JP5429191B2 - 受信装置、イメージ信号の減衰方法及びミスマッチ補償方法 - Google Patents

Description

この発明は、受信装置、低ＩＦ型受信装置及び複素フィルタ並びに受信装置におけるイメージ信号の減衰方法及び低ＩＦ型受信装置のミスマッチ補償方法に係り、詳しくは、受信系内の回路素子のミスマッチ等があっても、受信信号の受信で発生するイメージ信号を除去する手段を改良した受信装置、低ＩＦ型受信装置及び複素フィルタ並びに受信装置におけるイメージ信号の減衰方法及び低ＩＦ型受信装置のミスマッチ補償方法に関する。

従来から知られている低ＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）方式の無線信号受信システムにおいては、その原理上、復調信号の中に、所望の実信号のほかに実信号の周波数成分に対してその発生上異符号関係となる周波数成分のイメージ信号が不所望成分として含まれる。この不所望成分を可及的に除去するために複素フィルタが用いられている。
複素フィルタは、実信号を通過させ、イメージ信号を減衰させる機能を有するものである。複素フィルタの実信号の周波数帯域の利得は、イメージ信号の周波数帯域の利得に比べて高いのが望ましく、この利得の比をイメージ除去比と呼んでいる。したがって、複素フィルタには、高いイメージ除去比が要求される。

上述したような無線信号受信システムの例を図１０に示す。この受信システムにおいては、アンテナで受信した直交変調された高周波受信信号をＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１１１で増幅する。ＬＮＡ１１１で増幅された高周波受信信号と局部発振器（ＬＯ：Local Oscillator）１１２の出力信号ＬＯ−Ｉとの積算を直交ミキサ１１３Ｉで、また、ＬＮＡ１１１で増幅された高周波受信信号と出力信号ＬＯ−Ｉの位相と互いに９０度ずれた局部発振器１１２の出力信号ＬＯ−Ｑとの積算を直交ミキサ１１３Ｑで行う。
これにより、高周波受信信号を中間周波数（ＩＦ帯）にダウンコンバートしつつ直交復調が行われ、位相が互いに９０度ずれたＩＦ−Ｉ信号及びＩＦ−Ｑ信号が生成される。複素フィルタ１１４は、入力されるＩＦ−Ｉ信号及びＩＦ−Ｑ信号についてのイメージ信号の除去を行う。

ＶＧＡ（Variable Gain Amplifier）１１５は、入力された信号を適正な振幅に増幅する。ＡＤＣ（Analog Digital Converter）１１６は、入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、変換されたデジタル信号は、デジタル信号処理部１１７に入力されてそこで各種のデジタル処理が行われる。

上述したように、複素フィルタを用いることにより、イメージ信号の除去を行うことはできるが、それにより十分なイメージ除去比を確保するには、そこに入力されるＩＦ−Ｉ信号及びＩＦ−Ｑ信号の振幅が等しく、かつ、位相が９０度であることが必要である。
しかし、直交ミキサや複素フィルタにおける素子や配線のミスマッチが原因となってＩＦ−Ｉ信号とＩＦ−Ｑ信号との関係を理想的に保つことは現実的に不可能である。この影響は、図１１に示すように、イメージ周波数帯域で顕著に現れ、わずかなミスマッチがイメージ除去比を大幅に劣化させる。

イメージ除去比を向上させる第１の関連技術が特許文献１に記載されている。特許文献１に記載の第１の関連技術は、図１２に示すように、ＩＦ帯模擬イメージ信号を複素フィルタ回路１２５に入力し、複素フィルタ回路１２５から出力される模擬イメージ信号の振幅を振幅検出部１２６で検出する。そして、検出された振幅に基づいてフィルタ制御部１２７がＩＦ帯模擬イメージ信号の振幅を小さくするように素子値制御部１２５２内のレジスタ群に素子値を設定する。その素子値制御部１２５２によって、複素フィルタ回路１２５内のＩフィルタ１２５１Ｉ及びＱフィルタ１２５１Ｑの素子値を調整制御して複素フィルタ回路１２５でのＩＱミスマッチを補償しようとしている。

イメージ除去比を向上させる第２の関連技術が特許文献２に記載されている。特許文献２に記載の第２の関連技術は、図１３に示すように、校正制御回路１３０の制御の下に、校正信号源１３１からＲＦ帯の校正信号を発生させ、その校正信号をスイッチ１３２を介して直交ミキサ１３３に入力してそこでＩＦ帯に周波数変換したＩ成分の信号及びＱ成分の信号を出力する。そして、Ｉ成分の信号及びＱ成分の信号は、それぞれ、各別にＩ成分信号経路１３４及びＱ成分信号経路１３５、ＡＤＣ１３６、１３７を経てフィルタミスマッチ校正回路１３８及びフィルタミスマッチ検出回路１３９に入力される。

フィルタミスマッチ検出回路１３９において、直交ミキサ１３３、Ｉ成分信号経路１３４、Ｑ成分信号経路１３５、ＡＤＣ１３６、１３７で生ずるミスマッチを検出する。
検出されたミスマッチに基づいてタップ係数算出回路１４０が、フィルタミスマッチ校正回路１３８のタップ係数を算出し、算出されたタップ係数にフィルタミスマッチ校正回路１３８のタップ計数を更新する。
これにより、Ｉ成分の信号及びＱ成分の信号のイメージ除去比を改善している。

また、特許文献３には、入力信号を、周波数が同一で位相が互いに９０度異なる２つの局部発振信号毎の混合器で周波数変換して１対の中間周波数信号を発生させ、９０度遅れの局部発振信号対応の中間周波数信号を所定の移相量だけ移相した後、移相した中間周波数信号と他方の中間周波数信号とを加算して中間周波数信号を出力する無線受信回路が第３の関連技術として示されている。この第３の関連技術としての無線受信回路は、上記２つの中間周波数信号が通る経路のばらつきに起因して生ずるイメージ信号成分の相殺を行うための無線受信回路の調整モードにおいて、上記混合器へ供給される入力信号として局部発振周波数と中間周波数との差の周波数であるイメージ周波数の基準イメージ信号を用いてイメージ信号成分の相殺を行うように構成されている。

特開２００６−１５７８６６号公報 特開２００７−１０４５２２号公報 特開２００８−１２４９５４号公報

ところで、上記した第１乃至第３の関連技術のいずれもが、受信機内に形成される２つの信号経路内の素子、配線等で生ずる信号経路間のミスマッチを補償しようとするものであるが、特許文献１に記載の第１の関連技術は、ＩＦ帯模擬イメージ信号を複素フィルタに入力して上記ミスマッチを補償するものであるから、原理的に、直交ミキサで生ずるミスマッチには対応できない。

