JP4430473B2 - オフセット補償回路 - Google Patents
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図9は、直交変調器の不平衡を補償するオフセット補償回路の第一の構成例を示す図である。
また、このような「オフセット補償」は、例えば、図10に示すように、D/A変換器33i、33qと直交変調器31の段間に上記の加算器32i、32qに代わるアナログ加算器41i、41qが備えられ、これらのアナログ加算器41i、41qを介してアナログ領域で変調信号I、Qの瞬時値に、オフセット値Δi、Δqに相当する電圧Vi、Vqが加算されることによっても実現される。以下、図10に示すオフセット補償回路については、「第二の従来例」という。
・ 特開平7−58791号公報 「変調信号のI、Q成分がないときに直交変調器の出力信号のレベルが最小となるように、これらの成分のオフセット値を決定する点に特徴があるキャリアリーク低減回路」
・ 特開2000−270037号公報 「D/A変換器のDCオフセットやキャリアの位相ずれ等のようにアナログ回路で発生する誤差をディジタル回路で検出し、D/A変換する前の信号に、検出された誤差の逆特性を付加する点に特徴がある直交変調器」
・ 特開平6−237281号公報 「D/A変換器の前段に、外部からの切り替え信号により、入力データのそのままか、または中心値に最も近いデータかを選択して出力するメモリを備え、通常はデータのそのままを出力し、メインテナンス時には、中心値に最も近いデータを出力する点に特徴があるキャリアリーク調整回路」
・ 第2712134号特許公報 「m+nビットの分解能を持つD/A変換回路を用いて、mビットからなる入力データに対応したアナログ信号とそれを位相反転させてアナログ信号を形成するとき、上記mビットからなる入力データとその位相反転した信号を上記D/A変換回路の最上位ビットから順に供給し、D/A変換下位の残りの下位nビットに対して上記アナログ信号を形成するときには、上記入力データの最下位ビットの反転信号を供給し、位相反転させたアナログ信号を形成するときには上記入力データの最下位ビットの信号をそのまま供給することによって、D/A変換回路の分解能または拡張されたビットまでキャリアリークないしオフセットの低減が可能であるデータ変換方式」
したがって、直交変調の不平衡分は、その直交変調の精度が変更されることなく、上述したディジタル変調信号の最小の値より高い精度で抑圧される。
このようにして第一および第二のディジタル変調信号に加算される第一および第二のオフセット値の平均値は、何れも第一および第二のディジタル変調信号の最小の値より小さな値となる。
第三の発明では、加算手段は、語長が搬送波の直交変調に適用される語長より大きい第一のディジタル変調信号と第二のディジタル変調信号とに、第一のオフセット値および第二のオフセット値をそれぞれ加算し、これらの加算の結果を語長に丸めて直交変調に適用する。
第四の発明では、加算手段は、語長が搬送波の直交変調に適用される語長より大きい第一のディジタル変調信号と第二のディジタル変調信号とに、第一のオフセット値および第二のオフセット値をそれぞれ加算し、これらの加算の結果を語長に丸めて直交変調に適用する。制御手段は、第一のオフセット値および第二のオフセット値の全ての組み合わせの内、直交変調の不平衡の程度が最小となり、または既定の閾値を下回る組み合わせを適用する。
第五の発明では、制御手段は、直交変調に基づいて生成された被変調波に含まれる搬送波のレベルに基づいて比率を制御する。
したがって、経年変化や動作環境に影響されることなく、直交変調の不平衡の程度が安定に精度よく軽減され、あるいは抑圧される。
これらの搬送波のレベルは、一般に、周波数領域における濾波処理によって得られ、しかも、その濾波処理は、ディジタル領域における信号処理として容易に、かつ所望の精度で実現可能である。
第七の発明では、制御手段は、直交変調に基づいて生成された被変調波に含まれる搬送波の位相またはその位相の変位として、直交変調の不平衡の程度を識別する。
したがって、経年変化や動作環境に影響されることなく、直交変調の不平衡の程度が安定に精度よく軽減され、あるいは抑圧される。
第八の発明では、制御手段は、直交変調に基づいて生成された被変調波で示される信号点の誤差として、直交変調の不平衡の程度を識別する。
