CN101909040B

CN101909040B - 通信装置

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Publication number: CN101909040B
Application number: CN2010101948889A
Authority: CN
Inventors: 久保田修司
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 2009-06-04
Filing date: 2010-06-01
Publication date: 2013-06-12
Anticipated expiration: 2030-06-01
Also published as: JP5287521B2; CN101909040A; US20100313094A1; JP2010283589A; EP2259535A2; US8407545B2

Abstract

本发明涉及通信装置，其目的在于提供在载波通信方式的正交误差补偿中不用FFT电路，并以最少的电路增加，获得精度良好的补偿的无线通信装置。本发明包括：基带部(1)、包含经由A/D(16)和D/A(4)连接基带部(1)的正交转换器的模拟部，补偿正交误差的补偿电路(3)、控制补偿参数的计算部(20)、向补偿电路提供频率相同且相位差(90)度的基准信号的基准信号生成部(2)、从上转换了的基准信号中抽取包络的功率测试器(18)、以及将包络放入基带部的回转系统，其中，计算部(20)利用局部傅里叶变换电路，从包络计算与基准信号相同频率的功率以及为基准信号两倍频率的功率，并控制补偿参数，使得各个功率成为最小。

Description

通信装置

技术领域

本发明涉及通信装置，尤其涉及具有正交调制解调中IQ信号异常补偿功能的通信装置。

背景技术

近年来在办公室或家用无线电通信技术领域的销售市场上出现了各种产品，如根据IEEE802.11系统规格的无线LAN通信技术或根据无线USB规格的无线PAN通信技术等的实用化产品。

上述无线通信技术是通过采用载波通信方式来实现的。载波通信方式不仅用于无线，在以往的有线通信方式，如ADSL(Asymmetric DigitalSubscriber Line)等通信方式中也使用载波通信。

无论是有线还是无线，载波通信方式大多采用正交转换器。尤其在多比特调制的装置中几乎都实行正交转换。

发明内容

以下以无线通信为例进行说明，但该说明同样适用于有线通信。

例如802.11系统无线LAN等采用数字调制方式之一的OFDM(正交频分复用，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)。

PFDM调制中用基带信号制作带有多个子载波的一次调制波。

进而，正交转换器形成0度和90度成分，作为来自基准振荡器的本地信号，基带信号中的I/Q信号经由该正交转换器被上转换到RF(Radio Frequency)带后，作为电波经由放大器或天线等输出。

而在接收时，可根据上述相反步骤来一次解调。例如，从天线收到的RF带信号经滤波器带域限制后，通过与来自于基准振荡器并经由LAN(Low NoiseAmp)放大的正交本地信号(相位为0度以及90度)混合，输出正交成分即I/Q信号的基带来得以实现。

这些电路除了从RF带直接转换到基带以外，还存在经由暂时转换到IF(Intermediate Frequency)带的方式，但是，无论哪一种方式，基本上都包含从基带带域上转换的功能以及正交转换功能。

这样，近年来的载波通信方式几乎都使用正交转换。而在目前的数字电路逐渐趋于高频化的情况下，虽然依然存在包括正交转换器在内利用数字电路，但是伴随频率增高，正交转换器利用模拟电路来实现正交转换的情况逐渐增多。尤其如无线通信，几乎所有RF带都采用模拟电路来实现。而关于基带处理，目前大多采用数字处理来实现。

对于正交转换功能，在以数字电路构成时，不存在温度或制造偏差所引起的误差，然而在以模拟电路构成时，却会因温度等偏差而产生相对误差(IQ正交误差)，例如，发生振幅误差、相位误差、直流偏离等。这些误差除了在正交转换器中发生以外，还会在I/Q通过其各自的基带用过滤器时因传输延迟时间而产生相位误差。由于这些误差会成为导致通信过程中发生通信失误的原因，因此需要进行补偿。

关于模拟部的正交转换系统的补偿技术，存在用模拟电路进行补偿的方法以及用数字电路进行补偿的方法。

而近年来，由于利用半导体微细化技术的数字电路补偿方法可降低系统的整体成本，因此用数字电路进行补偿的方法为目前的主流方式，为此，在此不再对模拟电路补偿方法进行说明。

