と、
前記A/D変換手段によりA/D変換された各受信信号それぞれに周波数シフト及び帯域制限を行うと共に、その各受信信号のうちの前記反転手段により反転された一方の受信信号を周波数軸方向に再度反転するデジタル復調手段と、
前記デジタル復調手段により再度反転された受信信号と、周波数シフト及び帯域制限が行われた他方の受信信号とを合成する合成手段と、
を備えることを特徴としている。
入力された受信信号を低周波数帯域にシフトする第1のシフト手段と、
前記入力された受信信号を周波数軸方向に反転して低周波数帯域にシフトする反転手段と、
前記第1のシフト手段により周波数シフトされた受信信号と、前記反転手段により周波数シフトされた受信信号とのそれぞれから低帯域成分を抽出する低帯域抽出手段と、
前記低帯域抽出手段により抽出された各受信信号をA/D変換するA/D変換手段と、
前記A/D変換手段によりA/D変換された各受信信号それぞれに周波数シフト及び帯域制限を行うと共に、その各受信信号のうちの前記反転手段により反転された一方の受信信号を周波数軸方向に再度反転するデジタル復調手段と、
前記デジタル復調手段により再度反転された受信信号と、周波数シフト及び帯域制限が行われた他方の受信信号とを合成する合成手段と、
を備えることを特徴としている。
請求項4に記載の発明は、請求項3に記載の発明において、
前記デジタル復調手段は、
受信信号を高周波帯域に周波数シフトする第2のシフト手段と、
受信信号の帯域制限を行う帯域制限手段と、
前記受信信号のうちの前記反転手段により反転された受信信号を周波数軸方向に再度反転する再反転手段と、を有し、
前記A/D変換手段によりA/D変換された受信信号に、前記第2のシフト手段による周波数シフト、前記帯域制限手段による帯域制限及び前記再反転手段による再反転を施すことを特徴としている。
前記デジタル復調手段は、
受信信号を高周波帯域に周波数シフトする第2のシフト手段と、
受信信号の帯域制限を行う帯域制限手段と、
前記受信信号のうちの前記反転手段により反転された受信信号を周波数軸方向に再度反転する再反転手段と、を有し、
前記A/D変換手段によりA/D変換された受信信号に、前記第2のシフト手段による周波数シフト、前記帯域制限手段による帯域制限及び前記再反転手段による再反転を施すことを特徴としている。
請求項5に記載の発明は、
入力された受信信号の直交復調を行い、A/D変換して出力する直交復調方法において、
前記A/D変換された受信信号から高帯域成分を抽出する高帯域抽出工程と、
前記入力された受信信号から中心周波数近傍の信号成分を抽出する中心帯域抽出工程と、
前記中心帯域抽出工程において抽出された受信信号の周波数シフトを行うシフト工程と、
前記シフト工程において周波数シフトされた受信信号をA/D変換するA/D変換工程と、
前記A/D変換工程においてA/D変換された受信信号の直交復調を行うデジタル復調工程と、
前記高帯域抽出工程において抽出された受信信号と、前記デジタル復調工程において直交復調された受信信号とを合成する合成工程と、
を含むことを特徴としている。
入力された受信信号の直交復調を行い、A/D変換して出力する直交復調方法において、
前記A/D変換された受信信号から高帯域成分を抽出する高帯域抽出工程と、
前記入力された受信信号から中心周波数近傍の信号成分を抽出する中心帯域抽出工程と、
前記中心帯域抽出工程において抽出された受信信号の周波数シフトを行うシフト工程と、
前記シフト工程において周波数シフトされた受信信号をA/D変換するA/D変換工程と、
前記A/D変換工程においてA/D変換された受信信号の直交復調を行うデジタル復調工程と、
前記高帯域抽出工程において抽出された受信信号と、前記デジタル復調工程において直交復調された受信信号とを合成する合成工程と、
を含むことを特徴としている。
請求項6に記載の発明は、請求項5に記載の発明において、
前記シフト工程は、
前記中心帯域抽出工程において抽出する周波数帯域幅の1/2以上の周波数シフトを行うことを特徴としている。
前記シフト工程は、
前記中心帯域抽出工程において抽出する周波数帯域幅の1/2以上の周波数シフトを行うことを特徴としている。
請求項7に記載の直交復調方法は、
入力された受信信号を低周波数帯域にシフトする第1のシフト工程と、
前記入力された受信信号を周波数軸方向に反転して低周波数帯域にシフトする反転工程と、
前記第1のシフト工程において周波数シフトされた受信信号と、前記反転工程において周波数シフトされた受信信号とのそれぞれから低帯域成分を抽出する低帯域抽出工程と、
前記低帯域抽出工程において抽出された各受信信号をA/D変換するA/D変換工程と、
前記A/D変換工程によりA/D変換された各受信信号それぞれに周波数シフト及び帯域制限を行うと共に、その各受信信号のうちの前記反転工程において反転された一方の受信信号を周波数軸方向に再度反転するデジタル復調工程と、
前記デジタル復調工程において再度反転された受信信号と、周波数シフト及び帯域制限が行われた他方の受信信号とを合成する合成工程と、
を含むことを特徴としている。
入力された受信信号を低周波数帯域にシフトする第1のシフト工程と、
