JP2000201099A

JP2000201099A - プリディスト―ション装置及びその方法

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Publication number: JP2000201099A
Application number: JP11002267A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Hasegawa; 剛長谷川; Toru Maniwa; 透馬庭
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1999-01-07
Filing date: 1999-01-07
Publication date: 2000-07-18
Anticipated expiration: 2019-01-07
Also published as: US6724831B1; JP3699602B2

Abstract

(57)【要約】【課題】回路規模を大きくすることなく、精度の良いプ
リディストーションを行うことができる装置を提供す
る。【解決手段】電力増幅器の入出力特性を線形化するため
に、この入出力特性の線形性の良い、小電力部分の傾き
を保つようにした該入出力特性の逆関数より求めたプリ
ディストーション関数を使い、プリディストーションを
行う。該プリディストーション関数をデジタル化してテ
ーブルに登録する際、該プリディストーション関数とｙ
＝ｘという関数との差分を取り、この差分を表す関数を
関数テーブルに登録する。すると、プリディストーショ
ン関数の傾きの小さい部分がｙ＝ｘという関数に等しく
なるので、これとの差異のみをデジタル化するれば良
く、量子化誤差を小さくすることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電力増幅器の入出
力特性を線形化する技術に関する。

【０００２】

【従来の技術】移動体通信においては使用帯域外の信号
は隣接チャネルへの妨害波となるため、使用帯域外の信
号電力を低く抑えるために電力増幅器に十分な線形性を
確保する必要がある。このため、従来は帯域外の電力が
十分小さくなるまで出力電力を抑える出力バックオフ法
がよく用いられているが、この方法は効率と線形性がト
レードオフとなっているため、効率を確保しつつ線形性
を向上させることが難しい。

【０００３】図１８は、典型的な電力増幅器の入出力特
性を示す図である。

【０００４】上記出力バックオフ法について図１８を参
照して説明する。

【０００５】電力増幅器の出力が大きくなると図１８の
（１）の曲線に示すように、電力増幅器の入力と出力の
関係が同図の（２）に示すような線形的な関係からずれ
てくる。従って、出力バックオフ法においては、実際の
電力増幅器の特性曲線である曲線（１）の内、線形性が
保たれている入力電力の小さい部分のみを使用してい
た。電力増幅器の特性曲線の内、入力電力の小さい部分
は、同図に示されるように、理想的な特性曲線（２）に
近い振る舞いをしているので、電力増幅器の動作から十
分な線形性が得られ、増幅する信号の波形の劣化による
高周波成分の発生、すなわち、隣接チャネルへのノイズ
の発生を抑えることができる。

【０００６】しかし、電力増幅器の増幅効率は、入力電
力が小さいと、小さくなるため、電力増幅器を十分な効
率で使用することができないという問題がある。また、
増幅効率を良くしようとすると、入力電力を大きくしな
ければならないが、すると、電力増幅器の非線形性が問
題となってしまう。従って、出力バックオフ法において
は、効率と線形性がトレードオフとなってしまい、高効
率と線形性を両立することが難しくなってしまう。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】増幅効率を確保しつつ
線形性を向上させるための方法としてプリディストーシ
ョン方式による線形化が試みられている。この方式の詳
細は、例えば、本出願人が、先に出願した特願平９−２
９７２９７号の明細書を参照されたい。