また、特許文献２に記載の第２の関連技術は、ＲＦ帯の校正信号を直交ミキサに入力して特許文献１と同種のミスマッチを補償するので、直交ミキサで生ずるミスマッチの補償はできるが、校正信号源である高周波信号源を必須の構成要素としている。したがって、受信機の面積を増大させ、結果としてコストの上昇が避けられない。また、ＲＦ帯の校正信号を用いて上記ミスマッチの補償を行う例を示しているに過ぎず、その他の校正信号による同一の技術的課題の解決に対する言及は見出せない。

また、特許文献３に記載の第３の関連技術についても、特許文献２と同様のことが言える。その理由は、調整モードにおいて、混合器へ入力される信号が、上述のように局部発振周波数と中間周波数との差の周波数であるイメージ周波数の基準イメージ信号であることにある。

この発明は、上述の事情に鑑みてなされたもので、装置で生ずるイメージ信号（不所望成分信号）を模擬したＩＦ帯模擬イメージ信号等を装置の較正モードで用いるようにした受信装置、低ＩＦ型受信装置及び複素フィルタ並びに受信装置におけるイメージ信号の減衰方法及びミスマッチ補償方法を提供することを目的としている。

上記課題を解決するために、この発明の第１の構成は、受信信号の受信の際に発生するイメージ信号を減衰させる手段を備える受信装置に係り、受信信号に基づいて実信号及びイメージ信号を出力する信号処理手段と、前記イメージ信号の減衰度を調整する較正モードにおいて、前記イメージ信号を模擬した模擬イメージ信号を較正信号として前記信号処理手段に供給する信号供給手段と、前記信号処理手段を介して入力される較正信号を使用して前記イメージ信号の減衰度を調整後、前記イメージ信号を減衰させつつ前記実信号を通過させるフィルタリング手段と、を備えることを特徴としている。

この発明の第２の構成は、受信装置におけるイメージ信号の減衰方法に係り、信号処理手段が受信信号に基づいて実信号及びイメージ信号を出力し、出力される上記イメージ信号の減衰度の調整を、上記信号処理手段を介して入力される較正信号に基づいてフィルタリング手段で行う較正モードにおいて、上記較正信号として上記イメージ信号を模擬した模擬イメージ信号が上記信号処理手段に供給されることを特徴としている。

この発明によれば、受信装置で発生するイメージ信号の減衰度の調整に、イメージ信号を模擬した模擬イメージ信号を用いるので、高周波信号源を用いることなく、小面積で、イメージ信号の除去度を向上させることができる。

この発明の実施形態１である低ＩＦ型受信装置の電気的構成を示す図である。 同低ＩＦ型受信装置で用いるＩＦ帯模擬イメージ信号生成部の回路構成を示す図である。 同低ＩＦ型受信装置で用いる１つの経路切り替え回路を示す図である。 同低ＩＦ型受信装置で用いる他の経路切り替え回路を示す図である。 同低ＩＦ型受信装置に用いる直交ミキサを構成するＩミキサ及びＱミキサの回路構成を示す図である。 同低ＩＦ型受信装置に用いる１つの複素フィルタの例を示すブロック図である。 同低ＩＦ型受信装置に用いる他の複素フィルタの例を示すブロック図である。 同低ＩＦ型受信装置で用いる振幅検出部の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施形態２である低ＩＦ型受信装置の電気的構成を示すブロック図である。 従来の無線信号受信システムの電気的構成を示すブロック図である。 図１０に示す無線信号受信システムの周波数に対する利得特性を示す図である。 本願に係る関連技術の１つの電気的構成例を示すブロック図である。 本願に係る関連技術の他の電気的構成例を示すブロック図である。

この発明は、受信装置内で発生するイメージ信号の減衰度の調整に用いる較正信号として、そのイメージ信号を模擬した模擬イメージ信号を用いることを含んで構成される。

実施形態１
図１は、この発明の実施形態１である低ＩＦ型受信装置の電気的構成を示す図、図２は、同低ＩＦ型受信装置で用いるＩＦ帯模擬イメージ信号生成部の回路構成を示す図、図３は、同低ＩＦ型受信装置で用いる１つの経路切り替え回路を示す図、図４は、同低ＩＦ型受信装置で用いる他の経路切り替え回路を示す図、図５は、同低ＩＦ型受信装置に用いる直交ミキサを構成するＩミキサ及びＱミキサの回路構成を示す図、図６は、同低ＩＦ型受信装置に用いる１つの複素フィルタの例を示すブロック図、図７は、同低ＩＦ型受信装置に用いる他の複素フィルタの例を示すブロック図、また、図８は、同低ＩＦ型受信装置で用いる振幅検出部の構成例を示すブロック図である。

この実施形態の低ＩＦ型受信装置（受信装置の一例）１０は、直交変調信号を復調する復調回路系内の回路素子のミスマッチがあっても不所望成分信号（イメージ信号）に対するイメージ除去比を向上させるのにＩＦ帯模擬イメージ信号を用いた装置に係る。この低ＩＦ型受信装置１０の主要部は、ＩＦ帯模擬イメージ信号生成部１２と、経路切り替え器１３と、直交ミキサ１４と、局部発振器（ＬＯ：Local Oscillator）１５と、複素フィルタ１６と、振幅検出部１７と、素子値制御部１８とから概略構成されている。低ＩＦ型受信装置１０は、そのほかに、図示しないアンテナで受信される高周波の直交変調信号を増幅するＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１９と、可変利得増幅器（ＶＧＡ；Variable Gain Amplifier）２０と、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ；Analog-Digital Converter）２１と、デジタル信号処理部２２とを有する。上記ＩＦは、Intermediate Frequency（中間周波数）の略称である。

ＩＦ帯模擬イメージ信号生成部１２は、直交ミキサ１４で周波数変換されて直交ミキサ１４から出力される所望のＩＦ実信号の周波数に対してＩＦ帯信号とは発生上異符号関係となる周波数のＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｉ、ＩＭ−Ｑを各別に生成して出力する信号生成手段である。
このＩＦ帯模擬イメージ信号生成部１２は、図２に示すように、遅延式フリップフロップ回路（ＤＦＦ；Delay Flip-Flop）２６、２７から構成される。