前記入力された受信信号を周波数軸方向に反転して低周波数帯域にシフトする反転工程と、
前記第1のシフト工程において周波数シフトされた受信信号と、前記反転工程において周波数シフトされた受信信号とのそれぞれから低帯域成分を抽出する低帯域抽出工程と、
前記低帯域抽出工程において抽出された各受信信号をA/D変換するA/D変換工程と、
前記A/D変換工程によりA/D変換された各受信信号それぞれに周波数シフト及び帯域制限を行うと共に、その各受信信号のうちの前記反転工程において反転された一方の受信信号を周波数軸方向に再度反転するデジタル復調工程と、
前記デジタル復調工程において再度反転された受信信号と、周波数シフト及び帯域制限が行われた他方の受信信号とを合成する合成工程と、
を含むことを特徴としている。
請求項8に記載の発明は、請求項7に記載の発明において、
前記デジタル復調工程は、
受信信号を高周波帯域に周波数シフトする第2のシフト工程と、
受信信号の帯域制限を行う帯域制限工程と、
前記受信信号のうちの前記反転工程において反転された受信信号を周波数軸方向に再度反転する再反転工程と、を含み、
前記A/D変換工程においてA/D変換された受信信号に、前記第2のシフト工程における周波数シフト、前記帯域制限工程における帯域制限及び前記再反転工程における再反転を施すことを特徴としている。
前記デジタル復調工程は、
受信信号を高周波帯域に周波数シフトする第2のシフト工程と、
受信信号の帯域制限を行う帯域制限工程と、
前記受信信号のうちの前記反転工程において反転された受信信号を周波数軸方向に再度反転する再反転工程と、を含み、
前記A/D変換工程においてA/D変換された受信信号に、前記第2のシフト工程における周波数シフト、前記帯域制限工程における帯域制限及び前記再反転工程における再反転を施すことを特徴としている。
請求項1及び5に記載の発明によれば、直交復調後の受信信号から高帯域成分を抽出した受信信号は、周波数0付近に発生する直流オフセットが除去されている。また、受信信号から中心周波数近傍の信号成分が抽出され、周波数シフトされた後にA/D変換されてデジタルで直交復調が為されるため、このデジタル直交復調後の中心周波数近傍の信号成分の受信信号にも直流オフセットが含まれない。このため、その高帯域成分の受信信号と、デジタルで直交復調された受信信号とを合成することで、直流オフセットを完全に除去した直交復調を行うことができる。
また、中心帯域抽出手段及び中心帯域抽出工程により中心周波数近傍で帯域制限された受信信号をA/D変換するため、受信信号の帯域幅よりも2倍以上の高いサンプリング周波数でのA/D変換を要さない。このため、受信信号の帯域幅と同程度又は数10%高いサンプリング周波数でA/D変換できる。従って、高速なA/D変換器を使用することなく、低コストな回路構成で直流オフセットを完全に除去することができる直交復調器及び直交復調方法を実現することができる。
請求項2及び6に記載の発明によれば、中心帯域抽出手段及び中心帯域抽出工程における抽出の周波数帯域幅の1/2以上の周波数シフトを行うため、周波数シフト後の中心周波数近傍の受信信号の周波数帯域は、周波数0以上となる。このため、デジタルの直交復調によって直流オフセットを完全に除去することができる。
請求項3及び7に記載の発明によれば、周波数軸方向に反転され低帯域成分が抽出された受信信号は、高帯域成分の受信信号が反転された受信信号となる。この周波数軸方向に反転された受信信号と、低周波数帯域にシフトされた受信信号とのA/D変換、周波数シフト及び帯域制限を行うことにより、直流オフセットを完全に除去できる。このため、その高帯域成分を再度反転した受信信号と、低帯域成分の受信信号とを合成することで、直流オフセットを完全に除去して直交復調を行うことができる。
また、低帯域抽出手段及び低帯域抽出工程により帯域制限された受信信号をA/D変換するため、受信信号の帯域幅よりも2倍以上の高いサンプリング周波数でのA/D変換を要さない。このため、受信信号の帯域幅と同程度又は数10%高いサンプリング周波数でA/D変換できる。従って、高速なA/D変換器を使用することなく、低コストな回路構成で直流オフセットを完全に除去することができる直交復調器及び直交復調方法を実現することができる。
請求項4及び8に記載の発明によれば、A/D変換手段及びA/D変換工程においてA/D変換された受信信号に、高周波帯域への周波数シフトと、帯域制限と、周波軸方向への再反転とをそれぞれ行うことで、直流オフセットを除去できるため、デジタル復調手段及びデジタル復調工程の自由な回路設計が可能である。
〔第1実施形態〕
先ず、本発明の直交復調器の第1実施形態について、図1〜図5を参照して詳細に説明する。図1は、直交復調器100の回路構成の一例を示すブロック図である。図1において網掛けが施されている領域は、デジタルによる信号処理が行われる回路領域を示している。
先ず、本発明の直交復調器の第1実施形態について、図1〜図5を参照して詳細に説明する。図1は、直交復調器100の回路構成の一例を示すブロック図である。図1において網掛けが施されている領域は、デジタルによる信号処理が行われる回路領域を示している。