图7和图8显示了在数字电路中进行正交转换误差补偿的现有方法。

其中，图7显示在发送方进行补偿的情况，图8显示在接收方进行补偿的情况。

如图7和图8所示的电路可用来实现对I成分/Q成分的IQ增益/相位/直流偏移(DC offset)的补偿。即在图7中，基带数字电路100生成相位偏差90度的基准信号，作为I信号和Q信号输出，而后，在补偿电路101中，将该IQ各自的信号分别乘以增益补偿用Gain、并乘以相位补偿用Gain后所得结果，进行斜交加法运算(将I信号乘以相位补偿用Gain后与Q信号相加，并将Q信号乘以相位补偿用Gain后与I信号相加)，进而加上直流成分。而后，将补偿后的IQ信号转换为模拟信号，用以作为电波来发送。

另一方面，在图8中，从天线接受后在途中的路径中作为I信号和Q信号输出的信号，在ADC104中数字转换，而后在补偿电路103中，该I信号和Q信号被加上直流成分，乘以增益补偿用Gain，并在各自的信号上乘以相位补偿用Gain后，进行斜交加法运算(将I信号乘以相位补偿用Gain后与Q信号相加，并将Q信号乘以相位补偿用Gain后与I信号相加)，以补偿正交转换误差，而后被送往基带数字电路100。

为了使上述正交转换误差处理成为最佳补偿，需要求出电路常数。该电路常数可以利用以下方法求得。关于发送方的正交转变误差补偿，存在以下公知方法，即抽取基带数字电路输出的I信号和Q信号经正交转换后所得的RF带信号的功率包络(power envelope)，并将该信号反馈到数字电路，来评价并补偿IQ正交误差的误差成分。利用该方法可以补偿信息发送方的正交转换误差。

在上述方法中，如果在发送方生成的基准信号(单音频(f1))上加上模拟部的送信IQ正交误差成分(IQ增益误差/IQ相位误差/IQ直流偏移)，则功率包络信号中会出现与基准信号相同频率的音频1(f1)、以及为基准信号频率两倍的音频2(f2)。作为IQ正交误差，当其具有直流偏离成分时，f1的频率成份的功率增大，而当具有IQ增益误差/IQ相位误差时，则f2的频率成分的功率增大。也就是说，只需检测该两个频率成分，并决定可使该两个频率成分成为最小的数字方面的补偿电路的常数。

另一方面，接收方的补偿具体为，从外部输入信号，该信号与发送方补偿中所使用的基准信号相同，将经由RF模拟部被正交转换为I成分信号和Q成分信号放入基带部，例如，通过计算并比较两个信号的功率，来大致求出IQ增益误差。进而进行I成分和Q成分的积和平均，从而可将相位误差调整为最小。当存在IQ正交误差时，还可进行补偿，使得频率区域中成为图像信号的信号成分成为最小。信号接受器方面的直流补偿只要计算一定时间内相对于I成分和Q成分的输入信号的平均便可求出。

当然，例如如专利文献1(美国专利第7035341号)所述，也可在发送方补偿后，将发送信号在RF部中回送并输入接收方，而后利用上述方法进行补偿。这样可作自我补偿，而不需要使用外部输入信号。

但是，专利文献1叙述的是有关于RF模块的构成和补偿原理的内容，其中，关于基带方面的处理，仅叙述了通过DSP处理来实现，而没有谈到具体的实行方法。尤其对于发送方的补偿，需要利用从回送包络信号计算f1和f2的功率的方法，但专利文献1中没有这方面的叙述。

近年来用于无线通信的调制方式即OFDM方式利用FFT(快速傅里叶变换/iFFT(反快速傅里叶变换)处理来进行时间频率转换。为此，基带内部搭载FTT(Fast Fourier Transform，快速傅里叶变换)电路。

专利文献2(JP特开2008-167057号公报)叙述了利用OFDM调制解调电路内的FFT电路来检测IQ正交误差所引发的图像信号的功率，作为接收IQ正交误差补偿的方法。

