JP6408291B2

JP6408291B2 - Ｉｑミスマッチ補正方法および送受信装置

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Publication number: JP6408291B2
Application number: JP2014161517A
Authority: JP
Inventors: 佐藤　裕樹; 裕樹佐藤
Original assignee: Nisshinbo Holdings Inc; New Japan Radio Co Ltd; Japan Radio Co Ltd; Ueda Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Nisshinbo Holdings Inc; New Japan Radio Co Ltd; Japan Radio Co Ltd; Ueda Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2014-08-07
Filing date: 2014-08-07
Publication date: 2018-10-17
Anticipated expiration: 2034-08-07
Also published as: JP2016039482A

Description

本発明は、ＩＱミスマッチ補正方法およびＩＱミスマッチ補正が可能な送受信装置に関する。

送受信装置では、低消費電力、低コスト等の観点から、ダイレクトコンバージョン方式が採用されている。ダイレクトコンバージョン方式は、送信側ではベースバンド信号を１回の周波数変換でＲＦ信号に変換し、受信側ではその逆変換を行うものであり、スーパーヘテロダイン方式のような中間周波数信号を持たないホモダイン方式である。このため、スーパーヘテロダイン方式で必要となるＲＦ信号やローカル周波数信号を除去するためのフィルタを必要とせず、低消費電流化および低コスト化を実現できる利点がある。

ダイレクトコンバージョン方式では、イメージ混信の影響を避けるために、直交検波回路を使用することで、送信装置では直交関係にある送信Ｉチャネルベースバンド信号（以下、送信Ｉ信号と呼ぶ）と送信Ｑチャネルベースバンド信号（以下、送信Ｑ信号と呼ぶ）を直交関係にある送信Ｉチャネルローカル周波数信号（以下、送信Ｉローカル信号と呼ぶ）と送信Ｑチャネルローカル周波数信号（以下、送信Ｑローカル信号と呼ぶ）によって２つの送信ＲＦ信号に周波数変換し、それらを加算し１つの送信ＲＦ信号としてアンテナから送出している。

また、受信装置ではアンテナに入力した受信ＲＦ信号を直交関係にある受信Ｉチャネルローカル周波数信号（以下、受信Ｉローカル信号と呼ぶ）と受信Ｑチャネルローカル周波数信号（以下、受信Ｑローカル信号と呼ぶ）で復調して、直交関係にある受信Ｉチャネルベースバンド信号（以下、受信Ｉ信号と呼ぶ）と受信Ｑチャネルベースバンド信号（以下、受信Ｑ信号と呼ぶ）に変換している。受信装置では、このような受信Ｉ信号と受信Ｑ信号がディジタル復調されることで、本来のデータが取り出される。

しかしながら、ダイレクトコンバージョン方式は、Ｉ信号とＱ信号に直交性が崩れた誤差が存在すると、希望波の側波にイメージ信号が発生してしまい、復調に必要なＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）を満足することができず、通信品質が大きく劣化する。そのため、ダイレクトコンバージョン方式では、ＩＱミスマッチ補正が必須となっている。

図８はＱＰＳＫ変調の例におけるＥＶＭ（Error Vector Magnetude）の概念図である。Ｉ信号とＱ信号に位相誤差あるいは振幅誤差があると、シンボルは正規のｒｅｆ点から外れた例えばｄｅｍ点に移動する。このときの前記したＥＭＶとＳＮＲは、式（１）、（２）で計算できる。

また、変調方式に対する必要最小限のＳＮＲは、シャノンの定理によって求めることができる。各変調方式における結果を図９に示した。変調方式が分かれば送信装置はＥＶＭ値を満足し、受信装置はＳＮＲ値を満足するように、回路を設計しなければならない。

また、Ｉ信号とＱ信号に誤差がある場合は、ＲＦ信号とベースバンド信号にイメージ信号のスペクトルが発生し、ＳＮＲをさらに悪化させてしまう。たとえば、１６ＱＡＭ変調による通信を行うときに必要なＳＲＲ（Spurious Rejection Ratio）は−３３ｄＢｃ以上が必要であり、所望のＳＲＲを得るには、利得誤差を０．２ｄＢ以内に、位相誤差を２ｄｅｇ以内に設計する必要がある。回路次第ではあるが、約１０ｍＶのＤＣオフセットがあると、ＩＱミスマッチが所望値を満足することができなくなるため、ダイレクトコンバージョン方式の送受信装置において、ＩＱミスマッチ補正は必須である（非特許文献１）。

そこで従来では、例えば図１０に示すように、ベースバンド回路２００のディジタルベースバンド回路２１０において、ＩＱ信号発振回路２１３でモニタＩ信号とモニタＱ信号を生成してＲＦフロント回路１００に入力させ、そのＲＦフロント回路１００から出力する受信モニタＩ信号と受信モニタＱ信号の誤差をＦＦＴ回路２１１や演算回路２１２で処理して補正信号を生成する。そして、この補正信号をＲＦフロント回路１００の送信回路１１１や受信回路１１２の増幅器や移相器に入力し、そこにおいてＩ信号とＱ信号が直交関係を保持するように、Ｉ信号とＱ信号の位相や振幅を補正していた。

Supisa Lerstaveesin,and Bang-Sup Song "A Complex Image Rejection Circuit With Sign Detection Only",IEEE Journal of Solid-state Circuits, Vol.41, No.12, December 2006

しかしながら、この方式はベースバンド回路２００で生成した補正信号によってＲＦフロント回路１００でＩＱミスマッチ補正を行うものであり、ＲＦフロント回路１００とベースバンド回路２００が対の関係にある必要がある。このため、汎用性の観点から、ＲＦフロント回路１００に対するベースバンド回路２００の組み合わせの選択肢が著しく阻害されるという問題がある。

本発明の目的は、ＩＱミスマッチの補正信号をＲＦフロント回路の側のみで生成できるようにして、ＲＦフロント回路に対するベースバンド回路の組み合わせの選択に制約が生じないようにしたＩＱミスマッチ補正方法および送受信装置を提供することである。