図1によれば、直交復調器100は、分配器1と、第1IQ復調部5と、A/D変換器6a及び6b、高域通過フィルタ(HPF;High Pass Filter)7a及び7bと、加算器8a及び8bと、局部発振器10とを備えて構成される。
アンテナ(図示略)から入力される受信信号は、RF増幅器(図示略)で増幅されて分配器1に入力される。本実施形態における受信信号は、図2(a)に示すように中心周波数f0、帯域幅Bwの周波数特性を有するものとして以下説明する。
増幅後の受信信号は、分配器1によって同電力の3つの信号に分配されて、その分配されたうちの2つの信号は、第1IQ復調部5に入力される。第1IQ復調部5は、図1に示すように乗算器2a及び2bと、0/90°スプリッタ3と、LPF4a及び4bとを備えて構成される。分配器1から出力された受信信号は、乗算器2a及び2bにそれぞれ入力される。
また、局部発振器10からは、周波数f0のIQ復調用の局部信号が出力されて、0/90°スプリッタ3に入力される。0/90°スプリッタ3は、入力された局部信号をそのままの位相(0°)で乗算器2aに出力する共に、その局部信号の位相を90°進ませて他方の乗算器2bに出力する。
乗算器2aは、分配器1から入力された受信信号と、0/90°スプリッタ3から入力された局部信号とを乗算して、同相成分Iのベースバンド信号をLPF4aに出力する。その一方で、乗算器2bは、分配器1から入力された受信信号と、0/90°スプリッタ3から入力された位相が90°進んだ局部信号とを乗算して、直交成分Qのベースバンド信号をLPF4bに出力する。LPF4a及び4bは、同相成分Iと直交成分Qのベースバンド信号それぞれの高調波やノイズを除去してA/D変換器6a及び6bに出力する。
第1IQ復調部5から出力される同相成分I及び直交成分Qのベースバンド信号は、A/D変換器6a及び6bによってA/D変換されてデジタル信号となる。このとき、各A/D変換器6a及び6bには、図2(a)に示す周波数特性のベースバンド信号が入力されるため、そのサンプリング周波数fsは、帯域幅Bwと同程度又は数10%高い程で十分に受信信号をサンプリングできる。
A/D変換後のベースバンド信号のスペクトルは、図2(b)のようになり直流オフセットDが周波数0付近に発生する。このA/D変換後の直流オフセットDが発生したベースバンド信号は、高帯域抽出手段としてのHPF7a及び7bにそれぞれ入力される。HPF7a及び7bのカットオフ周波数には低帯域幅の±fcが設定され、このHPF7a及び7bを通過したベースバンド信号からは、図2(c)に示すように低帯域成分が除去されて高帯域成分の信号成分が抽出される。このとき、周波数0付近に発生した直流成分の直流オフセットDも除去されることとなる。
一方、直交復調器100は、図1に示すように更に帯域通過フィルタ(BPF;Band Pass Filter)11及び12と、周波数ミキサ13及び14と、低域通過フィルタ(LPF;Low Pass Filter)15と、A/D変換器16と、D/A変換器17と、デジタル周波数発生器18と、第2IQ復調部20とを備えて構成される。
分配器1により3分配されたうちの1つの受信信号は、中心周波数がf0、通過帯域がBnのBPF11(中心帯域抽出手段)に入力されて、図2(d)のように中心周波数近傍の信号成分が抽出されて帯域制限される。また、デジタル周波数発生器18からは周波数fd(<0.5*(Bn−fs))のデジタルの局部信号が出力され、この局部信号がD/A変換器17によってD/A変換される。
そして、このD/A変換された周波数fdのアナログの局部信号と、局部発振器10から出力された周波数f0の局部信号とが周波数ミキサ14により混合されて、BPF12に出力される。BPF12は、中心周波数が予め‘f0−fd’に設定され、周波数ミキサ14から出力された局部信号から周波数が‘f0−fd’の局部信号を通して周波数ミキサ13に出力する。
シフト手段としての周波数ミキサ13は、BPF11から入力される中心周波数f0の受信信号と、BPF12から入力される中心周波数‘f0−fd’の局部信号とを混合することで周波数シフトして、LPF15に出力する。LPF15は、周波数ミキサ13からの受信信号から高調波やノイズ等の不要な成分を除去し、IF信号(中間周波数信号)としてA/D変換器16に出力する。
周波数ミキサ13による中心周波数‘f0−fd’の局部信号との混合では、受信信号の周波数帯域がfd分シフトされ、その中心周波数がfdとなる。そのため、IF信号は、中心周波数fd、帯域幅Bnの信号となってA/D変換器16(A/D変換手段)によりA/D変換される。
このため、A/D変換器16のサンプリング周波数は、A/D変換器6a及び6bのサンプリング周波数fsと略同一でよい。このとき、サンプリング周波数fsが、(fd+Bn/2)*2よりも高くなるように、fd(>0.5Bn)及びBnを設定する。このようにfd及びBnを設定した場合、A/D変換後のIF信号のスペクトルは、図2(e)のようになり、周波数0付近に直流オフセットDが発生する。このA/D変換後のIF信号は、第2IQ復調部20に出力される。