【０００８】図１９は、プリディストーション方式を説
明する図である。

【０００９】同図（ａ）に示すように、電力増幅器（Ｐ
Ａ）の入出力特性に対しプリディストーションを行う場
合には、ベースバンドのＩ信号、Ｑ信号をベースバンド
用可変減衰器１８０に入力し、ベースバンド信号の電力
を調整してから、プリディストーション回路１８１に入
力する。プリディストーション回路１８１では、図１８
の曲線（１）に示されたような電力増幅器１８３の入出
力特性の逆関数を元に、該曲線（１）における線形性が
得られる入力電力が小さい部分については、特性の傾き
が保持されるように調整された関数を使って、ベースバ
ンド可変減衰器１８０から入力される信号の前処理を行
う。すなわち、該入力ベースバンド信号の入力電力値が
電力増幅器１８３の入出力特性が線形性を示す範囲にあ
る場合には、該入力ベースバンド信号に対して特に処理
を行わないが、入出力特性が非線形になってくる範囲に
ある場合には、該入力ベースバンド信号の電力値をより
大きくしてやり、電力増幅器１８３の非線形の増幅によ
る信号波形の劣化が相殺されるようにする。そして、プ
リディストーション回路１８１によりプリディストーシ
ョン処理が施されたベースバンド信号は、変調器、同図
の場合にはＱＰＳＫモジュレータ１８２に入力されて直
交変調される。該直交変調により、該プリディストーシ
ョン処理が施された信号は高周波信号に変換され、電力
増幅器１８３によって増幅されてアンテナ１８４から送
信される。プリディストーション回路１８１がＱＰＳＫ
モジュレータ１８２の前段に設けられているのは、プリ
ディストーションをデジタル信号処理で行うためであ
る。すなわち、ＱＰＳＫモジュレータ１８２の後段に設
けると、信号が高周波になってしまうので、デジタル処
理によりプリディストーションするのが難しくなってし
まうからである。

【００１０】プリディストーション方式をデジタル回路
で実装する場合、図１９（ａ）のような構成でデジタル
信号処理のみで広いパワーレンジに対応させようとする
と、小電力時に量子化誤差が増大し、隣接チャネル漏洩
電力（ＡＣＰ）特性が著しく悪化する。すなわち、図１
のＦ_pd（ｘ）のようなプリディストーションをかけるた
めの関数の値を離散化し、それらの値をテーブルに保持
し、入力した信号値に対する値を該テーブルから読みと
ると、該関数における傾きの小さな、入力信号の電力が
小さい部分に該当する信号は、該関数の傾きに対して離
散化が荒くなりすぎてしまい、アナログ的に変化する入
力信号の値に対し大きな誤差を持ったプリディストーシ
ョンをかけることになってしまう。

【００１１】同図（ｂ）は、電力増幅器１８３の出力に
対する隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰ）の様子を示す図
である。同図（ｂ）において、縦軸がＡＣＰ（単位はｄ
Ｂ）、横軸が電力増幅器１８３の出力（単位はｄＢｍ）
である。

【００１２】同図（ｂ）の○や＋に示されるように、プ
リディストーションを行わない場合には、電力増幅器１
８３の出力電力Ｐout が大きくなるにしたがい、隣接チ
ャネル漏洩電力（ＡＣＰ）が大きくなっているのが分か
る。これに対し、プリディストーションを行った場合の
ＡＣＰが、種種のグラフ線（点線、一点鎖線等）で示さ
れている。同図（ｂ）の各グラフ線は、それぞれ、何ビ
ットでプリディストーション関数をデジタル化（離散
化）したかを示しており、上から７ビット、８ビット、
９ビット、１０ビット、１１ビット、１２ビットの場合
を示している。同図（ｂ）に示すように、プリディスト
ーション関数をデジタル化する場合のビット数を大きく
するに従い、ＡＣＰが改善されていく。

【００１３】このように、ＡＣＰを改善するために、プ
リディストーション関数を離散化する入出力ビット数を
大きくすることが考えられるが、その場合は回路規模が
大きくなってしまう。

【００１４】なお、同図（ａ）の構成では、可変減衰器
（ＶＡＴＴ）１８０の減衰特性を考慮していないため
に、更にＡＣＰを悪化させているという問題も生じてい
る。

【００１５】図２０は、可変減衰器の減衰特性も考慮し
てプリディストーションで補償しようとする場合の構成
及び特性を示した図である。

【００１６】同図（ａ）の構成では、ベースバンドのＩ
信号、Ｑ信号にプリディストーション回路１９０で、プ
リディストーションを行い、その後に、ＱＰＳＫモジュ
レータ１９１で変調する。そして、可変減衰器１９２で
信号電力の減衰を行い、電力増幅器ＰＡ１９２で増幅し
てアンテナ１８４から高周波を出力する。このとき、可
変減衰器１８０に与える減衰量制御信号VATTcontrol を
プリディストーション回路１９０にも入力し、可変減衰
器１９２の減衰特性も加味してプリディストーションを
かけるようにしている。