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、互いに直交関係にある送信Ｉ信号と送信Ｑ信号を入力し、送信Ｉローカル信号と送信Ｑローカル信号とにより直交変調した後に加算し、送信ＲＦ信号として送信する送信回路を備えた送受信装置のＩＱミスマッチ補正方法において、内部で発生したモニタＩ信号とモニタＱ信号を前記送信回路に入力し直交変調した後に加算してモニタＲＦ信号を生成し、該モニタＲＦ信号をベースバンド信号の周波数に周波数変換して送信モニタＩ信号と送信モニタＱ信号の一方の信号を生成するとともに、該生成した前記一方の信号を遅延処理して前記送信モニタＩ信号と前記送信モニタ信号Ｑの他方を生成し、前記送信モニタＩ信号と前記送信モニタＱ信号との送信側位相誤差を検出し、前記送信モニタＩ信号と前記送信モニタＱ信号を加算した信号と前記送信モニタＩ信号又は前記送信モニタＱ信号との位相差に基づき、前記送信モニタＩ信号と前記送信モニタＱ信号の送信側振幅誤差を検出し、前記送信側位相誤差に基づき前記送信回路の移相器の移相量を制御して前記送信Ｉローカル信号と前記送信Ｑローカル信号の位相差を補正し、前記送信側振幅誤差に基づき前記送信回路の増幅器を制御して前記送信Ｉ信号と前記送信Ｑ信号の利得差を補正する、ことを特徴とする。

請求項２にかかる発明は、ＩＱミスマッチが補正された請求項１に記載の送信回路と、該送信回路から受信した受信ＲＦ信号を受信Ｉローカル信号と受信Ｑローカル信号とにより直交復調して受信Ｉ信号と受信Ｑ信号に分離する受信回路と、を備えた送受信装置のＩＱミスマッチ補正方法において、前記モニタＩ信号と前記モニタＱ信号をＩＱミスマッチが補正されている前記送信回路に入力して前記送信回路から前記送信ＲＦ信号を出力し、前記送信ＲＦ信号を前記受信回路により受信し、前記受信Ｉローカル信号と前記受信Ｑローカル信号とにより直交復調して受信モニタＩ信号と受信モニタＱ信号を生成し、前記受信モニタＩ信号と前記受信モニタＱ信号との受信側位相誤差を検出し、前記受信モニタＩ信号と前記受信モニタＱ信号を加算した信号と前記受信モニタＩ信号又は前記受信モニタＱ信号との位相差に基づき、前記受信モニタＩ信号と前記受信モニタＱ信号の受信側振幅誤差を検出し、前記受信側位相誤差に基づき前記受信回路の移相器の移相量を制御して前記受信Ｉローカル信号と前記受信Ｑローカル信号の位相差を補正し、前記受信側振幅誤差に基づき前記受信回路の増幅器の利得を制御して前記受信Ｉ信号と前記受信Ｑ信号の利得差を補正する、ことを特徴とする。

請求項３にかかる発明は、互いに直交関係にある送信Ｉ信号と送信Ｑ信号を入力し、送信Ｉローカル信号と送信Ｑローカル信号とにより直交変調した後に加算し、送信ＲＦ信号として送信する送信回路を備えた送受信装置において、モニタＩ信号とモニタＱ信号を生成するモニタ信号発振回路と、前記モニタ信号発振回路から出力した前記モニタＩ信号と前記モニタＱ信号が前記送信回路に入力して直交変調された後に加算されたモニタＲＦ信号を入力し周波数変換して、送信モニタＩ信号と送信モニタＱ信号の一方の信号を生成する周波数変換回路と、該周波数変換回路から出力する前記一方の信号を遅延して前記送信モニタＩ信号と前記送信モニタＱ信号の他方を生成する遅延回路と、前記送信モニタＩ信号と前記送信モニタＱ信号との位相差を検出して送信側第１位相誤差信号を生成するとともに、前記送信モニタＩ信号と前記送信モニタＱ信号を加算した信号と前記送信モニタＩ信号又は前記送信モニタＱ信号との位相差を検出して送信側第２位相誤差信号を生成する位相検出回路と、該位相検出回路で得られた前記送信側第１位相誤差信号に基づき前記送信回路の移相器の移相量を制御して前記送信Ｉローカル信号と前記送信Ｑローカル信号の位相差を補正し、前記位相検出回路で得られた前記送信側第２位相誤差信号に基づき前記送信Ｉ信号と前記送信Ｑ信号の送信側振幅誤差信号を求め、該送信側振幅誤差信号に基づき前記送信回路の増幅器の利得を制御して前記送信Ｉ信号と前記送信Ｑ信号の利得を補正する補正制御回路と、を備えることを特徴とする。

請求項４にかかる発明は、ＩＱミスマッチが補正された請求項３に記載の送信回路と、受信回路と、を備えた送受信装置において、前記受信回路は、前記送信回路から出力するＩＱミスマッチが補正されたモニタＲＦ信号を入力して、受信Ｉローカル信号と受信Ｑローカル信号とにより直交復調して、受信モニタＩ信号と受信モニタＱ信号を生成し、前記位相検出回路は、さらに、前記受信モニタＩ信号と前記受信モニタＱ信号との位相差を検出して受信側第１位相誤差信号を生成するとともに、前記受信モニタＩ信号と前記受信モニタＱ信号を加算した信号と前記受信モニタＩ信号又は前記受信モニタＱ信号との位相差を検出して受信側第２位相誤差信号を生成し、前記補正制御回路は、さらに、前記位相検出回路で得られた前記受信側第１位相誤差信号に基づき前記受信回路の移相器の移相量を制御して前記受信Ｉローカル信号と前記受信Ｑローカル信号の位相差を補正し、前記位相検出回路で得られた前記受信側第２位相誤差信号に基づき前記受信Ｉ信号と前記受信Ｑ信号の受信側振幅誤差信号を求め、該受信側振幅誤差信号に基づき前記受信回路の増幅器の利得を制御して前記受信Ｉ信号と前記受信Ｑ信号の利得を補正する、ことを特徴とする。

請求項５にかかる発明は、請求項３に記載の送受信装置において、前記補正制御回路は、前記送信側第２位相誤差と前記送信側振幅誤差との関係を示す第１テーブルを備えることを特徴とする。

請求項６にかかる発明は、請求項４に記載の送受信装置において、前記補正制御回路は、前記送信側第２位相誤差と前記送信側振幅誤差との関係を示す第１テーブルと、前記受信側第２位相誤差と前記受信側振幅誤差との関係を示す第２テーブルとを備えることを特徴とする。