デジタル復調手段としての第2IQ復調部20は、図1に示すように乗算器21a及び21bと、0/90°スプリッタ22と、LPF23a及び23bとを備えて構成される。A/D変換器16から出力された受信信号は、乗算器21a及び21bにそれぞれ入力される。また、デジタル周波数発生器18からは、周波数fdのデジタルの局部信号が出力されて、デジタル処理する0/90°スプリッタ22に入力される。
この0/90°スプリッタ22からの出力される0°位相の局部信号と90°位相の局部信号とはそれぞれ乗算器21a及び21bに出力される。乗算器21aは、A/D変換器16から入力されたIF信号と、0/90°スプリッタ22から入力された局部信号とを乗算して、同相成分Iのベースバンド信号をLPF23aに出力する。その一方で、乗算器21bは、A/D変換器16から入力されたIF信号と、0/90°スプリッタ22から入力された位相が90°進んだ局部信号とを乗算して、直交成分Qのベースバンド信号をLPF23bに出力する。
このIQ復調によって図2(e)のIF信号は、図2(f)のスペクトルのように周波数シフトされたベースバンド信号となる。そして、ベースバンド信号をカットオフ周波数fc(<0.5Bn)のLPF23a及び23bを通すことにより、周波数シフトされた直流オフセットDと、HPF7a及び7b通過後の受信信号に含まれる周波数fc以上の信号とを除去する。この結果、図2(g)のような低帯域のベースバンド信号が得られる。
そして、合成手段としての加算器8aには、HPF7aからのベースバンド信号(図2(c))と、LPF23aからのベースバンド信号(図2(g))とが入力されて、これらの同相成分Iのベースバンド信号を合成する。また、加算器8b(合成手段)には、HPF7bからのベースバンド信号(図2(c))と、LPF23bからのベースバンド信号(図2(g))とが入力されて、これらの直交成分Qのベースバンド信号を合成する。これにより、直交復調器100からは、直流オフセットDを含まない、帯域幅Bwの図2(h)のようなスペクトルの同相成分I及び直交成分Qのベースバンド信号が出力される。
以上、第1実施形態によれば、第1IQ復調部5によるIQ復調と、A/D変換器6a及び6bのA/D変換により発生する直流オフセットDは、HPF7a及び7bにより除去される。また、受信信号中のHPF7a及び7bが除去した中心周波数近傍の信号成分は、BPF11により帯域制限された後に周波数シフト及びデジタル化され、デジタル信号処理でIQ復調されるため、直流オフセットDが除去される。
即ち、HPF7a及び7bにより高域成分を抽出して直流オフセットDを除去する一方で、周波数シフトした中心周波数近傍の信号成分からはLPF23a及び23bで低域成分を抽出して直流オフセットDを除去することとなる。そして、これらの高域成分のIF信号と、低域成分のIF信号とを合成することにより、直流オフセットDのない同相成分I及び直交成分Qのベースバンド信号を得ることができる。
このため、帯域幅Bwの受信信号を直交復調するためには、A/D変換器6a及び6bのサンプリング周波数fsは、受信信号の帯域幅Bwより同程度又は数10%高ければ十分なサンプリングが可能であり、帯域幅Bwの2倍以上のサンプリング周波数を要さない。従って、広帯域の受信信号を高い分解能でA/D変換することができる。また、帯域幅Bwの2倍以上といった高速なA/D変換器を用いることなく、低コストな回路構成で直流オフセットDを完全に除去することができる直交復調器を実現することができる。
〔第1変形例〕
次に、第1実施形態の変形例について説明する。尚、以下の変形例の説明において、第1実施形態の直交復調器100と同一の構成要素には、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
次に、第1実施形態の変形例について説明する。尚、以下の変形例の説明において、第1実施形態の直交復調器100と同一の構成要素には、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
図3は、第1変形例における直交復調器101の回路構成の一例を示すブロック図である。第1変形例における直交復調器101は、第1実施形態における直交復調器100のA/D変換器16を図3のA/D変換器16aに置き換え、更にサンプリングレート変換器24a及び24bを備えた構成である。
第1実施形態で説明したようにLPF15からは帯域幅がBnに帯域制限されたIF信号が出力されるため、このIF信号をA/D変換するA/D変換器16のサンプリング周波数をA/D変換器6a及び6bの半分以下とすることができる。
第1変形例においては、A/D変換器16aのサンプリング周波数は、A/D変換器6a及び6bのサンプリング周波数の1/N(Nは1以上の整数)に設定する。A/D変換器16aに入力されるIF信号は、図2(e)に示すように帯域幅がBnに制限されているため、広帯域のベースバンド信号をA/D変換するA/D変換器6a及び6bのサンプリング周波数よりも低い周波数でA/D変換が可能になる。