【００１７】同図（ｂ）は、同図（ａ）の構成における
ＰＡ１９３への出力電力値とＡＣＰとの関係を示した図
である。

【００１８】同図（ｂ）における各曲線の意味は、図１
９（ｂ）と同様である。同図（ｂ）から明らかなよう
に、プリディストーションをかけない場合より、プリデ
ィストーションをかけた方が、ＡＣＰ特性が改善され
る。また、プリディストーション関数をデジタル化する
場合のビット数も大きくなればなるほど、ＡＣＰ特性が
良くなっている。また、図１９（ｂ）に示されたプリデ
ィストーションをかけた場合のＡＣＰ特性と、図２０
（ｂ）に示されたプリディストーションをかけた場合の
ＡＣＰ特性を比較してみると、図２０（ａ）のように、
可変減衰器１８０の減衰特性も考慮した構成の方が、Ａ
ＣＰ特性が良くなることが理解される。

【００１９】従って、図２０（ａ）のような構成で可変
減衰器１９２により出力電力を調節すれば、同図（ｂ）
に示すように少ない入出力ビット数で性能を確保できる
が、このような構成にした場合、可変減衰器１９２の減
衰レベルに応じてプリディストーション情報を切り替え
る必要が生じるため、結果的に、それほど回路規模を小
さくすることができない。

【００２０】特に、移動体通信端末への応用を考えた場
合、小型軽量化や低消費電力化が大きな目標となるた
め、回路規模を増大させない簡便な方法でプリディスト
ーション情報を圧縮するなどして回路規模を小さくする
必要がある。

【００２１】本発明の課題は、回路規模を大きくするこ
となく、精度の良いプリディストーションを行うことが
できる装置及び方法を提供することである。

【００２２】

【課題を解決するための手段】本発明のプリディストー
ション装置は、電力増幅器の入出力特性を線形化するた
めのプリディストーション装置において、電力増幅器の
入出力特性を線形化するためのプリディストーション関
数と所定の式で表される関数との差分を差分プリディス
トーション関数として使用し、入力された信号に対し、
該差分プリディストーション関数を用いて、差分プリデ
ィストーション信号を生成する差分プリディストーショ
ン手段と、該差分プリディストーション信号と、該入力
信号とを合成して、該合成により得られた信号をプリデ
ィストーション後の信号として出力する合成手段とを備
えることを特徴とする。

【００２３】本発明のプリディストーション方法は、電
力増幅器の入出力特性を線形化するためのプリディスト
ーション方法において、（ａ）電力増幅器の入出力特性
を線形化するためのプリディストーション関数と所定の
式で表される関数との差分を差分プリディストーション
関数として使用し、入力された信号に対し、該差分プリ
ディストーション関数を用いて、差分プリディストーシ
ョン信号を生成するステップと、（ｂ）該差分プリディ
ストーション信号と、該入力信号とを合成して、該合成
により得られた信号をプリディストーション後の信号と
して出力するステップとを備えることを特徴とする。

【００２４】本発明によれば、急峻な傾きを持つプリデ
ィストーション関数を、該関数と適切な他の関数との差
分によって求められる差分プリディストーション関数に
変換して、該差分プリディストーション関数をデジタル
化して保持するので、該差分プリディストーション関数
の関数テーブルを作成する時に、少ないビット数でより
正確に該差分プリディストーション関数の情報をデジタ
ル化することができる。

【００２５】従って、この関数テーブルを使ってプリデ
ィストーションを行う場合に量子化誤差を小さくするこ
とができると共に、該情報保持に必要なビット数が少な
くて済むので、該関数テーブルを記憶する記憶素子の記
憶容量を少なくできるので、プリディストーション回路
の回路規模を小さくすることが可能となる。よって、小
型の構成で、精度の良いプリディストーション装置を実
現することができる。

【００２６】

【発明の実施の形態】本発明ではプリディストーション
方式に使用するデジタル信号処理回路の規模を縮小する
ために、プリディストーション信号と入力信号の差分の
みを記憶素子に記録することにより関数テーブルの記憶
容量を圧縮する。更に、この差分関数を近似関数とその
補正関数に分離し、該補正関数の情報のみを記憶素子に
保持することにより、更に関数テーブルの記憶容量を圧
縮する。