請求項７にかかる発明は、請求項３に記載の送受信装置において、前記位相検出回路は、第１タイミングで前記送信モニタＩ信号と前記送信モニタＱ信号を加算する加算器と、第２タイミングで前記送信モニタＩ信号と前記送信モニタＱ信号を乗算して前記送信側第１位相誤差信号を生成し、前記第１タイミングで前記加算器の出力と前記送信モニタＩ信号又は前記送信モニタＱ信号とを乗算して前記送信側第２位相差信号を生成する直交検波回路と、を備えることを特徴とする。

請求項８にかかる発明は、請求項４に記載の送受信装置において、前記位相検出回路の前記加算器は、さらに、第３タイミングで前記受信モニタＩ信号と前記受信モニタＱ信号を加算し、前記位相検出回路の前記直交検波回路は、さらに、第４タイミングで前記受信モニタＩ信号と前記受信モニタＱ信号を乗算して前記受信側第１位相誤差信号を生成し、前記第３タイミングで前記加算器の出力と前記受信モニタＩ信号又は前記受信モニタＱ信号とを乗算して前記受信側第２位相差信号を生成する、ことを特徴とする。

本発明によれば、ベースバンド回路と無関係に送信回路や受信回路のＩＱミスマッチを補正することができるので、送信回路や受信回路を備えたＲＦフロント回路に対するベースバンド回路の組み合わせの選択肢が多くなる利点がある。また、Ｉ信号とＱ信号の振幅誤差をＩ信号とＱ信号の加算信号とＩ信号又はＱ信号との位相比較に基づき得ることができるので、振幅誤差検出のための特別な回路を必要としない利点がある。

本発明の実施例の送受信装置のブロック図である。図１の送受信装置の位相検出回路の直交検波回路と加算回路の回路図である。図１の送受信装置の位相検出回路の直交検波回路と加算回路の回路図である。図１の送受信装置のモニタ信号発振回路の回路図である。図１の送受信装置の送信回路のＩＱミスマッチの補正のフローチャートである。図１の送受信装置の受信回路のＩＱミスマッチの補正のフローチャートである。２つの信号の振幅誤差検出の説明図である。ＱＰＳＫの信号配置図である。変調方式と受信側ＳＮＲおよび送信側ＥＶＭの関係を示す図である。従来の送受信装置のブロック図である。

＜ＩＱミスマッチ検出の原理＞
本発明では、ＩＱミスマッチ検出における位相誤差検出と、振幅誤差検出のための位相誤差検出を、１つのギルバートセル型の直交検波回路により行う。この直交検波回路は、位相差にのみ感度を有するため、振幅誤差の検出時には、Ｉ信号とＱ信号を加算することで振幅差を位相差に変換して、Ｉ信号基準（又はＱ信号基準）の位相差から振幅誤差を検出する。そして、得られた位相誤差によって位相補正信号を生成し、得られた振幅誤差によって振幅補正信号を生成し、それらの補正信号によって、送信回路の位相と利得、受信回路の位相と利得を個々に補正する。

Ｉ信号とＱ信号に位相誤差φｅが存在するとき、それを検出するには、

として、直交検波回路で両者を乗算することで

で得られる。

よって、式（４）の位相誤差の信号をローパスフィルタを通して不要な２倍波成分（２ωｔ）を除去すれば、位相誤差φｅに応じた直流成分（ｃｏｓφｅ／２）を得ることができるので、その直流成分を位相補正信号として使用する。

一方、振幅誤差については、Ｉ信号とＱ信号を加算し、その加算信号とＩ信号（又はＱ信号）を位相比較することで位相差を検出し、この位相差に基づき振幅誤差を検出することができる。

ここで、Ｉ信号の振幅をＡとし、Ｑ信号の振幅をＢとし、位相差がないとすると、

となるので、Ｉ信号とＱ信号を加算すると、

が得られる。

このようにして得られた加算信号を、たとえばＩ信号を基準として、位相誤差検出で用いた直交検波回路を流用して位相比較する。そして、この得られた位相差から振幅差（＝Ａ／Ｂ）を取得することができる。

例えば、単純化のために、振幅をＢ＝０．５Ａとし、ωｔ＝θとして、その加算信号Ａｓｉｎθ＋Ｂｃｏｓθを波形で示すと、横軸を位相、縦軸を振幅とすると、図７（ａ）に示す通りとなる。このとき、大きさ（振幅相当）が零のゼロクロス点では、Ａｓｉｎθの波形に対して、加算信号Ａｓｉｎθ＋Ｂｃｏｓθの波形は、２６．５６ｄｅｇだけ遅れている。

また、振幅をＢ＝Ａとして、その加算信号Ａｓｉｎθ＋Ｂｃｏｓθを波形で示すと、図７（ｂ）に示す通りとなる。このとき、ゼロクロス点では、Ａｓｉｎθの波形に対して、加算信号Ａｓｉｎθ＋Ｂｃｏｓθの波形は、４５ｄｅｇだけ遅れている。

そこで、振幅ＡとＢの比率を異ならせて、ゼロクロス点にけるＡｓｉｎθに対する加算信号Ａｓｉｎθ＋Ｂｃｏｓθの位相差を求めると、振幅ＡとＢの比率に対する位相差は、図７（ｃ）に示すような特性を示す。よって、この図７（ｃ）に示す特性を予めテーブルに作成しておき、あるいは図７（ｃ）の特性曲線を示す式を求めておけば、直交検波回路で検出した位相差に基づいて、振幅差（Ｂ／Ａ）を求めることができる。よって、振幅Ａを予め設定しておけば、振幅Ｂを求めることができる。

このように、振幅誤差を位相誤差に基づいて検出することができるため、位相誤差検出と振幅誤差検出用位相誤差検出に共通の直交検波回路を使用することができ、振幅誤差を検出する特別の回路が不要となる。また、振幅誤差検出用位相誤差検出では２つの信号を波形のゼロクロス点で比較するので、その２つの入力信号の波形に周波数ドリフトや歪があったとしても、位相差検出の精度に大きな影響を受けない。このため、後記するモニタＩ信号やモニタＱ信号への要求精度を緩和することができる。

＜実施例＞
図１に本発明の実施例の送受信装置のＲＦフロント回路１００を示す。図１において、１１０は変復調回路であり、送信回路１１１、受信回路１１２、送信信号の包絡線を検出してベースバンド信号に周波数変換を行うエンベロープ検波回路（周波数変換回路）１１３、単相信号から差動信号を生成する単相／差動変換回路１１４、単相／差動変換回路１１４の出力信号をπ／２だけ遅延させる遅延回路１１５、および送信回路１１１の送信信号を受信回路１１２に直接入力させるためのスイッチＳＷ０を備える。