そして、クロック源（図示せず）から１相のクロック信号ＣＬＫが遅延式フリップフロップ回路２６、２７へ入力される。そのクロック信号の周波数は、直交ミキサ１４から出力されるＩＦ帯実信号の中間周波数の４倍の周波数である。遅延式フリップフロップ回路２６は、ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｉ、ＩＭ−ＩＢを生成する回路であり、また、遅延式フリップフロップ回路２７は、ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｑ、ＩＭ−ＱＢを生成する回路である。但し、この実施形態では、ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｉ及びＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｑが用いられる。すなわち、図１に示すようにＩＦ帯模擬イメージ信号生成部１２は、ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｉ及びＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｑを出力する機能を有する。
また、径路切り替え器１３の前段に、ＩＦ帯模擬イメージ信号に含まれる不要な高周波を除去する目的で低域通過型フィルタを配置してもよい。

遅延式フリップフロップ回路２６及び遅延式フリップフロップ回路２７で生成されるＩＦ帯模擬イメージ信号のうちのＩＭ−Ｉに対して、ＩＭ−ＩＢ、ＩＭ−Ｑ、ＩＭ−ＱＢの位相は、それぞれ、１８０、９０、２７０度ずれた信号である。また、ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｉ、ＩＭ−ＩＢ、ＩＭ−Ｑ、ＩＭ−ＱＢの振幅は、直交ミキサ１４と複素フィルタ１６の入力ダイナミックレンジ内で、できるだけ大きくすることが好ましい。

経路切り替え器１３は、ＬＮＡ１９からの直交変調信号とＩＦ帯模擬イメージ信号生成部１２からのＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｉ、ＩＭ−Ｑとを直交ミキサ１４のＩミキサ５１及びＱミキサ５２に選択的に供給するスイッチである。
径路切り替え器１３の１つの例を図３に示し、他の例を図４に示す。図３に示す径路切り替え器１３は、ＬＮＡ１９からの直交変調信号を直交ミキサ１４のＩミキサ５１及びＱミキサ５２に供給するスイッチ３１と、ＩＦ帯模擬イメージ信号生成部１２からのＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｉ、ＩＭ−Ｑを直交ミキサ１４のＩミキサ５１及びＱミキサ５２に供給するスイッチ３２とから構成されている。

スイッチ３１は、２個のＮチャンネルＭＯＳＥＦＴ（以下、ＮＭＯＳと略称する）３１１、３１２とから構成されている。スイッチ３２は、２個のＮＭＯＳ３２１、３２２と、インバータ３２３とから構成されている。インバータ３２３の入力は、スイッチ３１のＮＭＯＳ３１１、３１２のゲートに接続される切り替え信号線３１３が接続され、インバータ３２３の出力は、ＮＭＯＳ３２１、３２２のゲートに接続されている。切り替え信号線３１３に切り替え信号Ｓが供給される。
また、図４に示す径路切り替え器１３Ａは、図３に示す径路切り替え器１３のスイッチ３１をスイッチ４１で構成している。スイッチ４１は、後述するＬＮＡ１９から信号を出力させないことと、コンデンサ４１１、４１２とで構成している。

図３に示す径路切り替え器１３では、切り替え信号線３１３に供給される切り替え制御信号Ｓを、較正モードのとき低レベルにし、通信モードのとき高レベルにすることにより、直交ミキサ１４に供給される信号を切り替えるように構成されている。但し、高周波信号のＬＮＡ１９の出力信号を図３構成の経路切り替え器１３を介して転送しようとすると、その径路に有限のオン抵抗が入ることになり、信号電力の損失が無視できなくなる。

この欠点を回避するために、図４構成の径路切り替え器１３Ａを用いる。すなわち、図４に示す構成において、コンデンサ４１１、４１２の容量を直交ミキサ１４の入力容量と比べて十分大きく選べば、高周波信号に対してはコンデンサ４１１、４１２は、殆ど短絡とみなすことができるため、信号電力の損失を抑えることができる。なお、図４に示す経路切り替え器１３Ａを用いる場合の較正モードにおいて、ＬＡＮ１９から信号を出力しないようにし、スイッチ３２への切り替え制御信号は、高レベルにする構成にする。高周波信号径路にスイッチを用いることなく、ＬＡＮ１９から信号を出力しないようにする技術的手段として、ＬＡＮ１９に供給されるバイアス電流や電源を遮断する方法がある。

直交ミキサ１４は、高周波信号であるＲＦ帯の直交変調信号を局部発振信号で周波数変換する回路で、Ｉミキサ５１とＱミキサ５２とからなる。直交ミキサ１４に入力されるＲＦ帯の直交変調信号は周波数変換されて出力されるが、直交ミキサ１４に入力されるＩＦ帯模擬イメージ信号はそのままフィードスルーして出力される。
直交ミキサ１４は、図５に示すように、ＮＭＯＳ５６と、抵抗５７と、ＮＭＯＳ５８と、コンデンサ５９とから構成されており、直交成分（Ｉフィルタ６１及びＱフィルタ６２）毎に設けられている。ＮＭＯＳ５６のゲートに径路切り替え器１３からの信号（ＩＮ）が入力される。ＮＭＯＳ５８のゲートには局部発振信号（ＬＯ）が入力される。直交ミキサ１４の出力信号には、高周波受信信号（又はＩＦ帯模擬イメージ信号）周波数のフィードスルー成分、ＬＯ周波数のフィードスルー成分、高周波受信信号（又はＩＦ帯模擬イメージ信号）の周波数と局部発振信号の周波数との和と差の周波数成分、その他の高周波成分が含まれる。そして、コンデンサ５９は、出力信号に含まれる高周波信号を除去する素子である。

図５に示す直交ミキサ１４では、上述したＩＱミスマッチを検出可能にする場合と、検出不可能にする場合とがある。ＩＱミスマッチの検出可能にする事項は、受信信号又はＩＦ帯模擬イメージ信号が入力されるトランジスタのしきい値電圧のばらつきや負荷抵抗のばらつきである。負荷容量のばらつきは、受信信号かＩＦ帯模擬イメージ信号かを問わず、等しく出力信号の振幅又は位相に影響を与えるので、入力されるＩＦ帯模擬イメージ信号でのＩＱミスマッチの度合いを検出できる。

ＩＱミスマッチの検出不可能にする事項は、配線抵抗やトランジスタの入力容量にミスマッチである。ＩミキサとＱミキサとにおいて、配線抵抗やトランジスタの入力容量にミスマッチがあると、高周波帯とＩＦ帯とでは、位相の回転角が異なるため、ＩＦ帯模擬イメージ信号ではミスマッチを検出不能となる。また、局部発振信号ＬＯ−Ｉと局部発振信号ＬＯ−Ｑとの位相差が理想的な９０度からずれている場合も、ＩＦ帯イメージ信号ではずれの度合いを検出できない。
これらの不都合を回避するためには、特に高周波信号の径路においては、ＩミキサとＱミキサとの対称性に注意したレイアウトをすること、局部発振信号ＬＯ−Ｉと局部発振信号ＬＯ−Ｑとの位相差が９０度になるように配慮した局部発振器（ＬＯ）１５の設計をすることが必要である。