近年来采用OFDM调制解调方式的系统在基带调制解调电路中搭载FFT电路，因此，比较容易计算与基于FFT和取样频率之间关系所求得的频率窗口(frequency bin)的频率相同的单音频的功率。在这种情况下，虽然现有技术仅阐述了接收方的IQ正交误差补偿，但是发送方的IQ正交误差补偿，即在利用上述基准发送信号使RF功率包络信号回送所进行的补偿中，也可将基准频率分配给FFT的频率窗口，并计算基准频率窗口的功率以及频率为该基准频率两倍的频率窗口的功率，从而找出最小补偿值。

然而，对于调制解调电路中搭载的FFT电路，其运算精度取决于OFDM解调方式中的二次解调的方式。运算精度过高会使得电路规模增大，在成本以及耗能方面不利。为此，在二次调制中根据所需的SNR求出量子化噪音量，以所需的最佳运算精度来构成FFT电路。另一方面，IQ补偿所需要的运算精度，即计算IQ正交误差引起产生的图像信号的功率所要的运算精度，需要比收发信号本身所要的运算精度高出大约10dB。为此，使用基带调制解调电路内部的FFT电路的方法无法对IQ正交误差补偿量作出充分的估计。这样，虽然应该分开考虑调制解调电路的运算精度和用于模拟补偿的运算精度，但是分别搭载电路会增大电路规模，需要下一番功夫。

鉴于上述课题，本发明旨在提供一种无线电通信装置，该装置在对OFDM调制解调通信方式等利用正交转换器的载波通信方式中的IQ正交误差进行补偿时，能够在不使用基带调制解调电路内部的FFT电路的情况下，以最小限度的电路增加来实现精度良好的补偿，进行稳定的通信。

为了达到上述目的，本发明提供以下通信装置。

(1)本发明的一个方面为，一种通信装置，其中包括：基带部，其包含对收发基带信号进行调制解调的调制解调部；模拟部，其具有接收方正交转换器以及发送方正交转换器，该接收方正交转换器经由对接收基带信号进行数字转换的A/D转换器与该基带部相连接，该发送方正交转换器经由对发送基带信号进行模拟转换的D/A转换器与该基带部相连接；补偿电路，设于该基带部中，用于补偿该模拟部的正交误差；以及，补偿计算部，控制该补偿电路的补偿参数；其特征在于，还包括：基准信号生成部，向该补偿电路提供作为基准信号的单音频I/Q信号，该单音频I/Q信号频率相同且相位差为90度；功率测试器，从经过所述发送方正交转换器正交转换并上转换了的该基准信号中抽取功率包络信号；以及，回转路径，将该功率包络信号经由该A/D转换器放入所述基带部，为了对所述模拟部发送方的正交误差进行补偿，所述补偿计算部具有音频功率计算部，该音频功率计算部利用局部傅里叶变换电路，从经由所述A/D转换器放入的所述功率包络信号中，算出频率与所述基准信号频率相同的信号成分的功率、以及频率为该基准信号频率两倍的信号成份的功率，并控制所述补偿参数，使算出的各个功率成为最小。

(2)本发明的另一个方面为，根据(1)所述的通信装置，其中，所述调制解调部具有以快速傅里叶变换电路构成的OFDM调制解调电路，并可以将所述局部傅里叶变换电路的频率解析精度设定为高于该ODFM调制解调电路所需的频率解析变换精度。

(3)本发明的另一个方面为，根据(1)所述的通信装置，其中，还具有：整体功率计算部，其计算经由所述A/D转换器放入的所述功率包络信号的整体功率，用于检测所述模拟部的变形；以及，频率改变装置，通过将给予所述局部傅里叶变换电路的乘法计算器的常数改为可变的变数，来改变进行音频检测的频率窗口的频率值，该频率改变装置利用所述局部傅里叶变换电路，算出各个频率窗口中的频率功率，并根据所述整体功率和各个频率窗口的功率之比，检测所述模拟部发生的高频波变形状态。

(4)本发明的另一个方面为，根据(1)所述的通信装置，其中，还包括振幅调整用电路，其在将从所述A/D转换器输入到所述基带部的输入信号再输入到所述补偿电路之前，进行缩放比例调整。