送信回路１１１は、ベースバンド回路（図示せず）から入力する送信Ｉ信号の差動信号Ｉ^＋，Ｉ⁻を増幅する増幅器ＡＭＰ１と、ベースバンド回路（図示せず）から入力する送信Ｑ信号の差動信号Ｑ^＋，Ｑ⁻を増幅する増幅器ＡＭＰ２と、ローカル発振器ＯＳＣ１で発振した送信Ｉローカル信号によって送信Ｉ信号を変調するミキサ回路ＭＩＸ１と、ローカル発振器ＯＳＣ１で発振した送信Ｉローカル信号を移相器ＰＳ１によってπ／２だけ移相した送信Ｑローカル信号によって送信Ｑ信号を変調するミキサ回路ＭＩＸ２と、ミキサ回路ＭＩＸ１，ＭＩＸ２から出力する送信ＲＦ信号の加算信号を放出するアンテナＡＮＴ１と、を備える。

受信回路１１２は、アンテナＡＮＴ２から入力した受信ＲＦ信号を増幅する増幅器ＡＭＰ３，ＡＭＰ４と、増幅器ＡＭＰ３の出力信号をローカル発振器ＯＳＣ２で発振した受信Ｉローカル信号によって復調して受信Ｉ信号の差動信号Ｉ^＋，Ｉ⁻を取り出すミキサ回路ＭＩＸ３と、増幅器ＡＭＰ４の出力信号をローカル発振器ＯＳＣ２で発振した受信Ｉローカル信号を移相器ＰＳ１によってπ／２だけ移相した受信Ｑローカル信号によって復調して受信Ｑ信号の差動信号Ｑ^＋，Ｑ⁻を取り出すミキサ回路ＭＩＸ４と、を備える。

１２０は位相検出回路であり、直交検波回路１２１、Ｉ信号とＱ信号を加算する加算器１２２ａ，１２２ｂを備える加算回路１２２、直交検波回路１２１の出力信号（位相差信号）から高周波成分を除去するローパスフィルタ１２３、直交検波回路１２１を位相差検出用と振幅差検出用の一方に切り替える切換制御回路１２４を備える。前記した加算器１２２ａはＩ信号の内のＩ^＋信号とＱ信号の内のＱ^＋信号を加算し、加算器１２２ｂは、Ｉ信号の内のＩ⁻信号とＱ信号の内のＱ⁻信号を加算する。

１３０は補正制御回路であり、ローパスフィルタ１２３の出力信号を取り込んで、送信回路１１１用の位相補正信号と振幅補正信号を生成するとともに、受信回路１１２用の位相補正信号と振幅補正信号を生成する。詳しくは、直交検波回路１２１からローパスフィルタ１２３を経由して位相誤差を示す位相差信号が到来するときは、これを位相補正信号として、送信回路１１１の移相器ＰＳ１又は受信回路１１２の移相器ＰＳ２に出力し、それらの移相量を調整させる。また、直交検波回路１２１からローパスフィルタ１２３を経由して振幅誤差を示す位相差信号が到来するときは、その信号に対応して振幅誤差信号を生成し、これを振幅補正信号として、送信回路１１１のＱ信号側の増幅器ＡＭＰ２又は受信回路１１２のＱ信号側の増幅器ＡＭＰ４に出力し、それらの利得を調整させる。この補正制御回路１３０では、ローパスフィルタ１２３で高周波信号を除去した低速信号を扱うので、ここでディジタル処理する場合に、低速のＡ／Ｄ変換器を使用することができる。

１４０はモニタＩ信号とモニタＱ信号を差動信号Ｉ^＋，Ｉ⁻、Ｑ^＋，Ｑ⁻の形で生成するモニタ信号発振回路であり、同相で縦続接続された３個の演算増幅器ＯＰ１〜ＯＰ３と、入力側がその演算増幅器ＯＰ３の出力側に逆相で縦続接続され、出力側が同相で演算増幅器ＯＰ１の入力側に縦続接続された演算増幅器ＯＰ４とで構成される。そして、演算増幅器ＯＰ２の出力側からモニタＩ信号の差動信号Ｉ^＋，Ｉ⁻が取り出され、演算増幅器ＯＰ４の出力側からモニタＱ信号の差動信号Ｑ^＋，Ｑ⁻が取り出される。

１５０は第１のスイッチ回路であり、４個のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４からなる。スイッチＳＷ１は、受信回路１１２から出力するＱ^＋信号と単相／差動変換回路１１４から出力するＱ^＋信号の一方を選択する。スイッチＳＷ２は、受信回路１１２から出力するＱ⁻信号と単相／差動変換回路１１４から出力するＱ⁻信号の一方を選択する。スイッチＳＷ３は、受信回路１１２から出力するＩ⁻信号と遅延回路１４０から出力するＩ⁻信号の一方を選択する。スイッチＳＷ４は、受信回路１１２から出力するＩ^＋信号と単相／差動変換回路１１４から出力するＩ^＋信号の一方を選択する。

１６０は第２のスイッチ回路であり、４個のスイッチＳＷ５〜ＳＷ８からなる。スイッチＳＷ５，ＳＷ６は、モニタＩ信号の差動信号Ｉ^＋，Ｉ⁻を送信回路１１１の入力側の送信Ｉ信号の差動信号ラインに接続する。スイッチＳＷ７，ＳＷ８は、モニタＱ信号の差動信号Ｑ^＋，Ｑ⁻を送信回路１１１の入力側の送信Ｑ信号の差動信号ラインに接続する。

図２に直交検波回路１２１と加算回路１２２のの具体例を示す。直交検波回路１２１は、ギルバートセル回路１２１ａと、出力回路１２１ｂと、電流／電圧変換回路１２１ｃとで構成されている。

ギルバートセル回路１２１ａは、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１〜ＭＮ８、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２、および電流源Ｉ１、Ｉ２で構成されている。トランジスタＭＮ１，ＭＮ２はソースがトランジスタＭＮ５，ＭＮ７のドレインに共通接続され、トランジスタＭＮ３，ＭＮ４はソースがトランジスタＭＮ６，ＭＮ８のドレインに共通接続されている。トランジスタＭＮ５，ＭＮ６のソースは電流源Ｉ１に接続され、トランジスタＭＮ７，ＭＮ８のソースは電流源Ｉ２に共通接続されている。トランジスタＭＰ１のゲートとドレインはトランジスタＭＮ１，ＭＮ３のドレインに共通接続され、トランジスタＭＰ２のゲートとドレインはトランジスタＭＮ２，ＭＮ４のドレインに共通接続されている。