なお、較正モードにおいても、Ｉミキサ５１及びＱミキサ５２に局部発振信号ＬＯ−Ｉ及び局部発振信号ＬＯ−Ｑを入力することで、ＬＯ−Ｉ、ＬＯ−Ｑのデューティ比のずれに起因するＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＦ−Ｉ及びＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＦ−Ｑの振幅のずれも含めた補正が可能であるが、必ずしも、ＬＯ−ＩとＬＯ−Ｑとを入力する必要はなく、ＬＯ出力信号を高レベルに固定していても動作させることができる。

局部発振器１５は、直交ミキサ（Ｉミキサ）５１に局部発振信号ＬＯ−Ｉを、直交ミキサ（Ｑミキサ）５２に局部発振信号ＬＯ−Ｑを供給する発振回路である。
複素フィルタ１６は、Ｉフィルタ６１とＱフィルタ６２とからなる（図１及び図６）。
複素フィルタ１６は、電圧電流変換器とコンデンサを用いた１次Ｇｍ−Ｃである。
Ｉフィルタ６１は、図６に示すように、電圧電流変換器６３ａ、６４ａ、６５ａ、６６ａと、コンデンサ６７ａとから構成される。電圧電流変換器６４ａは、入出力端子が短絡されている。Ｑフィルタ６２も、同様に、電圧電流変換器６３ｂ、６４ｂ、６５ｂ、６６ｂと、コンデンサ６７ｂとから構成される。電圧電流変換器６４ｂは、入出力端子が短絡されている。電圧電流変換器６５ａと電圧電流変換器６５ｂ及び電圧電流変換器６６ａと電圧電流変換器６６ｂとは、Ｉフィルタ６１とＱフィルタ６２とを接続する電圧電流変換器である。

電圧電流変換器６３ａ、電圧電流変換器６３ｂは、それぞれの入力電圧信号ＩＦ−Ｉ、ＩＦ−Ｑに対応する電流を出力する。電圧電流変換器６４ａ、６４ｂは、負荷抵抗と等価であり、電流を電圧に変換する。コンデンサ６７ａ、６７ｂは、負荷容量である。

複素フィルタ１６の通過帯域幅は、電圧電流変換器６３ａ及び電圧電流変換器６３ｂの電圧電流変換利得とコンデンサ６７ａ及びコンデンサ６７ｂの容量との比で決定される。また、複素フィルタ１６の中心周波数は、電圧電流変換器６６ａ及び電圧電流変換器６６ｂの電圧電流変換利得とコンデンサ６７ａ及びコンデンサ６７ｂの容量との比で決定される。さらに、電圧電流変換器６３ａ及び電圧電流変換器６３ｂの電圧電流変換利得と電圧電流変換器６５ａ及び電圧電流変換器６５ｂの電圧電流変換利得との比によって、信号ＩＦ−Ｉ及び信号ＩＦ−Ｑの位相が回転する量が決定される。そして、複素フィルタ１６の利得は、電圧電流変換器６３ａ及び電圧電流変換器６３ｂの電圧電流変換利得と電圧電流変換器６４ａ及び電圧電流変換器６４ｂの電圧電流変換利得との比で決定される。

上述したように、複素フィルタ１６は、電圧電流変換器６３ａ、６３ｂの電圧電流変換利得の調整によってＩＱ間の利得の補償を可能にし、また、電圧電流変換器６５ａ、６５ｂの電圧電流変換利得の調整によって、ＩＱ間の位相の補償が可能なる。この実施形態では、電圧電流変換器６３ａ、６３ｂの電圧電流変換利得の調整及び電圧電流変換器６５ａ、６５ｂの電圧電流変換利得の調整は、それらを構成する構成素子の素子値を制御するようにして構成されている。
したがって、上記複素フィルタ１６は、複素フィルタ１６内の素子値の調整により、直交ミキサ１４及び複素フィルタ１６のＩＱミスマッチの補償をし、高いイメージ除去比を得るための条件を探索可能にする構成に構築されている。

上述したＩＱ間の位相の補償を行うために、信号ＩＦ−Ｉ及び信号ＩＦ−Ｑの位相を回転させる必要があるが、それらの位相を回転させる方向として、信号ＩＦ−Ｉ及び信号ＩＦ−Ｑの位相差を小さくする方向と、大きくする方向の２種類がある。位相差を小さくするには、電圧電流変換器６３ａ、６３ｂの電圧電流変換利得と電圧電流変換器６５ａ、６５ｂの電圧電流変換利得とを同符号で変え、逆に、位相差を大きくするには、電圧電流変換器６３ａ、６３ｂの電圧電流変換利得に対して、電圧電流変換器６５ａ、６５ｂの電圧電流変換利得を異符号で変える。
したがって、信号ＩＦ−Ｉ及び信号ＩＦ−Ｑの位相差を任意の方向に調整するには、電圧電流変換器６５ａ、６５ｂの電圧電流変換利得を正負で切り換えなければならない。

電圧電流変換器６５ａ、６５ｂの電圧電流変換利得の正負の切り換えのための技術的手段が複素フィルタの中に組み込む必要がある。その複素フィルタ１６Ａを図７に示す。
図７では、上記技術的手段は、電圧電流変換器６５ａ、６５ｂの各各に各別に異符号の電圧電流変換器６５ｃ、６５ｄを並列に接続して構成されている。例えば、電圧電流変換器６５ａの電圧電流変換利得の絶対値が電圧電流変換器６５ｃの電圧電流変換利得よりも大きければ、合計したときには正の電流が出力され、大小関係が逆の場合になると、負の電流が出力される。
この複素フィルタ１６Ａによれば、信号ＩＦ−Ｉ及び信号ＩＦ−Ｑの位相差を任意の方向に調整することができる。

上述した構成により、本実施形態では、受信信号の受信の際に発生するイメージ信号を減衰させる手段を備える受信装置を実現している。具体的には、直交ミキサ１４から構成される信号処理手段、複素フィルタ１６から構成されるフィルタリング手段、並びに、ＩＦ帯模擬イメージ信号生成部１２及び経路切り替え器１３から構成される信号供給手段を実現する。ここで、信号処理手段は、受信信号に基づいて実信号及びイメージ信号を出力する。フィルタリング手段は、該信号処理手段を介して入力される較正信号による上記イメージ信号の減衰度の調整後、上記イメージ信号を減衰させつつ上記実信号を通過させる。また、信号供給手段は、該フィルタリング手段における上記イメージ信号の減衰度を調整する較正モードにおいて、上記較正信号として上記イメージ信号を模擬した模擬イメージ信号を上記信号処理手段に供給させる。