(5)本发明的另一个方面为，根据(1)所述的通信装置，其中，为了补偿所述模拟部的接收方的正交误差，在所述模拟部的接收方具有第二回转路径，其用于将反映了所述模拟部的发送方中的正交误差补偿的补偿后基准信号，输入到所述接收方正交转换器中，所述补偿计算部至少具有I/Q功率计算部、IQ积和平均计算部、以及I/Q平均计算部的其中之一，并根据计算所得的值控制所述补偿参数，该I/Q功率计算部用于计算通过所述模拟部的接收方以及所述A/D转换器的所述补偿后基准信号的I成分的功率和Q成份的功率，该IQ积和平均计算部用于计算IQ积和平均，该I/Q平均计算部用于计算I/Q平均。

(6)本发明的另一个方面为，根据(5)所述的通信装置，其中，所述I/Q功率计算部和所述局部傅里叶变换电路共用一个乘法计算器。

本发明的效果在于，不使用内部FFT电路，而利用根据Goertzel算法进行局部傅里叶变换的局部傅里叶变换电路，以最小限度的电路增加来实现高精度补偿。

附图说明

图1是显示本实施方式的无线通信装置的结构的模块图。

图2是受IQ正交误差影响的功率包络信号的示意图。

图3是发送方的补偿计算部结构的示意图。

图4是局部傅里叶变换电路结构的示意图。

图5是用局部傅立叶变换电路计算所得到的频率功率特性图。

图6是接收方的补偿计算部的结构的示意图。

图7和图8是数字电路中用于进行正交转换误差补偿的现有方法的示意图。

标记说明

SW1、SW2、SW3、SW4 开关

1 基带调制解调器

2 基准信号生成部

3 发送I/Q补偿电路

4 DAC

5 LPF

6 发送方VCO/Mixer

7 PA

8、11BPF

9、10天线

12 LAN

13 接收方VCO/Mixer

14 LPF

15 VGA

16 ADC

17 接收I/Q补偿电路

18 功率测试器

100 基带数字电路

101 补偿电路

102 补偿电路

20 补偿计算部

21 音频功率计算部

具体实施方式

以下说明本发明的实施方式。在以下的说明中以无线通信系统为例，但该说明同样适用于有线通信系统。

图1是显示本实施方式的无线通信装置的结构的模块图。

如图1所示，在本实施方式的无线通信装置中，作为基带部，其包括：基带调制解调部(调制解调部)1，通信时该基带调制解调部1从收发数据调制解调基带信号；以及，基准信号生成部2，生成用于本实施方式的无线通信装置中进行IQ正交误差补偿的基准信号。

在本无线通信装置中，当使用OFDM作为调制方式时，基带调制解调部1内部搭载用FFT电路形成的OFDM调制解调电路。

除此之外，基带部还包括：发送I/Q补偿电路3，进行发送基带信号的IQ正交误差补偿；D/A转换器(DAC)4，对补偿后的信号进行模拟转换；A/D转换器(ADC)16，对接收基带信号进行数字转换；接收I/Q补偿电路17，进行接收信号的IQ正交误差补偿。

进而，作为发送方的模拟部，其具备：LPF(Low-Pass Filter，低通滤波器)5；VCO(Voltage Controlled Oscillator，压控振荡器)/Mixer(混频器)6，生成带有90度相位差的本地震荡信号，并利用该本地震荡信号对I系统和Q系统双方的发送基带信号进行正交转换，而后上转换到RF带的频率中；PA(Power Amp，功率放大器)7，对RF信号进行放大；BPF(Band-PassFilter，带通滤波器)8；以及，天线9，将RF信号作为电波输出到空气中。

接收方的模拟部(模拟部的接收方)包括：天线10，将发送到的调制波信号作为电波来接收；BPF(Band-Pass Filter，带通滤波器)11；LNA(LowNoise Amp，低噪音放大器)12，对被接收的调制波信号进行放大；VCO(VoltageControlled Oscillator，压控振荡器)/Mixer(混频器)13，生成带有90相位差的本地震荡信号，并下转换I系统和Q系统双方的接收信号；LPF(Low-Pass Filter，低通滤波器)14，被设为与I系统和Q系统双方相对应，去除接受信号中不需要的高频调制波，获得基带信号；以及，VGA(VariableGain Amp，可变增益放大器)15。