そして、トランジスタＭＮ１，ＭＮ４のゲートにはＩ信号の正転信号Ｉ^＋が入力し、トランジスタＭＮ２，ＭＮ３のゲートにはＩ信号の反転信号Ｉ⁻が入力する。また、トランジスタＭＮ５のゲートにはＱ信号の正転信号Ｑ^＋が入力し、トランジスタＭＮ５のゲートにはＱ信号の反転信号Ｑ⁻が入力する。さらに、トランジスタＭＮ７のゲートにはＩ信号の反転信号Ｉ⁻とＱ信号の反転信号Ｑ⁻を加算器１２２ａで加算した信号が入力し、トランジスタＭＮ８のゲートにはＩ信号の正転信号Ｉ^＋とＱ信号の正転信号Ｑ^＋を加算器１２１ａで加算した信号が入力する。

このギルバートセル回路１２１では、位相誤差検出時には、切換制御回路１２４によって電流源Ｉ１が動作し、電流源Ｉ２が不動作となる。これにより、トランジスタＭＮ５，ＭＮ６が動作し、トランジスタＭＮ７，ＭＮ８がオフとなる。そして、Ｉ信号とＱ信号の乗算、すなわち前記した式（４）の演算が行われ、その演算結果が出力回路１２１ｂに出力される。

一方、振幅誤差検出時には、切換制御回路１２４によって電流源Ｉ１が不動作となり、電流源Ｉ２が動作する。これにより、トランジスタＭＮ５，ＭＮ６がオフし、トランジスタＭＮ７，ＭＮ８が動作することになる。そして、前記した式（６）で表されるＩ信号とＱ信号の加算信号と基準のＩ信号との乗算が行われ、両者の位相差を示す信号が得られ、その演算結果が出力回路１２１ｂに出力される。

このように、共通のギルバートセル回路１２１において、Ｉ信号とＱ信号についての位相誤差検出と振幅誤差検出用位相誤差検出が行われるので、相対オフセットをなくすことができ、それら誤差検出を高精度で実現することができる。

出力回路１２１ｂは、ギルバートセル回路１２１ａのトランジスタＭＰ１のドレイン電圧によってゲートが制御されるＰＭＯＳトランジスタＭＰ３と、トランジスタＭＰ２のドレイン電圧によってゲートが制御されるＰＭＯＳトランジスタＭＰ４と、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ９，ＭＮ１０からなるカレントミラー回路とにより構成される。そして、ギルバートセル回路１２１ａのトランジスタＭＰ１のドレイン電圧とトランジスタＭＰ２のドレイン電圧の差分に相当する電流を出力する。

電流／電圧変換回路１２１ｃは、オペアンプＯＰ５と、そのオペアンプＯＰ５の正転入力端子に基準電圧を与える電圧源Ｅ１と、そのオペアンプＯＰ５の反転入力端子と出力端子との間に接続された帰還抵抗Ｒ１と帰還キャパシタＣ１とで構成され、入力する電流信号を電圧信号に変換してローパスフィルタ１２３に出力する。

図３に図２で説明した直交検波回路１２１と加算回路１２２の変形例を示す。加算回路１２２では、加算器１２２ｂを抵抗Ｒ２，Ｒ３で構成し、加算器１２２ａを抵抗Ｒ４，Ｒ５で構成している。また、ギルバートセル回路１２１ａでは、負荷としてのトランジスタＭＰ１，ＭＰ２を抵抗Ｒ６，Ｒ７に置き換えている。また、出力回路１２１ｂは、抵抗Ｒ８とカレントミラー回路を構成するＰＭＯＳトランジスタＭＰ５，ＭＰ６，ＭＰ７と、コモンモードフィードバック回路１２１ｂ１からなる回路で構成している。コモンモードフィードバック回路１２１ｂ１は、抵抗Ｒ９，Ｒ１０とＮＭＯＳトランジスタＭＮ１１，ＭＮ１２とオペアンプＯＰ６で構成され、電流／電圧変換回路１２１ｃの電源Ｅ１の電圧をオペアンプＯＰ６の正転入力端子に印加することにより、この出力回路１２１ｂの出力端子Ｐ１の電圧を電源Ｅ１の電圧に対応する電圧に保持して、そこにＤＣオフセットが生じることを防止している。図２で説明した出力回路１２１ｂでは、出力端子Ｐ１にＤＣオフセットが生じるが、ここでは、これを回避している。電流／電圧変換回路１２１ｃでは、抵抗Ｒ１１を追加している。

図４にモニタ信号発振回路１４０の具体例を示す。オペアンプＯＰ１〜ＯＰ４はすべて同一回路、同一レイアウト構成であるので、オペアンプＯＰ１を代表して説明する。このオペアンプＯＰ１は、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ２１〜ＭＮ２４、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２１，ＭＰ２２、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２６、キャパシタＣ２１，Ｃ２２、電流源Ｉ２１〜Ｉ２３から構成されている。トランジスタＭＮ２１，ＭＮ２２、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２、電流源Ｉ２１は差動回路を構成する。また、トランジスタＭＰ２１，ＭＮ２３、抵抗Ｒ２３，Ｒ２４、キャパシタＣ２１は正転出力側の負荷回路を構成し、トランジスタＭＰ２２，ＭＮ２４、抵抗Ｒ２５，Ｒ２６、キャパシタＣ２２は反転出力側の負荷回路を構成する。

このモニタ信号発振回路１４０では、オペアンプＯＰ１〜ＯＰ４をすべて同一回路、同一レイアウト構成にすることで、高精度な４相信号（Ｉ^＋＝０、Ｉ⁻＝２π、Ｑ^＋＝π、Ｑ⁻＝３π／４）を取り出すことができる。そして、抵抗Ｒ２３〜Ｒ２６、キャパシタＣ２１，Ｃ２２の定数をパラメータとして調整可能にすることで、４相信号の利得、電圧振幅、高調波の設定の自由度を高めることができる。