振幅検出部１７は、図８に示すように、２乗回路８１、８２と、加算回路８３と、ＡＤＣ８４とから構成される。
２乗回路８１は、Ｉフィルタ６１の出力電圧信号を２乗して出力する回路であり、２乗回路８２は、Ｑフィルタ６２の出力電圧信号を２乗して出力する回路である。加算回路８３は、２乗回路８１、８２それぞれからの出力電圧を加算し、信号振幅に対応する電圧として出力する回路である。ＡＤＣ８４は、加算回路８３の出力電圧をデジタル信号に変換する回路である。
なお、上記振幅検出部１７は、Ｉフィルタ６１及びＱフィルタ６２の両方の出力電圧信号から振幅を算出しているが、いずれか一方の信号から振幅を算出するようにしてもよい。

素子値制御部１８は、振幅検出部１７によって検出された模擬イメージ信号の振幅が小くなるように複素フィルタ１６の素子値を制御するもので、複素フィルタ１６の素子値を制御するレジスタと、該レジスタの設定値を掃引し、ＩＦ帯模擬イメージ信号の振幅が最小となるレジスタの設定値を探索するデジタル信号処理部とから構成される。

次に、図１乃至図８を参照して、この実施形態の動作を説明する。
低ＩＦ型受信装置１０を通常の動作状態にするのに先立って、低ＩＦ型受信装置１０を較正モードで動作させる。この較正モードでは、ＬＮＡ１９から出力される高周波受信信号に代えて、ＩＦ帯模擬イメージ信号を直交ミキサ１４に供給するため、経路切り替え信号線３１３（図３）を介して経路切り替え器１３に低レベルの経路切り替え信号Ｓが供給される。これにより、スイッチ３１は開放状態となる一方、スイッチ３２は閉状態となる。
また、経路切り替え信号Ｓの供給と共に、ＩＦ帯模擬イメージ信号生成部１２にクロック信号ＣＬＫが供給されてそのＤＦＦ２６から所望のＩＦ実信号の周波数に対して異符号関係となる周波数のＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｉが、また、ＤＦＦ２７から所望のＩＦ実信号の周波数に対して異符号関係となる周波数のＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｑが出力される。

上述のようにして経路切り替え器１３の切り替えが行われると、ＩＦ帯模擬イメージ信号生成部１２から出力されるＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｉ、ＩＭ−Ｑは、それぞれ、各別に、経路切り替え器１３を介して直交ミキサ１４のＩミキサ５１及びＱミキサ５２に入力される。
ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｉは、Ｉミキサ５１で周波数変換が行われないし、また、ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｑは、Ｑミキサ５２で周波数変換が行われないから、ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−ＩはＩミキサ５１を、また、ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−ＱはＱミキサ５２を、フィードスルーしてそれぞれのミキサから出力される。

このようにして、Ｉミキサ５１から出力されるＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｉと、Ｑミキサ５２から出力されるＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｑとの間には、内部の素子や配線のミスマッチの影響を受けて、位相差が理想的な９０度からのずれが生じる上、振幅にも誤差が生ずる。
これらの信号は、そのまま後段に続く複素フィルタ１６に入力され、複素フィルタ１６の働きによって減衰される。その減衰量は、直交ミキサ１４及び複素フィルタ１６のミスマッチの程度に応じて異なる。

Ｉミキサ６１及びＱミキサ６２から出力されるＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｉ及びＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｑは、振幅検出部１７に入力されると共に、ＶＡＧ２０に入力される。
振幅検出部１７は、ＩＦ帯模擬イメージ信号の振幅を検出して素子値制御部１８に供給する。

素子値制御部１８は、ＩＦ帯模擬イメージ信号の振幅に基づいて複素フィルタ１６を構成する各電圧電流変換器の構成素子の素子値を調整して複素フィルタ１６から入力される信号の振幅及び位相を変更する。その調整は、振幅検出部１７で検出されるＩＦ帯模擬イメージ信号の振幅が最小となるようにして行う。
上述の素子値の調整は、直交ミキサ１４と複素フィルタ１６を含む回路で生ずるＩＱミスマッチを補償し、高いイメージ除去比が生成される条件を探索して行われる。

上述したような調整後に、低ＩＦ型受信装置１０を通信モードで動作させると、径路切り替え器１３は、ＬＮＡ１９から出力される高周波受信信号を直交ミキサ１４のＩミキサ５１及びＱミキサ５２へ供給するように切り替えられる。
Ｉミキサ５１及びＱミキサ５２からＩＦ帯実信号が出力されて複素フィルタ１６へ供給される。その複素フィルタ１６は、上述した調整が完了しているから、複素フィルタ１６の素子値は、直交ミキサ１４及び複素フィルタ１６のＩＱミスマッチを補償した状態になっており、結果として、通信時においても高イメージ除去比を得ることができる。

複素フィルタ１６から出力される信号のうちのイメージ信号を含む妨害波が除去された（乃至はＩＦ帯実信号に対する影響度が大幅に弱められた）状態のＩＦ帯実信号が複素フィルタ１６から出力され、そのＩＦ帯実信号はＶＧＡ２０でその振幅を適切な範囲に増幅される。増幅されたアナログ信号は、ＡＤＣ２１でデジタル信号に変換されてデジタル信号処理部２２に供給される。デジタル信号処理部２２は、復調処理を含む各種の信号処理を行う。

このように、この実施形態の構成によれば、ＩＦ帯模擬イメージ信号生成用の高周波信号源を用いることなく、直交ミキサを含めたＩＱミスマッチを補償し、小面積で、高いイメージ除去比を得ることができる。

実施形態２
図９は、この発明の実施形態２である低ＩＦ型受信装置の電気的構成を示すブロック図である。
この実施形態の構成が、実施形態１のそれと大きく異なる点は、直交ミキサの出力を差動化し、それ以降の信号処理を差動で行うようにした点である。
すなわち、この実施形態の低ＩＦ型受信装置１０Ｂは、図９に示すように、ＩＦ帯模擬イメージ信号生成部１２Ｂと、経路切り替え器１３Ｂと、差動直交ミキサ１４Ｂと、局部発振器１５Ｂと、複素フィルタ１６Ｂと、振幅検出部１７と、素子値制御部１８Ｂとから概略構成されている。