この場合、LPF23a及び23bから出力されるベースバンド信号の周波数を、サンプリングレート変換器24a及び24によって高めて、A/D変換器6a及び6bのサンプリング周波数に一致させてから、加算器8a及び8bにおいて合成する。このため、A/D変換器16aのサンプリング周波数を下げることができるため、安価なA/D変換器16aを採用することができ、より低コストな直交復調器101が実現できる。
〔第2変形例〕
図4は、第2変形例における直交復調器102の回路構成の一例を示すブロック図である。第2変形例における直交復調器102は、第1実施形態における直交復調器100のLPF4aとA/D変換器6a、LPF4bとA/D変換器6b、LPF15とA/D変換器16とのそれぞれの間にACカップリング25a〜25cを接続した構成である。
図4は、第2変形例における直交復調器102の回路構成の一例を示すブロック図である。第2変形例における直交復調器102は、第1実施形態における直交復調器100のLPF4aとA/D変換器6a、LPF4bとA/D変換器6b、LPF15とA/D変換器16とのそれぞれの間にACカップリング25a〜25cを接続した構成である。
第1実施形態においては、乗算器2a及び2bと、周波数ミキサ13と、LPF4a、4b及び15と、A/D変換器6a、6b及び16との回路系を直流結合としたが、図4のようにACカップリング25a〜25cをLPF4a,4b,15とA/D変換器6a,6b,16との間に介在させることで、AC結合することとしてもよい。
この直交復調器102において、乗算器2a及び2bから出力される受信信号は、図5のようにAC結合によって低域成分を含まない信号として出力される。一方で、IQ復調部20では、第1実施形態と同様に低帯域成分を含んだIF信号がIQ復調されるため、加算器8a及び8bによる合成によって、最終的なIQ復調後のIF信号は、低域成分及び直流成分を含むものとなる。このように第2変形例では、A/D変換器6a、6b及び16の入力がAC結合になるため、各A/D変換器のドライバ回路を簡単に実現できる。
〔第2実施形態〕
次に、本発明の直交復調器の第2実施形態について、図6〜図10を参照して詳細に説明する。図6は、直交復調器200の回路構成の一例を示すブロック図である。図6において網掛けが施されている領域は、デジタルによる信号処理が行われる回路領域を示し、デジタル復調手段に対応している。また、以下の説明において、第1実施形態の直交復調器100と同一の構成要素には、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
次に、本発明の直交復調器の第2実施形態について、図6〜図10を参照して詳細に説明する。図6は、直交復調器200の回路構成の一例を示すブロック図である。図6において網掛けが施されている領域は、デジタルによる信号処理が行われる回路領域を示し、デジタル復調手段に対応している。また、以下の説明において、第1実施形態の直交復調器100と同一の構成要素には、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
図6によれば、直交復調器200は、分配器1aと、乗算器2a及び2bと、LPF4a及び4bと、A/D変換器6a及び6bと、局部発振器10と、複素乗算器30a及び30bと、複素帯域通過フィルタ(BPF)31a及び31bと、−1倍乗算器32と、加算器8a及び8bと、BPF12a及び12bと、周波数ミキサ14と、D/A変換器17と、デジタル周波数発生器18とを備えて構成される。
先ず、分配器1aには、図7(a)に示すような中心周波数f0、帯域幅Bwの周波数特性を有する受信信号が入力される。分配器1aは、その受信信号を同電力の2つの信号に分配して、乗算器2a及び2bそれぞれに出力する。
また、デジタル周波数発生器18からは、周波数fd(=Bw/2)の複素デジタル信号がD/A変換器17に出力される。D/A変換器17では、入力された複素デジタル信号の実部を周波数fdのアナログの局部信号に変換する。
周波数ミキサ14には、局部発振器10からの周波数f0の局部信号と、D/A変換器17からの周波数fdの局部信号とが入力される。周波数ミキサ14は、入力された局部信号の周波数変換を行い、‘f0−fd’と‘f0+fd’の2つの周波数の局部信号を生成してBPF12a及び12bそれぞれに出力する。
BPF12a及び12bそれぞれは、通過周波数として‘f0―fd’と‘f0+fd’とが予め設定され、周波数ミキサ14から出力される局部信号を‘f0−fd’と‘f0+fd’の信号に分離して、乗算器2a及び2bに出力する。
第1のシフト手段としての乗算器2aは、分配器1aで分配出力された受信信号と、周波数‘f0−fd’の局部信号とを乗算して周波数変換して、図7(b)のように低周波数帯域に周波数シフトしたIF信号を出力する。また、反転手段としての乗算器2bは、分配器1aから出力された受信信号と、周波数‘f0+fd’の局部信号とを乗算して周波数変換し、図7(g)に示すように低周波数帯域に周波数シフトしたIF信号を出力する。