无线通信装置的结构不局限于以上所述，还可采用，例如只有一个天线的结构，用开关在从发送路径向天线输出输入和从接收路径向天线输出输入之间进行适当转换。

进而，还可不用天线收发调制解调波信号，而构成为用具有适当频率的输送波来载置调制解调波信号，并利用通信线经由连接器来收发信号，以用于有线通信。

设于发送方中的发送I/Q补偿电路3和接收方中的接收I/Q补偿电路17用于进行IQ正交误差补偿，其结构与背景技术中阐述的相同。另外，由于无线通信系统中极少同时进行发送处理和接收处理，因此，如图1所示，不在发送方和接收方分别设置I/Q补偿电路，而是通过转换乘法系数，来共用同一个I/Q补偿电路。

本发明的目的在于决定上述发送I/Q补偿电路3和接收I/Q补偿电路17中的补偿参数，此时，需要决定可使得IQ误差成为最小的补偿参数。

本实施方式的无线通信装置具有补偿计算处理部(补偿计算部)20，用以决定该补偿参数。

以下详细说明本发明的正交误差补偿。

首先说明发送方的模拟部(模拟部的发送方)正交误差补偿。

如上所述，在基带发送器一方(发送路径)设有基准信号生成部2。

进行IQ正交误差补偿时，转换开关SW1，使基准信号生成部2与发送I/Q补偿电路3之间接通，并断开基准信号生成部2与基带调制解调器1之间的连接。

该基准信号生成部2向I方输出余弦波单音频，并向Q方输出正弦波单音频。这些单音频的频率相同，并选择相当于DFT(Discrete Fourier Transform，离散傅里叶变换)频率窗口中任意一个的频率。当以取样频率40MHz进行64点的快速傅里叶变换FFT时，频率窗口的最低频率为0.625MHz。例如，可将第四个频率窗口(0.625×4＝2.5MHz)定为单音频的基准频率。在基准信号生成部2中例如可用表格参考形式生成信号。

发送I/Q补偿电路3的补偿值最初没有任何设定，因此从DAC4输出的基准信号被上转换到被在模拟部(LPF5、VCO/Mixer6)中正交转换了的RF带的频率中。即在发送方的Mixer6中，通过同相成分(I成分)和正交成分(Q成分)的本振(LO)信号，被上转换到RF带的载波频率中。

接着，用功率测试器(Power Detector)18抽取上转换了的RF信号的功率包络，该信号输入到直接接收路径的ADC16的I或Q中并取样，而后经由接收I/Q补偿电路17输入到补偿计算部20中。

在此，转换开关SW3，接通功率测试器18和ADC16，形成回转路径LB1。

此时，仅通过接收I/Q补偿电路17而不受任何处理。

在此，被输入到接收I/Q补偿电路17中的包络信号(经由I或Q中任意一方输入)会受到发送方模拟部的IQ正交误差的影响。例如，当含有发送方直流偏离成分时，出现在与基准频率相同的2.5MHz频率的音调。而当包含IQ增益/相位误差成分时，则出现频率为基准频率两倍(频率为5MHz)的音调。

图2是受到IQ正交误差影响的功率包络信号的示意图。

用发送I/Q补偿电路3进行IQ正交误差补偿可使得这些音频消失。即如图7所示，调整分别与I信号和Q信号进行乘法计算的增益补偿用Gain、相位补偿用Gain、以及直流成分。

图3是在发送方进行补偿时所需要的补偿计算部20的结构的示意图。

在图3中，补偿计算部20包括音频功率(tone power)计算部21，该音频功率计算部21以局部傅里叶变换电路形成，利用Goertzel算法，仅对DFT的若干个频率窗口进行计算。

如上所述，补偿计算部20接收从I/Q补偿电路17的I或Q输入的功率包络信号。当从I输入时，可用开关SW4从Q输入状态转换。

在补偿计算部20中，使用音频功率计算部21，从输入的功率包络信号中计算与基准信号相同频率的f1(2.5MHz)信号成分的功率、以及频率为基准信号频率两倍的f2(5MHz)信号成分的功率。音频功率计算部21由局部傅里叶变换电路构成，仅计算DFT的一个频率窗口的功率。在观察测定的同时决定补偿值，以使得利用该局部傅里叶变换电路计算所得的两个音频功率值成为最小。