＜送信回路のＩＱミスマッチ補正＞
次に、本発明のＩＱミスマッチ補正回路における補正動作を説明する。図５は送信回路のＩＱミスマッチ補正動作を示すフローチャートである。まず、図１の回路におけるスイッチＳＷ０をオフにし（ステップＳ１)、スイッチＳＷ１，ＳＷ２が単相／差動変換回路１１４から出力するＱ信号Ｑ^＋，Ｑ⁻を選択し、スイッチＳＷ３，ＳＷ４が遅延回路１１５から出力するＩ信号Ｉ^＋，Ｉ⁻を選択する側に切り替える。また、スイッチＳＷ５〜ＳＷ８をオンにすることで、モニタ信号発振回路１４０によって発生させた送信モニタＩ信号Ｉ^＋，Ｉ⁻と送信モニタＱ信号Ｑ^＋，Ｑ⁻を、送信回路１１１に入力させる。

これにより、モニタ信号発振回路１４０で生成されたモニタＩ信号Ｉ^＋，Ｉ⁻とモニタＱ信号Ｑ^＋，Ｑ⁻が変復調回路１１０の送信回路１１１に入力し、直交変調されて送信ＲＦ信号となり、包絡線検波部１１３でＲＦ信号からベースバンド信号に周波数変換され、単相／差動変換部１１４で差動の送信モニタＩ信号Ｉ^＋，Ｉ⁻となり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２によって位相検出回路１２０に入力する。また、単相／差動変換部１１４から出力する送信モニタＩ信号Ｉ^＋，Ｉ⁻は、遅延回路１１５においてπ／２だけ遅延されることで送信モニタＱ信号Ｑ^＋，Ｑ⁻となり、スイッチＳＷ３，ＳＷ４によって位相検出回路１２０に入力する（ステップＳ２）。

このとき、位相検出回路１２０では、切替制御回路１２４によって直交検波回路１２１の電流源Ｉ１が動作しており、送信回路１１１の影響を受けた送信モニタＩ信号と送信モニタＱ信号の位相差の検出が行われ（ステップＳ３）、その送信モニタＱ信号の位相誤差分を示す信号がローパスフィルタ１２３から補正制御回路１３０に出力する。

補正制御回路１３０では、この送信モニタＱ信号の位相誤差分を示す信号を取り込んで、その値が設定範囲内（許容範囲内）にあるか否かを判定する(ステップＳ４）。設定範囲内にないときは、次にその送信モニタＱ信号の位相が設定範囲から遅れているか進んでいるかを比較判定する（ステップＳ５）。そして、送信モニタＱ信号が遅れている場合はその位相が進むように、送信回路１１１の移相器ＰＳ１の移相量を１段だけ進める（ステップＳ６）。また、送信モニタＱ信号が進んでいる場合はその位相が遅れるように、送信回路１１１の移相器ＰＳ１の移相量を１段だけ遅らせる（ステップＳ７）。

この後、再度、送信モニタＩ信号と送信モニタＱ信号を取り込んで（ステップＳ２）、送信モニタＱ信号の位相誤差成分が設定範囲内にないときは、ステップＳ３〜Ｓ７で同様な動作が繰り返される。

ステップＳ４の判定において、送信モニタＱ信号の位相誤差が設定範囲内にあると判定されたときは、振幅検出(ステップＳ８）に移行する。このときは、位相検出回路１２０において、切替制御回路１２４によって直交検波回路１２１の電流源Ｉ２が動作するよう切り替えられる。これにより、送信モニタＩ信号と送信モニタＱ信号を加算した信号と送信モニタＩ信号との位相差の検出が行われ、その位相差を示す信号がローパスフィルタ１２３から補正制御回路１３０に出力する。

このとき、補正制御回路１３０では、この位相差を示す信号を取り込んで、前記した手法（図７）によって送信モニタＩ信号と送信モニタＱ信号の振幅誤差成分を生成する。そして、その振幅誤差成分の値（図７のＢ／Ａに相当）が設定範囲内（許容範囲内）にあるか否かを判定する(ステップＳ９）。設定範囲内にないときは、次にその送信モニタＱ信号の振幅が送信モニタＩ信号の振幅に対して設定範囲より大きいか小さいかを比較判定する（ステップＳ１０）。そして、送信モニタＱ信号の振幅が小さい場合はその振幅が大きくなるように、送信回路１１１の増幅器ＡＭＰ２の利得を１段だけ高くする方向に調整する（ステップＳ１１）。逆に、送信モニタＱ信号の振幅が大きい場合はその振幅が小さくなるように、その増幅器ＡＭＰ２の利得を１段だけ低くする方向に調整する（ステップＳ１２）。

この後、再度、送信モニタＩ信号と送信モニタＱ信号を取り込んで（ステップＳ１３）、振幅誤差成分が設定範囲内にないときは、ステップＳ９〜Ｓ１３で同様な動作が繰り返される。

ステップＳ９の判定において、振幅誤差成分が設定範囲内にあると判定されたときは、ステップＳ１４、Ｓ１５に移行し、ステップＳ１５の判定において位相差が設定範囲内にないと判定されれば、ステップＳ５に戻り、設定範囲内にあると判定されれば、送信回路１１１の移相器ＰＳ１の移相調整と増幅器ＡＭＰ２の利得調整を終える。これにより、送信回路１１１のＩＱミスマッチ補正が完了する。

＜受信回路のＩＱミスマッチ補正＞
図６は受信回路１１２のＩＱミスマッチ補正動作を示すフローチャートである。このときは、送信回路１１１のミスマッチ補正は完了しているものとする。つまり、送信回路１１１にはＩＱミスマッチはないものとする。

ここでは、図１の回路におけるスイッチＳＷ０をオンにする（ステップＳ２１)。また、スイッチＳＷ１，ＳＷ２が受信回路１１２から出力する受信モニタＱ信号Ｑ^＋，Ｑ⁻を選択し、スイッチＳＷ３，ＳＷ４が受信回路１１２から出力する受信モニタＩ信号Ｉ^＋，Ｉ⁻を選択する側に切り替えられる。また、スイッチＳＷ５〜ＳＷ８をオンにすることで、モニタ信号発振回路１４０によって発生させたモニタＩ信号Ｉ^＋，Ｉ⁻とモニタＱ信号Ｑ^＋，Ｑ⁻を、送信回路１１１に入力させる。