したがって、経年変化や動作環境に影響されることなく、直交変調の不平衡の程度が安定に精度よく軽減され、あるいは抑圧される。
第九の発明では、制御手段は、直交変調に基づいて生成された被変調波に含まれる搬送波のレベルとして、直交変調の不平衡の程度を識別する。
したがって、経年変化や動作環境に影響されることなく、直交変調の不平衡の程度が安定に精度よく軽減され、あるいは抑圧される。
すなわち、加算手段によって行われる加算は、第1のディジタル値と第2のディジタル値との差が「2」以上である場合に比べて、小さな語長で、または小規模のハードウエアで実現される。
また、第三および第四の発明では、構成の簡略化が図られ、かつ上述した第一の発明および第二の発明と同様に、直交変調の不平衡分が高い精度で抑圧される。
さらに、第五、第七ないし第九の発明では、経年変化や動作環境に影響されることなく、直交変調の不平衡の程度が安定に精度よく軽減され、あるいは抑圧される。
さらに、第十の発明では、コストの削減と応答性の向上とが図られる。
したがって、これらの発明が適用された装置およびシステムでは、性能および総合的な信頼性が安価に高められる。
図1は、本発明の第一および第二の実施形態を示す図である。
図において、直交変調器31の第一の入力には、縦属接続された加算器32iおよびD/A変換器(D/A)33iを介して変調信号Iが入力される。直交変調器31の第二の入力には縦属接続された加算器32qおよびD/A変換器(D/A)33qを介して変調信号Qが入力される。直交変調器31からは被変調波が出力され、直交変調器31の後段には、粗接合する結合部11の出力に縦属接続されたダウンコンバータ12、A/D変換器(A/D)13、FFT部14および制御部15が接続される。この制御部15の出力は、加算器32i、32qの加算入力に接続される。
図3は、本発明の第一の実施形態の動作を説明する図である。
[第一の実施形態]
以下、図1ないし図3を参照して本発明の第一の実施形態の動作を説明する。
制御部15は、下記の条件を満たす語Wの列であるオフセット値δi、δqを加算器32i、32qに与える。
・ 語長が「A/D変換器(A/D)13によって出力されるディジタル信号の語長」に等しい。
・ 図4(a) に示すように、「A/D変換器(A/D)13によって出力されるディジタル信号のLSB」を示す語wと、『その語wが実質的に「0」であることを示す語w0』とが多様な頻度で交互に含まれ、かつ既定の周期T毎にその語wが含まれる回数の比率(wが含まれる時間)が後述する処理の下で設定される。なお、このような比率については、以下では、「時間率」と称し、上述したオフセット値δi、δqに個別に対応する時間率ri、rqとして設定されると仮定する。また、これらの時間率ri、rqに基づいて時系列の順に出力される語wと語w0との列については、例えば、図5(a) 示すように、周期T毎に、語w(または語w0)が時系列の順に集中して配置され、さらに後続して語w0(または語w)が同様に集中して配置されてもよいが、図5(b)、(c)に示すように、高い頻度で語wと語w0とが交互に配置されることによって、時間軸上におけるオフセット値δi、δqの無用な変動が抑制されることが望ましい。
(1) 時間率riの下方修正に適用される目標値rL を初期値(=0)に設定し(図2(1))、その時点におけるレベルL(rL) を求める(図2(2))。
(2) 時間率riの上方修正に適用される目標値rH を初期値(=0)に設定する(図2(3))。
(3) その時点におけるレベルL(rH) を取得する(図2(4))。
(4) これらのレベルL(rL)、L(rH)に対して、下記の不等式(a) が成立するか判別する(図2(5))。
L(rL)≦L(rH) ・・・(a)
(5) この不等式(a)が成立しない場合には、下記の処理5-1)〜5-4)を行う。
rM=(rL+rH)/2 ・・・(b)
5-2) 既定の閾値Thに対して下記の不等式(c) が成立するか判別する(図2(7))。
|rM−rL|≦Th ・・・(c)
5-3) この不等式(c) が成立しない場合には、下記の処理を行う。
・ 目標値rL を上述した中間値rM に更新する(図2(8))。
・ 後続して検出されたレベルLを上記のレベルL(rL) として取り込む(図2(9)。