ＩＦ帯模擬イメージ信号生成部１２Ｂは、実施形態１の説明で参照した図２に示すＩＦ帯模擬イメージ信号生成部１２から出力されるＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｉ、ＩＭ−ＩＢ及ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｑ、ＩＭ−ＱＢを生成する回路である。
経路切り替え器１３Ｂは、高周波受信信号と、ＩＦ帯模擬イメージ信号生成部１２Ｂから出力されるＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｉ、ＩＭ−ＩＢ及ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｑ、ＩＭ−ＱＢとを選択的に差動直交ミキサ１４Ｂに供給するスイッチである。この選択的供給を行うため、実施形態１のスイッチ３１、３２に加えて、スイッチ３３、３４を設けて構成される。スイッチ３３は、高周波受信信号又はＩＦ帯模擬イメージ信号生成部１２ＢからのＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−ＩＢのうちのいずれか一方をＩＢミキサ５１Ｂに供給し、スイッチ３４は、高周波受信信号又はＩＦ帯模擬イメージ信号生成部１２ＡからのＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−ＱＢのうちのいずれか一方をＱＢミキサ５２Ｂに供給する。

差動直交ミキサ１４Ｂは、経路切り替え器１３Ｂから入力される高周波受信信号をダウンコンバートしてＩＦ帯実信号及びこれに付随して発生される不所望成分信号であるイメージ信号を出力するほか、ＩＦ帯模擬イメージ信号生成部１２Ｂから経路切り替え器１３Ａを経て供給されるＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｉ、ＩＭ−ＩＢ及ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−Ｑ、ＩＭ−ＱＢをフィードスルーして出力する回路である。

局部発振器（ＬＯ）１５Ｂは、Ｉミキサ５１及びＩミキサ５１Ｂに、各別に、局部発振信号ＬＯ−Ｉ及び局部発振信号ＬＯ−ＩＢを、また、Ｉミキサ５２及びＩミキサ５２Ｂに、各別に、局部発振信号ＬＯ−Ｑ及び局部発振信号ＬＯ−ＱＢを供給する。局部発振信号ＬＯ−Ｉと局部発振信号ＬＯ−ＩＢとは、互いに１８０度異なり、また、局部発振信号ＬＯ−Ｑと局部発振信号ＬＯ−ＱＢとは、互いに１８０度異なる。

複素フィルタ１６Ｂは、Ｉフィルタ６１Ｂ及びＱフィルタ６２Ｂからなり、Ｉフィルタ６１Ｂは、Ｉミキサ５１及びＩＢミキサ５１Ｂから出力されるＩＦ帯模擬イメージ信号の振幅を小さくして出力し、Ｑフィルタ６２Ｂは、Ｑミキサ５２及びＱＢミキサ５２Ｂから出力されるＩＦ帯模擬イメージ信号の振幅を小さくして出力するようにしてイメージ除去比を高める機能を有するフィルタである。
この機能は、実施形態１と同様、振幅検出部１７で検出される複素フィルタ１６Ｂの出力信号の振幅に基づいて素子値制御部１８ＢがＩフィルタ６１Ｂ及びＱフィルタ６２Ｂの構成素子の素子値を、Ｉミキサ５１及びＩＢミキサ５１Ｂ並びにＱミキサ５２及びＱＢミキサ５２Ｂから出力されるＩＦ帯模擬イメージ信号の振幅を小さくなるように制御する実施形態１と同様の仕組みで構成されている。
この構成以外の実施形態の構成は、実施形態１と同じであるので、同一の構成部分には同一の参照符号を付して、その逐一の説明は省略する。

次に、図９を参照して、この実施形態の動作について説明する。
この実施形態によれば、ＩＦ型受信装置１０Ｂが較正モードで動作するときは、ＩＦ帯模擬イメージ信号生成部１２Ｂから径路切り替え器１３Ｂを介して、ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−ＩがＩミキサ５１に、ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−ＩＢがＩＢミキサ５１Ｂに供給されると共に、ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−ＱがＱミキサ５２に、ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−ＱＢがＱＢミキサ５２Ｂに供給される。
ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−ＩはＩミキサ５１を、また、ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−ＩＢはＩＢミキサ５１Ｂをフィードスルーして出力される。これと同様に、ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−ＱはＱＢミキサ５２を、ＩＦ帯模擬イメージ信号ＩＭ−ＱＢはＱＢミキサ５２Ｂをフィードスルーして出力される。
つまり、差動直交ミキサ１４Ｂにおいて、Ｉ信号成分とＱ信号成分とが差動化されて出力される。

差動化されたＩ信号成分ＩＦ−Ｉ、ＩＦ−ＩＢがＩフィルタ６１Ｂに、また、差動化されたＱ信号成分ＩＦ−Ｑ、ＩＦ−ＱＢがＱフィルタ６２Ｂに供給され、Ｉフィルタ６１Ｂから出力されるＩ信号成分ＩＦ−Ｉ及びＱフィルタ６２Ｂから出力されるＱ信号成分ＩＦ−Ｑの振幅が振幅検出部１７で検出される。
検出されたＩ信号成分ＩＦ−Ｉ及びＱ信号成分ＩＦ−Ｑの振幅に基づいて、実施形態１と同様にして、ＩＦ帯模擬イメージ信号の振幅を小さくなるような態様で、素子値制御部１８ＢがＩフィルタ６１Ｂ及びＱフィルタ６２Ｂの構成素子の素子値を制御する。

このように、この実施形態の構成によれば、差動形式のＩＦ帯模擬イメージ信号を差動直交ミキサに入力して以降の信号処理を差動で行うようにしているので、実施形態１で得られる効果に加えて、電源に起因する雑音に強い、信号振幅が大きく取れる、偶数次高周波を相殺できる等の効果が得られ、結果としてダイナミックレンジが向上する。

以上、この発明の実施形態を、図面を参照して詳述してきたが、この発明の具体的な構成は、これらの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があってもそれらはこの発明に含まれる。 例えば、実施形態１の複素フィルタ１６の説明において、電圧電流変換利得が異符号である電圧電流変換器を用いる必要があることを説明したが、その電圧電流変換器を構成する手段には、次のようなものがある。逆相の電圧信号を入力する方法や、電流信号を電流ミラー回路で折り返して異符号の電流信号を得る方法がある。
また、電圧電流変換器の電圧電流変換利得を調整する方法としては、複数の電圧電流変換器を並置してスイッチで切り替える方法や、電圧電流変換器のバイアス電圧を調整する方法や、電圧電流変換器の出力電流を一定時間比で間歇的に取り出すことで実効的に電圧電流変換利得を調整する方法がある。