これにより、モニタ信号発振回路１４０で生成されたモニタＩ信号Ｉ^＋，Ｉ⁻とモニタＱ信号Ｑ^＋，Ｑ⁻が変復調回路１１０のＩＱミスマッチが補正済の送信回路１１１に入力し、直交変調されて送信ＲＦ信号となり、スイッチＳＷ０を経由して受信回路１１２に受信ＲＦ信号として入力し、直交復調されて受信モニタＩ信号Ｉ^＋，Ｉ⁻と受信モニタＱ信号Ｑ^＋，Ｑ⁻となり、スイッチＳＷ１〜Ｗ４によって位相検出回路１２０に入力する（ステップＳ２２）。

このとき、位相検出回路１２０では、切替制御回路１２４によって直交検波回路１２１の電流源Ｉ１が動作しており、受信モニタＩ信号と受信モニタＱ信号の位相差の検出が行われ（ステップＳ２３）、その受信モニタＱ信号の位相誤差分を示す信号がローパスフィルタ１２３から補正制御回路１３０に出力する。

補正制御回路１３０では、この受信モニタＱ信号の位相誤差分を示す信号を取り込んで、その値が設定範囲内（許容範囲内）にあるか否かを判定する(ステップＳ２４）。設定範囲内にないときは、次にその受信モニタＱ信号の位相が設定範囲から遅れているか進んでいるかを比較判定する（ステップＳ２５）。そして、受信モニタＱ信号が遅れている場合はその位相が進むように、受信回路１１２の移相器ＰＳ２の移相量を１段だけ進める（ステップＳ２６）。また、受信モニタＱ信号が進んでいる場合はその位相が遅れるように、受信回路１１２の移相器ＰＳ３の移相量を１段だけ遅らせる（ステップＳ２７）。

この後、再度、受信モニタＩ信号と受信モニタＱ信号を取り込んで（ステップＳ２２）、受信モニタＱ信号の位相誤差成分が設定範囲内にないときは、ステップＳ２３〜Ｓ２７で同様な動作が繰り返される。

ステップＳ２４の判定において、受信モニタＱ信号の位相誤差が設定範囲内にあるときは、振幅検出(ステップＳ２８）に移行する。このときは、位相検出回路１２０で、切替制御回路１２４によって直交検波回路１２１の電流源Ｉ２が動作するよう切り替えられる。これにより、受信モニタＩ信号と受信モニタＱ信号を加算した信号と受信モニタＩ信号との位相差の検出が行われ、その位相差を示す信号がローパスフィルタ１２３から補正制御回路１３０に出力する。

このとき、補正制御回路１３０では、この位相差を示す信号を取り込んで、前記した手法（図７）によって受信モニタＩ信号と受信モニタＱ信号の振幅誤差成分を生成する。そして、その振幅誤差成分の値（図７のＢ／Ａに相当）が設定範囲内（許容範囲内）にあるか否かを判定する(ステップＳ２９）。設定範囲内にないときは、次にその受信モニタＱ信号の振幅が受信モニタＩ信号の振幅に対して設定範囲より大きいか小さいかを比較判定する（ステップＳ３０）。そして、受信モニタＱ信号の振幅が小さい場合はその振幅が大きくなるように、受信回路１１２の増幅器ＡＭＰ３の利得を１段だけ高くする方向に調整する（ステップＳ３１）。逆に、受信モニタＱ信号の振幅が大きい場合はその振幅が小さくなるように、その増幅器ＡＭＰ４の利得を１段だけ低くする方向に調整する（ステップＳ３２）。

この後、再度、受信モニタＩ信号と受信モニタＱ信号を取り込んで（ステップＳ３３）、振幅誤差成分が設定範囲内にないときは、ステップＳ２９〜Ｓ３３で同様な動作が繰り返される。

ステップＳ２９の判定において、振幅誤差成分が設定範囲内にあると判定されたときは、ステップＳ３４、Ｓ３５に移行し、ステップＳ３５の判定において位相差が設定範囲内にないと判定されれば、ステップＳ２５に戻り、設定範囲内にあると判定されれば、受信回路１１２の移相器ＰＳ２の移相調整と増幅器ＡＭＰ４の利得調整を終える。これにより、受信回路１１２のＩＱミスマッチ補正が完了する。

なお、以上説明した実施例では、包絡線検波部（周波数変換回路）１１３で受信ＲＦ信号から送信モニタＩ信号を取り出すようにしたが、送信モニタＩ信号に代えて送信モニタＱ信号を取り出すようにしてもよい。このときは、遅延回路１１５から送信Ｉ信号が取り出されることになる。よって、スイッチＳＷ１とＳＷ３を入れ替え、スイッチＳＷ２とＳＷ４を入れ替える必要がある。

１００：ＲＦフロント回路
１１０：送受信回路、１１１：送信回路、１１２：受信回路
１２０：位相検出回路、１２１：直交検波回路、１２１ａ：ギルバートセル回路、１２１ｂ：出力回路、１２１ｃ：電流／電圧変換回路、１２２：加算回路
１３０：補正制御回路
１４０：モニタ信号発振回路
１５０：第１のスイッチ回路
１６０：第２のスイッチ回路
２００：ベースバンド回路
２１０：ディジタルベースバンド回路、２１１：ＦＦＴ回路、２１２：演算回路、２１３：ＩＱ信号発振回路