・ 上記処理(4) 以降を反復する。
・ 上述した目標値rH に時間率riを設定する(図2(10))。
・ 後述する処理(7) へ分岐する。
(6) また、上述した不等式(a) が成立した場合には、下記の処理6-1)〜6-4)を行う。
6-1) 上式(b) で示される中間値rM を算出する(図2(11))。
|rM−rH|≦Th ・・・(d)
6-3) この不等式(d) が成立しない場合には、下記の処理を行う。
・ 目標値rH を上述した中間値rM に更新する(図2(13))。
・ 後続して検出されたレベルLに上記のレベルL(rH) を更新する(図2(14))。
・ 上記処理(4) 以降を反復する。
(7) 上記(1)〜(6)に既述の手順と同様の手順に基づいて時間率rqを好適な値に設定する(図2(16))。
このようにして設定される時間率ri、rqは、何れも、図3に矢印で示されるように、被変調波に含まれる搬送波のレベルが小さな値となる「0」〜「1」の何れかの値に順次更新されるために、「D/A変換器33i、33qに与えられる変調信号I、Qにそれぞれ加算器32i、32qを介して重畳されるオフセット値δi、δq」の平均値は、これらの時間率ri、rqに比例し、かつ「A/D変換器(A/D)13によって出力されるディジタル信号のLSB」より小さい値であって、既述の被変調信号に含まれる搬送波のレベルが最小となる値に設定される。
したがって、本実施形態では、直交変調の総合的な特性が安価に高められ、かつ高く維持される。
しかし、このような時間率ri(rq)は、例えば、既述の周期T毎にD/A変換器33i、33qによってD/A変換が行われる回数が「2」のべき乗値(=2K)である場合には、そのD/A変換に適用されるクロックを計数する2進カウンタの出力に基づいて、「0.5(=2K-1/2K)」、「0.25(=2K-2/2K)」、「0.75(=1−2K-2/2K)」に設定されることによって、ハードウエア等の構成の簡略化が図られてもよい。
しかし、このような語wは、上述した「LSB」に限定されず、例えば、図4(b) に示すように、その「LSB」を上回る値(=111)として与えられ、かつ語w0は、語wの有効なビットの全てが「0」に設定された語(=000)として与えられてもよい。
また、本実施形態では、直交する2つのチャネルの間における不平衡の程度は、直交変調器31によって生成された被変調波に含まれる搬送波の成分のレベルとして検出されている。
・ 上記の被変調波に含まれる搬送波の成分の位相、
・ その位相の変位(またはこの変位の方向)
・ 被変調波で示される信号点の誤差
さらに、本実施形態では、制御部15が既述の処理(1)〜(7)を行うことによって好適な時間率ri、rqを求めている。
[第二の実施形態]
図6は、本発明の第二の実施形態の動作フローチャートである。
本実施形態の特徴は、時間率ri、rqをそれぞれ好適な値に設定するために、既述の第一の実施形態において行われる処理(1)〜(7)に代えて行われる下記の処理の手順にある。
制御部15は、時間率ri、rqが例えば共に「0」である状態において被変調波に含まれる搬送波の成分のレベルLをそのレベルLの初期値として設定し(図6(1))、かつ時間率ri、rqとして、これらの時間率ri、rqの値域の範囲で与えられる組み合わせ(ri、rq)の全てを順次設定する(図6(2))と共に、個々の組み合わせに対して下記の処理を行う。
(1) 該当する組み合わせとして時間率ri、rqが設定された時点を始点とする上記の周期Tに等しい期間において、被変調波に含まれる搬送波の成分のレベルL′を取得する(図6(3))。
(2) そのレベルL′が上述したレベルLを超えている場合には、該当する時間率ri、rqをそれぞれ「好適な時間率rip、rqp」として記憶し、かつこのレベルLをレベルL′に更新する(図6(4))。
すなわち、本実施形態では、既述の第一の実施形態より単純な手順に基づいて時間率ri、rqが好適な値に設定され、かつ「D/A変換器33i、33qによってD/A変換が行われる変調信号I、Qの語長」が拡張されることなく、そのD/A変換の精度より高い精度で直交変調の不平衡分が抑圧される。
[第三の実施形態]
図7は、本発明の第三の実施形態を示す図である。