上記において、複素フィルタの構成例として、電圧電流変換器とコンデンサを用いた１次Ｇｍ−Ｃを示したが、その他の例として、演算増幅器と、抵抗と、コンデンサとから構成されるフィルタや、演算増幅器と、ＭＯＳＦＥＴと、コンデンサとから構成されるフィルタを用いることもできる。さらには、デジタルフィルタにおいても、同様の手法でＩＱ間の振幅及び位相を補償することもできる。
また、この実施形態では、複素フィルタ１６に振幅や位相の調整機構を設ける例を示したが、同様の方法で直交ミキサに調整機構を設けることも可能である。この場合においても、複素フィルタ１６の出力信号の振幅を検出しているため、複素フィルタ１６において発生するミスマッチを含めた補償が可能である。

また、実施形態１で説明した振幅検出部１７は、その入力信号として複素フィルタ１６の出力電圧信号を用いているが、ＶＧＡ２０の出力電圧信号を入力信号としてもよい。複素フィルタ１６やＶＧＡ２０の出力電圧信号を入力とする場合は、ＡＤＣ８４は、図１のＡＤＣ２１と兼用可能である。
また、振幅検出部１７をデジタル的に構成することも可能である。その構成としては、上述の２乗回路８１、８２や加算回路８３をデジタル回路で構成し、その入力デジタル信号としてＡＤＣ２１で変換されたデジタル信号を用いる。この場合には、ＡＤＣ８４は不要である。
また、実施形態２において、単相出力のＬＮＡを用いた場合の低ＩＦ型受信装置の構成を示したが、差動信号出力のＬＮＡや、単相差動変換回路を用いることも可能である。

また、上記のいずれの実施形態でも、低ＩＦ型受信装置の較正モードにおいて低ＩＦ型受信装置の直交ミキサへ入力されるＩＦ帯模擬イメージ信号をＩＦ帯模擬イメージ信号生成部から入力させる仕組みを採用しているが、そのＩＦ帯模擬イメージ信号を直交変調信号の送信側から送信して低ＩＦ型受信装置に入力させる仕組みに変更しても、この発明を実施できる。
上記のいずれの実施形態では、直交変調信号を受信する低ＩＦ型受信装置の例について説明したが、振幅位相変調（ＡＰＳＫ；Amplitude Phase Shift Keying）信号を受信する受信装置でこの発明を実施することができる。

以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

この出願は、２００８年１２月２６日に出願された日本出願特願２００８−３３２６７５を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

ここに開示している発明は、受信した信号の処理で当該信号から得られる実信号に付随して発生する不所望信号成分の除去を必要とする各種の受信装置乃至信号処理装置でも利用し得る。

１０、１０Ｂ 低ＩＦ型受信装置（受信装置）
１２、１２Ｂ ＩＦ帯模擬イメージ信号生成部（信号供給手段の一部）
１３、１３Ａ、１３Ｂ 経路切り替え器（信号供給手段の残部）
１４、１４Ｂ 直交ミキサ（信号処理手段、ミキサ）
１４Ｂ 差動直交ミキサ（信号処理手段、ミキサ）
１５、１５Ｂ 局部発振器
１６、１６Ａ、１６Ｂ 複素フィルタ（フィルタリング手段）
１７ 振幅検出部（振幅検出手段）
１８、１８Ｂ 素子値制御部（素子値制御手段）
６１、６１Ｂ Ｉフィルタ（第１のフィルタ）
６２、６２Ｂ Ｑフィルタ（第２のフィルタ）
６３ａ 電圧電流変換器（第１の電圧電流変換器）
６４ａ 電圧電流変換器
６５ａ 電圧電流変換器（第２の電圧電流変換器）
６６ａ 電圧電流変換器
６３ｂ 電圧電流変換器（第３の電圧電流変換器）
６４ｂ 電圧電流変換器
６５ｂ 電圧電流変換器（第４の電圧電流変換器）
６６ｂ 電圧電流変換器
６５ｃ 電圧電流変換器（第５の電圧電流変換器）
６６ｄ 電圧電流変換器（第５の電圧電流変換器）
６７ａ コンデンサ（第１の静電容量）
６７ｂ コンデンサ（第２の静電容量）

Claims (23)