Claims

互いに直交関係にある送信Ｉ信号と送信Ｑ信号を入力し、送信Ｉローカル信号と送信Ｑローカル信号とにより直交変調した後に加算し、送信ＲＦ信号として送信する送信回路を備えた送受信装置のＩＱミスマッチ補正方法において、
内部で発生したモニタＩ信号とモニタＱ信号を前記送信回路に入力し直交変調した後に加算してモニタＲＦ信号を生成し、
該モニタＲＦ信号をベースバンド信号の周波数に周波数変換して送信モニタＩ信号と送信モニタＱ信号の一方の信号を生成するとともに、該生成した前記一方の信号を遅延処理して前記送信モニタＩ信号と前記送信モニタＱ信号の他方を生成し、
前記送信モニタＩ信号と前記送信モニタＱ信号との送信側位相誤差を検出し、
前記送信モニタＩ信号と前記送信モニタＱ信号を加算した信号と前記送信モニタＩ信号又は前記送信モニタＱ信号との位相差に基づき、前記送信モニタＩ信号と前記送信モニタＱ信号の送信側振幅誤差を検出し、
前記送信側位相誤差に基づき前記送信回路の移相器の移相量を制御して前記送信Ｉローカル信号と前記送信Ｑローカル信号の位相差を補正し、前記送信側振幅誤差に基づき前記送信回路の増幅器を制御して前記送信Ｉ信号と前記送信Ｑ信号の利得差を補正する、
ことを特徴とする送受信装置のＩＱミスマッチ補正方法。
ＩＱミスマッチが補正された請求項１に記載の送信回路と、該送信回路から受信した受信ＲＦ信号を受信Ｉローカル信号と受信Ｑローカル信号とにより直交復調して受信Ｉ信号と受信Ｑ信号に分離する受信回路と、を備えた送受信装置のＩＱミスマッチ補正方法において、
前記モニタＩ信号と前記モニタＱ信号をＩＱミスマッチが補正されている前記送信回路に入力して前記送信回路から前記送信ＲＦ信号を出力し、前記送信ＲＦ信号を前記受信回路により受信し、前記受信Ｉローカル信号と前記受信Ｑローカル信号とにより直交復調して受信モニタＩ信号と受信モニタＱ信号を生成し、
前記受信モニタＩ信号と前記受信モニタＱ信号との受信側位相誤差を検出し、
前記受信モニタＩ信号と前記受信モニタＱ信号を加算した信号と前記受信モニタＩ信号又は前記受信モニタＱ信号との位相差に基づき、前記受信モニタＩ信号と前記受信モニタＱ信号の受信側振幅誤差を検出し、
前記受信側位相誤差に基づき前記受信回路の移相器の移相量を制御して前記受信Ｉローカル信号と前記受信Ｑローカル信号の位相差を補正し、前記受信側振幅誤差に基づき前記受信回路の増幅器の利得を制御して前記受信Ｉ信号と前記受信Ｑ信号の利得差を補正する、
ことを特徴とする送受信装置のＩＱミスマッチ補正方法。
互いに直交関係にある送信Ｉ信号と送信Ｑ信号を入力し、送信Ｉローカル信号と送信Ｑローカル信号とにより直交変調した後に加算し、送信ＲＦ信号として送信する送信回路を備えた送受信装置において、
モニタＩ信号とモニタＱ信号を生成するモニタ信号発振回路と、
前記モニタ信号発振回路から出力した前記モニタＩ信号と前記モニタＱ信号が前記送信回路に入力して直交変調された後に加算されたモニタＲＦ信号を入力し周波数変換して、送信モニタＩ信号と送信モニタＱ信号の一方の信号を生成する周波数変換回路と、
該周波数変換回路から出力する前記一方の信号を遅延して前記送信モニタＩ信号と前記送信モニタＱ信号の他方を生成する遅延回路と、
前記送信モニタＩ信号と前記送信モニタＱ信号との位相差を検出して送信側第１位相誤差信号を生成するとともに、前記送信モニタＩ信号と前記送信モニタＱ信号を加算した信号と前記送信モニタＩ信号又は前記送信モニタＱ信号との位相差を検出して送信側第２位相誤差信号を生成する位相検出回路と、
該位相検出回路で得られた前記送信側第１位相誤差信号に基づき前記送信回路の移相器の移相量を制御して前記送信Ｉローカル信号と前記送信Ｑローカル信号の位相差を補正し、前記位相検出回路で得られた前記送信側第２位相誤差信号に基づき前記送信Ｉ信号と前記送信Ｑ信号の送信側振幅誤差信号を求め、該送信側振幅誤差信号に基づき前記送信回路の増幅器の利得を制御して前記送信Ｉ信号と前記送信Ｑ信号の利得を補正する補正制御回路と、
を備えることを特徴とする送受信装置。
ＩＱミスマッチが補正された請求項３に記載の送信回路と、受信回路と、を備えた送受信装置において、
前記受信回路は、前記送信回路から出力するＩＱミスマッチが補正されたモニタＲＦ信号を入力して、受信Ｉローカル信号と受信Ｑローカル信号とにより直交復調して、受信モニタＩ信号と受信モニタＱ信号を生成し、
前記位相検出回路は、さらに、前記受信モニタＩ信号と前記受信モニタＱ信号との位相差を検出して受信側第１位相誤差信号を生成するとともに、前記受信モニタＩ信号と前記受信モニタＱ信号を加算した信号と前記受信モニタＩ信号又は前記受信モニタＱ信号との位相差を検出して受信側第２位相誤差信号を生成し、
前記補正制御回路は、さらに、前記位相検出回路で得られた前記受信側第１位相誤差信号に基づき前記受信回路の移相器の移相量を制御して前記受信Ｉローカル信号と前記受信Ｑローカル信号の位相差を補正し、前記位相検出回路で得られた前記受信側第２位相誤差信号に基づき前記受信Ｉ信号と前記受信Ｑ信号の受信側振幅誤差信号を求め、該受信側振幅誤差信号に基づき前記受信回路の増幅器の利得を制御して前記受信Ｉ信号と前記受信Ｑ信号の利得を補正する、
ことを特徴とする送受信装置。
請求項３に記載の送受信装置において、
前記補正制御回路は、前記送信側第２位相誤差と前記送信側振幅誤差との関係を示す第１テーブルを備えることを特徴とする送受信装置。
請求項４に記載の送受信装置において、
前記補正制御回路は、前記送信側第２位相誤差と前記送信側振幅誤差との関係を示す第１テーブルと、前記受信側第２位相誤差と前記受信側振幅誤差との関係を示す第２テーブルとを備えることを特徴とする送受信装置。
請求項３に記載の送受信装置において、
前記位相検出回路は、第１タイミングで前記送信モニタＩ信号と前記送信モニタＱ信号を加算する加算器と、第２タイミングで前記送信モニタＩ信号と前記送信モニタＱ信号を乗算して前記送信側第１位相誤差信号を生成し、前記第１タイミングで前記加算器の出力と前記送信モニタＩ信号又は前記送信モニタＱ信号とを乗算して前記送信側第２位相差信号を生成する直交検波回路と、を備えることを特徴とする送受信装置。
請求項４に記載の送受信装置において、
前記位相検出回路の前記加算器は、さらに、第３タイミングで前記受信モニタＩ信号と前記受信モニタＱ信号を加算し、
前記位相検出回路の前記直交検波回路は、さらに、第４タイミングで前記受信モニタＩ信号と前記受信モニタＱ信号を乗算して前記受信側第１位相誤差信号を生成し、前記第３タイミングで前記加算器の出力と前記受信モニタＩ信号又は前記受信モニタＱ信号とを乗算して前記受信側第２位相差信号を生成する、
ことを特徴とする送受信装置。