乗算器2a及び2bの乗算によって、周波数0付近に直流オフセットDが発生する。また、乗算器2bから出力されるIF信号は、受信信号のスペクトルを低周波数帯域にシフトすると共に周波数軸方向に反転した信号となる。ここで、図7の矢印a〜c付近の受信信号はそれぞれが対応しており、その変調されているデータが同じ信号であることを示ししている。具体的には、図7(a)の受信信号の周波数0付近と、図7(g)の反転された受信信号の周波数2fd付近とが同一のデータの信号であることを示している。
乗算器2a及び2bから出力されるIF信号は、通過域が0〜fdのLPF4a及び4b(低帯域抽出手段)を介して帯域制限されて、図7(c)及び(h)のようなIF信号となる。ここで、図7(c)のIF信号は、図7(a)の受信信号の‘f0−fd’からfdまでの低帯域の成分を含み、図7(h)のIF信号は、受信信号のfdから‘f0+fd’の高帯域の成分を含む信号となる。即ち、LPF4a及び4bにより、受信信号から低域成分の信号と、高域成分の信号が抽出される。
帯域制限されたIF信号は、A/D変換手段としてのA/D変換器6a及び6bのそれぞれでサンプリングされてデジタル信号に変換されて、図7(d)及び(i)のような信号となる。このとき、A/D変換器6a及び6bは、2fd(=Bw)と同程度又は数10%程高いサンプリング周波数fsで実現できる。
A/D変換器6a及び6によってA/D変換されたIF信号は、複素乗算器30a及び30b(第2のシフト手段)によってデジタル周波数発生器18からの周波数fdの複素信号と乗算され、中心周波数が−fd分シフトされて、図7(e)及び(j)のような信号になる。この周波数シフトにより、直流オフセットDも周波数−fd分シフトされる。
そして、周波数シフト後のIF信号は、通過帯域が‘0〜−fd’に設定された複素帯域通過フィルタ31a及び31b(帯域制限手段)を介して正の周波数成分及び直流オフセットDが除去され、図7(f)及び(k)のような信号になる。このように、図7(f)のIF信号は、図7(a)の受信信号の‘f0−fd’からf0までの下半分の帯域の成分を含み、図7(h)のIF信号は、受信信号のf0から‘f0+fd’の上半分の帯域の成分を含む信号となり、更に直流オフセットDが除去されたものとなる。
複素帯域通過フィルタ31bによって帯域制限されたIF信号の虚部は、再反転手段としての−1乗算器32によって周波数0を中心に周波数軸方向に反転される。即ち、図7(k)の受信信号は、破線で示す受信信号のように矢印c付近の信号が正の周波数側に反転される。そして、加算器8aが、複素帯域通過フィルタ31a及び31bから出力される実部のIF信号を合成し、合成手段としての加算器8bがBPF31a及び−1乗算器32から出力される虚部のIF信号を合成することで、図7(l)のような受信信号と同じ帯域幅BwのIQ復調信号が得られる。
以上、第2実施形態によれば、受信信号のスペクトルを反転したIF信号と、反転しないIF信号とを帯域制限した後にA/D変換し、周波数シフトして複素帯域通過フィルタ31a及び31bによって直流オフセットDを除去する。A/D変換器6a及び6のサンプリング周波数fsは、2fd(=Bw)より高ければよいため、高速なA/D変換器は必要ない。また、2つのA/D変換器で直流オフセットDを除去する直交復調器200が実現できるため、更なる低コスト化が図れる。
尚、上述した第2実施形態における直交復調器200の回路構成は、本発明の主旨に逸脱しない限りの範囲で適宜変更設計可能である。例えば、図6においては、複素乗算器30a、複素帯域通過フィルタ31aの順序で回路接続することで、直流オフセットDの除去を行うこととしたが、A/D変換器30aからのIF信号を複素帯域通過フィルタ31aで帯域制限を行った後に複数乗算器30aで周波数シフトを行うことで、直流オフセットDの除去を行うこととしてもよい。
また、同様に、複素乗算器30b、複素帯域通過フィルタ31b、−1乗算器32の順序で回路接続することとしたが、これらの回路接続の順序も図示例に限られず適宜変更可能である。例えば、複素乗算器30bからのIF信号を−1乗算器32で正の周波数側に反転した後に複素帯域通過フィルタ31bで帯域制限することとしてもよいし、A/D変換器6bからのIF信号を−1乗算器32で反転した後に複素乗算器30bで周波数シフトし複素帯域通過フィルタ31bを介することとしてもよい。このように、複素乗算器30b、複素帯域通過フィルタ31b、−1乗算器32の回路接続は適宜変更可能であり、全6パターンの組み合わせでの自由な回路設計が可能になる。
〔第3変形例〕
次に、第2実施形態の変形例について説明する。尚、以下の変形例の説明において、第2実施形態の直交復調器200と同一の構成要素には、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
次に、第2実施形態の変形例について説明する。尚、以下の変形例の説明において、第2実施形態の直交復調器200と同一の構成要素には、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
第3変形例における直交復調器200は、図6の複素帯域通過フィルタ31a及び31bのそれぞれを、図8に示すシフト演算部40a及び40bに置き換え、デジタル周波数発生器45を更に備えた構成である。