図において、直交変調器31の出力には被変調波が出力され、その直交変調器31の第一の入力には、縦属接続された加算器21i、丸め処理部22iおよびD/A変換器(D/A)33iを介して変調信号Iが入力される。直交変調器31の第二の入力には縦属接続された加算器21q、丸め処理部22qおよびD/A変換器(D/A)33qを介して変調信号Qが入力され、かつその直交変調器31の出力、またはこの直交変調器31の後段に粗接合する結合部11の出力には縦属接続されたダウンコンバータ12、A/D変換器(A/D)13、FFT部14および制御部23が接続される。この制御部23の出力は、加算器21i、21qの加算入力に接続される。
加算器21i、21qは、D/A変換器33i、33qによって行われるD/A変換の語長(ここでは、8ビット長であると仮定する。)より大きな語長(ここでは、10ビット長であると仮定する。)による加算が可能に構成される。
このような加算器21i、21qには、変調信号I、Qは、上述したD/A変換の語長ではなく、これらの加算器21i、21qによる加算の対象となる10ビット長の精度で与えられる。
(1) 既述の第二の実施形態と同様の処理を行うことによって、被変調波に含まれる搬送波の成分のレベルLが最小となる値の組み合わせとして、好適な時間率ri、rq(ここでは、「00」〜「11」の4通りの値を個別にとり得ると仮定する。)を求める。
(2) これらの時間率rip、rqpを個別に示す2ビット長の二進数が下位2ビットに配置され、残りの上位8ビットに「0」がパックされることによって生成されたオフセット値δi、δqを加算器21i、21qに定常的に与える。
すなわち、「変調信号I、Qに対するオフセット値δi、δqの加算」が「D/A変換器33i、33qによって行われるD/A変換の語長」より大きな語長で行われるので、これらのオフセット値δi、δqが既述の時間率rip、rqpで時系列の順に変更されなくても、そのD/A変換の精度より高い精度によるオフセットの補償が実現される。
したがって、総合的な構成の簡略化が図られ、しかも、既述の第一および第二の実施形態と同様に、直交変調の特性が安価に高められ、かつ高く維持される。
なお、本実施形態は、上述した時間率rip、rqpが既述の第二の実施形態と同様にして求められ、かつ2ビット長のオフセット値δi、δqとして変調信号I、Qに定常的に加算されることによって、オフセットの補償が実現されている。
しかし、これらの丸め処理部22i、22qによって行われる丸め処理は、このような処理に限定されず、例えば、上記の10ビットの内、LSBの上位に隣接する1ビットの値が「1」である場合に、この10ビットの上位8ビットの値を「1」繰り上げる「四捨五入」の処理であってもよい。
しかし、これらのD/A変換器33i、33qおよび直交変調器31については、ディジタル信号として入力される変調信号に応じて直交変調を行い、かつアナログ信号として被変調波を出力するならば、このような直交変調を実現する処理がどのような手順に基づいて行われてもよく、かつアナログ領域のディジタル領域との何れで行われてもよい。
しかし、このような処理については、例えば、「内容やレベルが既知であるパイロット信号等」として変調信号I、Qが与えられる期間に行われることによって、精度が高められてもよい。
以下、上述した各実施形態として開示された発明を階層的・多面的に整理し、付記項として列記する。
(付記1) 第一のディジタル変調信号と第二のディジタル変調信号とに、離散的な複数の値をとる第一のオフセット値および第二のオフセット値をそれぞれ加算し、これらの加算の結果を搬送波の直交変調に適用する加算手段と、
前記第一のオフセット値および第二のオフセット値が前記離散的な複数の値をそれぞれとる時間軸上の比率を設定する制御手段と
を備えたことを特徴とするオフセット補償回路。
(付記2) 直交変調に用いる第一のディジタル変調信号と第二のディジタル変調信号の少なくとも何れかについてディジタル値を加算する加算手段と、
前記加算手段に対して第1のディジタル値を加算した場合と、第2のディジタル値を加算した場合で、該第1のディジタル値を加算した方が直交変調後の搬送波成分が抑圧される場合に、前記加算手段で加算するディジタル値を該第1のディジタル値と前記第2のディジタル値とを時分割的に所定のパターンで切り替える切り替え手段と
を備えたことを特徴とするオフセット補償回路。