补偿计算部20决定直流成分的补偿值，并将其提供到发送I/Q补偿电路3，该直流成分的补偿值在发送I/Q补偿电路3中与基准信号I成分和Q成分进行乘法计算，使得2.5MHz的音频功率成为最小，接着，将局部傅里叶变换电路的常数改为5MHz，求出使得IQ增益/相位误差为最小(5MHz的音调功率成为最小)的补偿值，并将该补偿值提供到发送I/Q补偿电路。

图4是局部傅里叶变换电路结构的示意图。

局部傅里叶变换电路用图4所示传递函数和电路表示。

图5是用局部傅立叶变换电路计算所得到的频率功率特性图。

在局部傅里叶变换电路中，由于各个频率之间呈正交关系，因此在进行2.5MHz功率计算时，功率计算结果中不会出现5MHz的频率成分。这意味着即便输入信号变形，发生高频成分，出现基准频率的整数倍频率的音频，也不会影响到所要频率窗口的功率的计算。当然，对于变形造成的功率分散不能够仅通过计算一个频率窗口来判断。而需要具备用于计算部计算回转信号的整体功率的整体功率计算部(未图示)，并将给予局部傅里叶变换电路的乘法计算器的常数改为可变的变数，使得进行音频检测的频率窗口能够进行频率数值的改变，并用局部傅里叶变换电路来计算各个DFT窗口的音频功率，从而根据整体功率和各个调制波窗口的音频功率的比，来判断模拟部中因输入信号变形引发高调制波成分所造成的SNR劣化。

在进行补偿时，需要在确认输入信号是否发生较大变形的基础上求出补偿量，因此，当利用这样的方法来确认变形状况时，如果发生变形，则需要在模拟部的回转系统LB1中增设未图示的衰减器。

另外，当模拟部中被回转的信号达到超过ADC16的输入满刻度的水准时，由于内部运算中内部运算精度无法获得所需以上的动态范围而发生溢出，因而设置用于调整输入缩放比例的振幅调整用电路(未图示)。在对于如此去除了溢出变形影响后从ADC16输入的信号进行补偿的同时，还可实行达到最佳输入水准的补偿处理。

在本实施方式中，当基带部的基带调制解调部1中具有OFDM调制解调电路的快速傅里叶变换电路(内部FFT电路)时，也能够不使用内部FFT电路，而在补偿计算处理部20中搭载用于一个频率窗口的局部傅里叶变换电路(DFT)。

如上所述，搭载于基带调制解调部1中的内部FFT电路的运算精度取决于OFDM调制方式中的二次调制方式，若使其带有过高的运算精度，会造成电路规模增大，在成本和耗能方面不利，因此，内部FFT电路构成为具有所需的最佳运算精度。

另一方面，在正交误差补偿引起的图像信号的功率计算中，运算精度需要比收发信本身所需的运算精度高出大约10dB。因而本实施方式中另外设置不同于内部FFT电路的局部傅里叶变换电路，用于正交误差补偿中的功率计算。出于上述理由，虽然该局部傅立叶变换电路的频率解析精度超越OFDM调制解调电路的频率解析变换精度，具有更加良好的运算精度，但其不需要为谋求精度而另设FFT电路，因而大幅度减小了电路规模。这样，即使将局部傅里叶变换电路所需的运算精度扩大到IQ正交误差补偿所需的运算精度，也能够抑制电路规模的增大。

以上是本实施方式中进行发送方的IQ正交误差补偿的流程。一旦进行了补偿后，发送I/Q补偿电路中设定补偿参数，以保持此后发送方的IQ正交误差为最小。

以下说明接收方的模拟部的正交误差补偿。

图6是在接收方进行补偿时所需的补偿计算部20的结构的示意图。

根据图1以及图6来说明接收方模拟部的正交误差补偿。

发送方模拟部的中角误差补偿结束后，进行接收方模拟部的IQ正交误差补偿。

此时，图1中的开关SW2被转换为接收路径与发送路径之间接通，SW3被转换为功率测试器18与ADC16之间断开(第二回转路径LB2)。这样，经IQ误差补偿后的基准信号回转到接收方的模拟部中，从而可以计算用于接收方模拟部(包括VCO/Mixer13、LPF14、以及VGA15)进行正交误差补偿的补偿参数。