1. 受信信号に基づいて実信号及びイメージ信号を出力する信号処理手段と、
   前記イメージ信号の減衰度を調整する較正モードにおいて、前記イメージ信号を模擬した模擬イメージ信号を較正信号として前記信号処理手段に供給する信号供給手段と、
   前記信号処理手段を介して入力される較正信号を使用して前記イメージ信号の減衰度を調整後、前記イメージ信号を減衰させつつ前記実信号を通過させるフィルタリング手段と、を備え、
   前記信号処理手段は、振幅位相変調された受信信号をＩＦ帯の信号にダウンコンバートしてＩＦ帯実信号及びＩＦ帯イメージ信号を出力するミキサから構成され、
   前記フィルタリング手段は、前記ミキサを介して入力される較正信号による前記ＩＦ帯イメージ信号の減衰度の調整後、前記ＩＦ帯イメージ信号を減衰させつつ前記ＩＦ帯実信号を通過させ、
   前記信号供給手段は、前記フィルタリング手段における前記ＩＦ帯イメージ信号の減衰度を調整する較正モードにおいて、前記較正信号として前記ＩＦ帯イメージ信号を模擬したＩＦ帯模擬イメージ信号を前記ミキサに供給する受信装置。
2. 前記フィルタリング手段は、前記フィルタリング手段自身での前記イメージ信号の減衰度の調整及び前記信号処理手段での前記イメージ信号の減衰度の調整、又は前記信号処理手段のみでの前記イメージ信号の減衰度の調整を行うことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
3. 前記フィルタリング手段は、前記フィルタリング手段自身での前記イメージ信号の減衰度の調整及び前記ミキサでの前記イメージ信号の減衰度の調整、又は前記ミキサのみでの前記イメージ信号の減衰度の調整を行うことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
4. 前記振幅位相変調された受信信号は直交変調された受信信号であり、前記ミキサは直交ミキサであることを特徴とする請求項１又は３記載の受信装置。
5. 前記振幅位相変調された受信信号は直交変調された受信信号であり、前記ミキサは差動直交ミキサであることを特徴とする請求項１又は３記載の受信装置。
6. 前記信号供給手段は、
   ＩＦ帯模擬イメージ信号を生成するＩＦ帯模擬イメージ信号生成手段と、
   前記受信信号と前記ＩＦ帯模擬イメージ信号生成手段から出力される前記ＩＦ帯模擬イメージ信号とのいずれか一方を選択的に前記ミキサ又は前記直交ミキサに供給する切り替え手段と、を備えることを特徴とする請求項４記載の受信装置。
7. 前記信号供給手段は、
   差動形式のＩＦ帯模擬イメージ信号を生成するＩＦ帯模擬イメージ信号生成手段と、
   前記受信信号と前記ＩＦ帯模擬イメージ信号生成手段から出力される差動形式のＩＦ帯模擬イメージ信号とのいずれか一方を選択的に前記差動直交ミキサに供給する切り替え手段と、を備えることを特徴とする請求項５記載の受信装置。
8. 前記フィルタリング手段は、前記直交ミキサから出力される互いに直交関係にある第１及び第２の信号を入力とする複素フィルタを有することを特徴とする請求項４又は６記載の受信装置。
9. 前記フィルタリング手段は、前記差動直交ミキサから出力される互いに直交関係にあって差動形式の第１及び第２の信号を入力とする複素フィルタを有することを特徴とする請求項５又は７記載の受信装置。
10. 前記ミキサと前記複素フィルタとの少なくとも一方は、素子値を変更可能な可変素子を少なくとも１つを有することを特徴とする請求項８又は９記載の受信装置。
11. 前記複素フィルタから出力される信号の振幅を検出する振幅検出手段と、
    該振幅検出手段によって検出される振幅に基づいて前記ミキサと前記複素フィルタとの少なくとも一方の素子値を制御する素子値制御手段と、を有し、
    前記素子値の制御は、前記信号供給手段が前記ＩＦ帯模擬イメージ信号を前記ミキサとに供給するときに行われるように構成されていることを特徴とする請求項８、９又は１０のいずれか一項に記載の受信装置。
12. 前記複素フィルタは、
    前記第１の信号を入力とする第１のフィルタと、
    前記第２の信号を入力とする第２のフィルタと、を有し、
    前記第１のフィルタは、
    前記第１の信号の電圧を入力とし、該電圧に対応する電流を第１の静電容量に出力する第１の電圧電流変換器と、
    前記第２の信号の電圧を入力とし、該電圧に対応する電流を前記第１の静電容量に出力する第２の電圧電流変換器とからなり、
    前記第２のフィルタは、
    前記第２の信号の電圧を入力とし、該電圧に対応する電流を第２の静電容量に出力する第３の電圧電流変換器と、
    前記第１の信号の電圧を入力とし、該電圧に対応する電流を前記第２の静電容量に出力する第４の電圧電流変換器とからなることを特徴とする請求項８、１０又は１１のいずれか一項に記載の受信装置。
13. 前記複素フィルタは、前記第１及び第２の電圧電流変換器並びに前記第３及び第４の電圧電流変換器の電圧電流変換利得が、少なくとも１つ以上可変であることを特徴とする請求項１２記載の受信装置。
14. 前記複素フィルタは、前記第２の電圧電流変換器及び前記第４の電圧電流変換器と並列に、前記第２の電圧電流変換器及び前記第４の電圧電流変換器と異符号の電圧電流変換利得を持つ第５の電圧電流変換器を配設して構成することを特徴とする請求項１２又は１３記載の受信装置。
15. 信号処理手段が受信信号に基づいて実信号及びイメージ信号を出力し、
    出力される前記イメージ信号の減衰度の調整を、前記信号処理手段を介して入力される較正信号に基づいてフィルタリング手段で行う較正モードにおいて、前記較正信号として前記イメージ信号を模擬した模擬イメージ信号が前記信号処理手段に供給され、
    前記信号処理手段が振幅位相変調された受信信号をＩＦ帯の信号にダウンコンバートしてＩＦ帯実信号及びＩＦ帯イメージ信号を出力するミキサから構成される受信装置におけるイメージ信号の減衰方法であって、
    前記フィルタリング手段が、前記ミキサを介して入力される較正信号による前記ＩＦ帯イメージ信号の減衰度の調整後、前記ＩＦ帯イメージ信号を減衰させつつ前記ＩＦ帯実信号を通過させ、
    前記フィルタリング手段における前記ＩＦ帯イメージ信号の減衰度を調整する較正モードにおいて、前記較正信号として前記ＩＦ帯イメージ信号を模擬したＩＦ帯模擬イメージ信号を前記ミキサに供給することを特徴とする受信装置におけるイメージ信号の減衰方法。
16. 前記較正モードで行う前記イメージ信号の減衰度の調整は、前記フィルタリング手段自身での前記イメージ信号の減衰度の調整及び前記信号処理手段での前記イメージ信号の減衰度の調整、又は前記信号処理手段のみでの前記イメージ信号の減衰度の調整であることを特徴とする請求項１５記載の受信装置におけるイメージ信号の減衰方法。
17. ミキサが振幅位相変調された受信信号に基づいてＩＦ帯実信号及びＩＦ帯イメージ信号を出力し、
    出力される前記ＩＦ帯イメージ信号の減衰度の調整を、前記ミキサを介して入力される較正信号に基づいてフィルタリング手段で行う較正モードにおいて、前記較正信号として前記ＩＦ帯イメージ信号を模擬したＩＦ帯模擬イメージ信号が前記ミキサに供給されることを特徴とする受信装置のミスマッチ補償方法。
18. 前記較正モードで行う前記ＩＦ帯イメージ信号の減衰度の調整は、前記フィルタリング手段自身での前記ＩＦ帯イメージ信号の減衰度の調整及び前記ミキサでの前記ＩＦ帯イメージ信号の減衰度の調整、又は前記ミキサのみでの前記ＩＦ帯イメージ信号の減衰度の調整を行うことを特徴とする請求項１７記載の受信装置のミスマッチ補償方法。
19. 前記振幅位相変調された受信信号は直交変調された受信信号であり、前記ミキサは直交ミキサであることを特徴とする請求項１７又は１８記載の受信装置のミスマッチ補償方法。
20. 前記振幅位相変調された受信信号は直交変調された受信信号であり、前記ミキサは差動直交ミキサであることを特徴とする請求項１７又は１８記載の受信装置のミスマッチ補償方法。
21. 前記信号処理手段への信号の供給は、前記フィルタリング手段の前記較正モードに際して、前記信号処理手段に入力される前記受信信号から前記受信装置の信号供給手段から出力される較正信号に切り替えられることを特徴とする請求項１５又は１６記載の受信装置におけるイメージ信号の減衰方法。
22. 前記ミキサ又は前記直交ミキサへの信号の供給は、前記受信装置の前記較正モードに際して、前記受信装置に入力される受信信号から前記受信装置の信号供給手段から出力される前記ＩＦ帯模擬イメージ信号に切り替えられることを特徴とする請求項１９記載の受信装置のミスマッチ補償方法。
23. 前記差動直交ミキサへの信号の供給は、前記受信装置の前記較正モードに際して、前記受信装置に入力される前記受信信号から前記受信装置の信号供給手段から出力される差動形式の前記ＩＦ帯模擬イメージ信号に切り替えられることを特徴とする請求項２０記載の受信装置のミスマッチ補償方法。

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