(付記3) 語長が搬送波の直交変調に適用される語長より大きい第一のディジタル変調信号と第二のディジタル変調信号とに、第一のオフセット値および第二のオフセット値をそれぞれ加算し、これらの加算の結果を前記語長に丸めて前記直交変調に適用する加算手段を備えた
ことを特徴とするオフセット補償回路。
(付記4) 語長が搬送波の直交変調に適用される語長より大きい第一のディジタル変調信号と第二のディジタル変調信号とに、第一のオフセット値および第二のオフセット値をそれぞれ加算し、これらの加算の結果を前記語長に丸めて前記直交変調に適用する加算手段と、
前記第一のオフセット値および前記第二のオフセット値の全ての組み合わせの内、前記直交変調の不平衡の程度が最小となり、または既定の閾値を下回る組み合わせを適用する制御手段と
を備えたことを特徴とするオフセット補償回路。
(付記5) 付記1に記載のオフセット補償回路において、
前記制御手段は、
前記直交変調に基づいて生成された被変調波に含まれる搬送波のレベルに基づいて前記比率を制御する
ことを特徴とするオフセット補償回路。
(付記6) 付記1に記載のオフセット補償回路において、
前記制御手段は、
前記直交変調に基づいて生成された被変調波に含まれる搬送波のレベルとその直交変調の対象となる搬送波のレベルとの比として、前記直交変調の不平衡の程度を識別する
ことを特徴とするオフセット補償回路。
(付記7) 付記1に記載のオフセット補償回路において、
前記制御手段は、
前記直交変調に基づいて生成された被変調波に含まれる搬送波の位相またはその位相の変位として、前記直交変調の不平衡の程度を識別する
ことを特徴とするオフセット補償回路。
(付記8) 付記1に記載のオフセット補償回路において、
前記制御手段は、
前記直交変調に基づいて生成された被変調波で示される信号点の誤差として、前記直交変調の不平衡の程度を識別する
ことを特徴とするオフセット補償回路。
(付記9) 付記1に記載のオフセット補償回路において、
前記制御手段は、
前記直交変調に基づいて生成された被変調波に含まれる搬送波のレベルとして、前記直交変調の不平衡の程度を識別する
ことを特徴とするオフセット補償回路。
(付記10) 前記第1のディジタル値と前記第2ディジタル値は、値が1だけ異なる値であり、
前記切り替え手段は、
前記第2ディジタル値に切り替える時間を分散させた
ことを特徴とする付記2記載のオフセット補償回路。
12 ダウンコンバータ
13 A/D変換器(A/D)
14 FFT部
15,23 制御部
21i、21q,32i,32q,41i,41q 加算器
22i、22q 丸め処理部
31 直交変調器
33i,33q D/A変換器(D/A)
Claims (4)
- 直交変調に用いる第一のディジタル変調信号と第二のディジタル変調信号の少なくとも何れかについてディジタル値を加算する加算手段と、
直交変調後の搬送波成分が抑圧される方向に、前記加算手段で加算するディジタル値を第1のディジタル値と第2のディジタル値とを時分割的に所定のパターンで切り替える切り替え手段と
を備えたことを特徴とするオフセット補償回路。 - 語長が搬送波の直交変調に適用される語長より大きい第一のディジタル変調信号と第二のディジタル変調信号とに、第一のオフセット値および第二のオフセット値をそれぞれ加算し、これらの加算の結果を前記適用される語長に丸めて前記直交変調に適用する加算手段を備えた
ことを特徴とするオフセット補償回路。 - 語長が搬送波の直交変調に適用される語長より大きい第一のディジタル変調信号と第二のディジタル変調信号とに、第一のオフセット値および第二のオフセット値をそれぞれ加算し、これらの加算の結果を前記適用される語長に丸めて前記直交変調に適用する加算手段と、
前記第一のオフセット値および前記第二のオフセット値の全ての組み合わせの内、前記直交変調の不平衡の程度が最小となり、または既定の閾値を下回る組み合わせを適用する制御手段と
を備えたことを特徴とするオフセット補償回路。 - 前記第1のディジタル値と前記第2ディジタル値は、値が1だけ異なる値であり、
前記切り替え手段は、
前記第2ディジタル値に切り替える時間を分散させた
ことを特徴とする請求項1記載のオフセット補償回路。
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