シフト演算部40aは、LPF41a及び42aと、複素乗算器43aとを備えて構成される。また、シフト演算部40bは、LPF41b及び42bと、複素乗算器43bとを備えて構成される。尚、シフト演算部40bは、シフト演算部40aと同様の構成であり、且つ同様の回路動作を行うため、以下その説明と出力信号の図示とを省略する。
第2実施形態と同様にA/D変換器6aから出力された図9(a)のようなIF信号が出力される。第3変形例において、デジタル周波数発生器18は、A/D変換器6a及び6bのサンプリング周波数fsに対して周波数fs/4のデジタルの局部信号を出力する。このため、複素乗算器30aは、IF信号と局部信号とを乗算することにより、−fs/4分の周波数シフトを行って、図9(b)のようなIF信号を出力する。
LPF41a及び42aは、通過帯域が0〜Bw/4に設定され、IF信号の帯域制限を行って図9(c)のような信号を出力する。デジタル周波数発生器45は、周波数fn(=−fd+fs/4)の局部信号を複素乗算器43aに出力する。複素乗算器43aの局部信号との乗算により、IF信号は−fn分の周波数シフトが為され、図9(d)のような信号になる。
また、シフト演算部40bによって、図9(d)のIF信号を周波数軸方向に反転した信号、即ち、図7(k)のIF信号が出力され、−1乗算器32と、加算器8a及び8bとの合成によって、直流オフセットDを除去した帯域幅BwのIF信号が得られる。
このため、第2実施形態と同様の効果が得られるのは無論のこと、周波数シフトを−fs/4と−fnとの二段に分離することで、LPF41a,42a,41b,42bにより構成されるシフト演算部40a及び40bで図6の複素帯域通過フィルタ31a及び31bを置き換えられる。
一般に、複素帯域通過フィルタは、4つのFIR(Finite Impulse Response)フィルタを備えて構成されるものであるため、一つの複素帯域通過フィルタに対して各シフト演算部40a及び40bは、フィルタの部品点数が半数になる。従って、部品点数を削減した低コストな直交復調器200が実現できる。
〔第4変形例〕
次に、第4変形例について説明する。第4変形例における直交復調器200は、図6の直交復調器200の回路系33を、図10の回路構成によって置き換えた構成である。
次に、第4変形例について説明する。第4変形例における直交復調器200は、図6の直交復調器200の回路系33を、図10の回路構成によって置き換えた構成である。
上述したように図6に示す複素帯域通過フィルタ31a及び31bは、FIRフィルタを備えて回路構成を有して構成されるものである。複素帯域通過フィルタ31a及び31bの次数をN、係数をCn=An+jBnとし、受信信号をX(m)=Xi(m)+jXq(m)とすると、当該複素帯域通過フィルタ31a及び31bの特性は次の式(a)により定義される。
IQ復調の出力信号であるM(m)は、2つの複素帯域通過フィルタ31a及び31bの出力を合成したもので、受信信号をH(m)=Hi(m)+jHq(m)と、J(m)=Ji(m)+jJq(m)とすると、M(M)は、次の式(b)によって表される。
この式(b)から、複素帯域通過フィルタ31a及び31bと、−1乗算器32と、加算器8a及び8bとを有する図6の回路系33を、図10に示す加算器310、311及び319と、減算器312、313及び318と、FIRフィルタ314〜317とにより置き換えることができる。
ここで、FIRフィルタ314及び317は次数N、係数Anの実数フィルタであり、FIRフィルタ315及び316は次数N、係数Bnの実数フィルタである。このような回路構成で直交復調器200を実現することにより、FIRフィルタの部品点数を削減することができ、回路規模を約半分にすることができる。
100 直交復調器
1 分配器
2a,2b 乗算器
3 0/90°スプリッタ
4a,4b LPF
5 第1IQ復調部
6a,6b A/D変換器
7a,7b HPF
8a,8b 加算器
10 局部発振器
11,12 BPF
13,14 周波数ミキサ
15 LPF
16 A/D変換器
17 D/A変換器
18 デジタル周波数発生器
20 第2IQ復調部
21a,21b 乗算器
22 0/90°スプリッタ
1 分配器
2a,2b 乗算器
3 0/90°スプリッタ
4a,4b LPF
5 第1IQ復調部
6a,6b A/D変換器
7a,7b HPF
8a,8b 加算器
10 局部発振器
11,12 BPF
13,14 周波数ミキサ
15 LPF
16 A/D変換器
17 D/A変換器
18 デジタル周波数発生器
20 第2IQ復調部
21a,21b 乗算器
22 0/90°スプリッタ
Claims (8)
- 入力された受信信号の直交復調を行い、A/D変換して出力する直交復調器において、
前記A/D変換された受信信号から高帯域成分を抽出する高帯域抽出手段と、
前記入力された受信信号から中心周波数近傍の信号成分を抽出する中心帯域抽出手段と、
前記中心帯域抽出手段により抽出された受信信号の周波数シフトを行うシフト手段と、
前記シフト手段により周波数シフトされた受信信号をA/D変換するA/D変換手段と、