关于接收方的补偿方法，可通过计算I/Q信号的平均值来求出直流偏离量。还可通过计算I/Q各自的功率，补偿I/Q增益误差，使得I/Q的功率成为相等，进而进行I/Q的积和平均运算，来补偿IQ相位误差。

具体如图6所示，对于补偿接收IQ增益误差，可通过设于补偿计算部20的I/Q功率计算部来调整IQ增益补偿Gain，使得I成分和Q成分的功率平方值相等。

另外，可通过I/Q积和平均计算部进行I成分和Q成分的积和平均，调整相位补偿用Gain，使得积和平均的平均值趋于0。

补偿计算部20将这些经调整后的乘法计算参数提供到接收补偿电路17中，此后，该接收补偿电路17用这些乘法计算参数进行补偿。

在接收方补偿的功率计算等中，虽然也使用乘法计算器，但是，发送方IQ正交误差补偿和接收方IQ正交误差补偿不必同时进行，因此，可构成为发送方补偿中的局部傅里叶变换电路和接收方补偿中的傅里叶变换电路共用一台乘法计算器，从而抑制电路规模的增大。

Claims

1.一种通信装置，其中包括：

基带部，其包含对收发基带信号进行调制解调的调制解调部；

模拟部，其具有接收方正交转换器以及发送方正交转换器，该接收方正交转换器经由对接收基带信号进行数字转换的A/D转换器与该基带部相连接，该发送方正交转换器经由对发送基带信号进行模拟转换的D/A转换器与该基带部相连接；

补偿电路，设于该基带部中，用于补偿该模拟部的正交误差；以及，

补偿计算部，控制该补偿电路的补偿参数；

其特征在于，还包括：

基准信号生成部，向该补偿电路提供作为基准信号的单音频I/Q信号，该单音频I/Q信号频率相同且相位差为90度；

功率测试器，从经过所述发送方正交转换器正交转换并上转换了的该基准信号中抽取功率包络信号；以及，

回转路径，将该功率包络信号经由该A/D转换器放入所述基带部，为了对所述模拟部发送方的正交误差进行补偿，所述补偿计算部具有音频功率计算部，该音频功率计算部利用局部傅里叶变换电路，从经由所述A/D转换器放入的所述功率包络信号中，算出频率与所述基准信号频率相同的信号成分的功率、以及频率为该基准信号频率两倍的信号成份的功率，并控制所述补偿参数，使算出的各个功率成为最小。

2.根据权利要求1所述的通信装置，其中，所述调制解调部具有以快速傅里叶变换电路构成的OFDM调制解调电路，并将所述局部傅里叶变换电路的频率解析精度设定为高于该ODFM调制解调电路所需的频率解析变换精度。

3.根据权利要求1所述的通信装置，其中，还具有：

整体功率计算部，其计算经由所述A/D转换器放入的所述功率包络信号的整体功率，用于检测所述模拟部的变形；以及，

频率改变装置，通过将给予所述局部傅里叶变换电路的乘法计算器的常数改为可变的变数，来改变进行音频检测的频率窗口的频率值，

该频率改变装置利用所述局部傅里叶变换电路，算出各个频率窗口中的频率功率，并根据所述整体功率和各个频率窗口的功率之比，检测所述模拟部发生的高频波变形状态。

4.根据权利要求1所述的通信装置，其中，还包括振幅调整用电路，其在将从所述A/D转换器输入到所述基带部的输入信号再输入到所述补偿电路之前，进行缩放比例调整。

5.根据权利要求1所述的通信装置，其中，

为了补偿所述模拟部的接收方的正交误差，在所述模拟部的接收方具有第二回转路径，其用于将反映了所述模拟部的发送方中的正交误差补偿的补偿后基准信号，输入到所述接收方正交转换器中，

所述补偿计算部至少具有I/Q功率计算部、IQ积和平均计算部、以及I/Q平均计算部的其中之一，并根据计算所得的值控制所述补偿参数，该I/Q功率计算部用于计算通过所述模拟部的接收方以及所述A/D转换器的所述补偿后基准信号的I成分的功率和Q成份的功率，该IQ积和平均计算部用于计算IQ积和平均，该I/Q平均计算部用于计算I/Q平均。

6.根据权利要求5所述的通信装置，其中，所述I/Q功率计算部和所述局部傅里叶变换电路共用一个乘法计算器。