前記A/D変換手段によりA/D変換された受信信号の直交復調を行うデジタル復調手段と、
前記高帯域抽出手段により抽出された受信信号と、前記デジタル復調手段により直交復調された受信信号とを合成する合成手段と、
を備えることを特徴とする直交復調器。 - 前記シフト手段は、
前記中心帯域抽出手段が抽出する周波数帯域幅の1/2以上の周波数シフトを行うことを特徴とする請求項1に記載の直交復調器。 - 入力された受信信号を低周波数帯域にシフトする第1のシフト手段と、
前記入力された受信信号を周波数軸方向に反転して低周波数帯域にシフトする反転手段と、
前記第1のシフト手段により周波数シフトされた受信信号と、前記反転手段により周波数シフトされた受信信号とのそれぞれから低帯域成分を抽出する低帯域抽出手段と、
前記低帯域抽出手段により抽出された各受信信号をA/D変換するA/D変換手段と、
前記A/D変換手段によりA/D変換された各受信信号それぞれに周波数シフト及び帯域制限を行うと共に、その各受信信号のうちの前記反転手段により反転された一方の受信信号を周波数軸方向に再度反転するデジタル復調手段と、
前記デジタル復調手段により再度反転された受信信号と、周波数シフト及び帯域制限が行われた他方の受信信号とを合成する合成手段と、
を備えることを特徴とする直交復調器。 - 前記デジタル復調手段は、
受信信号を高周波帯域に周波数シフトする第2のシフト手段と、
受信信号の帯域制限を行う帯域制限手段と、
前記受信信号のうちの前記反転手段により反転された受信信号を周波数軸方向に再度反転する再反転手段と、を有し、
前記A/D変換手段によりA/D変換された受信信号に、前記第2のシフト手段による周波数シフト、前記帯域制限手段による帯域制限及び前記再反転手段による再反転を施すことを特徴とする請求項3に記載の直交復調器。 - 入力された受信信号の直交復調を行い、A/D変換して出力する直交復調方法において、
前記A/D変換された受信信号から高帯域成分を抽出する高帯域抽出工程と、
前記入力された受信信号から中心周波数近傍の信号成分を抽出する中心帯域抽出工程と、
前記中心帯域抽出工程において抽出された受信信号の周波数シフトを行うシフト工程と、
前記シフト工程において周波数シフトされた受信信号をA/D変換するA/D変換工程と、
前記A/D変換工程においてA/D変換された受信信号の直交復調を行うデジタル復調工程と、
前記高帯域抽出工程において抽出された受信信号と、前記デジタル復調工程において直交復調された受信信号とを合成する合成工程と、
を含むことを特徴とする直交復調方法。 - 前記シフト工程は、
前記中心帯域抽出工程において抽出する周波数帯域幅の1/2以上の周波数シフトを行うことを特徴とする請求項5に記載の直交復調方法。 - 入力された受信信号を低周波数帯域にシフトする第1のシフト工程と、
前記入力された受信信号を周波数軸方向に反転して低周波数帯域にシフトする反転工程と、
前記第1のシフト工程において周波数シフトされた受信信号と、前記反転工程において周波数シフトされた受信信号とのそれぞれから低帯域成分を抽出する低帯域抽出工程と、
前記低帯域抽出工程において抽出された各受信信号をA/D変換するA/D変換工程と、
前記A/D変換工程によりA/D変換された各受信信号それぞれに周波数シフト及び帯域制限を行うと共に、その各受信信号のうちの前記反転工程において反転された一方の受信信号を周波数軸方向に再度反転するデジタル復調工程と、
前記デジタル復調工程において再度反転された受信信号と、周波数シフト及び帯域制限が行われた他方の受信信号とを合成する合成工程と、
を含むことを特徴とする直交復調方法。 - 前記デジタル復調工程は、
受信信号の周波数シフトを行う第2のシフト工程と、
受信信号の帯域制限を行う帯域制限工程と、
前記受信信号のうちの前記反転工程において反転された受信信号を周波数軸方向に再度反転する再反転工程と、を含み、
前記A/D変換工程においてA/D変換された受信信号に、前記第2のシフト工程における周波数シフト、前記帯域制限工程における帯域制限及び前記再反転工程における再反転を施すことを特徴とする請求項7に記載の直交復調方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006259149A JP2008079242A (ja) | 2006-09-25 | 2006-09-25 | 直交復調器及び直交復調方法 |
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9692466B2 (en) | 2013-07-16 | 2017-06-27 | Nec Corporation | Radio reception circuit, radio reception method, and radio reception program |
-
2006
- 2006-09-25 JP JP2006259149A patent/JP2008079242A/ja active Pending
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