【００２７】この場合、複素ベースバンドのＩ信号、Ｑ
信号を、振幅と位相に変換してから処理する方法と、複
素ベースバンドのＩ信号、Ｑ信号を、振幅と、位相に変
換せずに処理する方法が可能であるが、振幅、位相への
変換を行えば、関数テーブルの記憶容量のさらなる圧縮
も可能である。

【００２８】図１及び図２は、本発明の実施形態の基本
的な原理を説明する図である。

【００２９】図１８の（１）で示したような特性の電力
増幅器（ＰＡ）を図１８の（２）のように線形化するた
めに必要なプリディストーション関数は図１のＦ
_pd（ｘ）であり、この関数Ｆ_pd（ｘ）は、図１８の
（１）の入出力特性を示す関数の逆関数を定数倍するこ
とにより得られる。この関数Ｆ_pd（ｘ）は入力が小さい
ときは比較的緩やかな傾きを持ち、入力がある程度以上
大きくなると急峻な傾きで大きくなるような関数であ
る。実用上はＰＡの出力の最大値に上限を設けるが、Ｐ
Ａの効率を向上させるには、上限をある程度多く取る必
要がある。

【００３０】この関数Ｆ_pd（ｘ）を離散化して使用する
場合に問題となるのは、離散化した出力情報の多くが急
峻な部分（１）に割り当てられるため、振幅の小さい部
分（２）における実質的な量子化ビット数が確保できな
くなることである。図１では（２）の部分は全体のほぼ
１／４であるため、この部分は約２ビットの量子化ビッ
ト数を損していることになり、小信号時の特性を劣化さ
せる原因となる。

【００３１】すなわち、図１の４つの点線で示されてい
るように、ＰＡの出力値Ｐout を４つの間隔で離散化す
ると、（１）の部分には、３つの離散値が与えられるの
で、ＰＡの入力値Ｐinの変化に対して、３つの離散値の
いずれかを出力することができる。しかし、（２）の部
分では、グラフの傾きが小さくなっているために、１つ
の離散値しか割り当てられていない。従って、ＰＡの入
力値Ｐinが変化したとしても（２）の部分に対して出力
されるデジタル化された関数値Ｆ_pd（ｘ）は一つの特定
値しか出力しない。このように、プリディストーション
関数Ｆ_pd（ｘ）は、デジタル化によって正しい値を出力
することができなくなり、この現象は量子化誤差を生
じ、隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰ）特性を悪化させ
る。

【００３２】そこで、プリディストーション関数の全体
を記録するのではなく、プリディストーション関数と入
力信号との差分を記録する。すなわち、Ｆ_pd（ｘ）から
ｙ＝ｘを差し引いた差分のみの関数Δ_pd（ｘ）＝Ｆ
_pd（ｘ）−ｘを離散化して使用する。ここで、ｙ＝ｘと
いう関数は、入力ｘをそのまま出力ｙとして出力するも
のであるので、実際には入力信号そのものを表してい
る。図１に示されるように、ｙ＝ｘという関数をプリデ
ィストーション関数Ｆ_pd（ｘ）から差し引くことによっ
て、入力信号を別途扱うことができるので、特に振幅の
小さい場合（図１の（２）の部分）の特性を改善するこ
とができる。なお、以降において、Δ_pd（ｘ）を、便宜
上、しばしば、Δ関数と表現する。

【００３３】図２は、上述のようにして得られたプリデ
ィストーション関数Ｆ_pd（ｘ）と入力信号との差分関数
Δ_pd（ｘ）を更に分離・表現する方法を説明する図であ
る。

【００３４】同図に示されるように、Δ_pd（ｘ）には急
峻な傾きの部分が残るので、依然、出力のビット数の多
くが急峻な部分を表現するのに使われてしまい、傾きの
緩やかな部分のデジタル化精度が良くない。そこで、こ
の急峻な部分は、傾きの変化が比較的小さいことに着目
し、この部分のみ直線ｙ＝ａｘ＋ｂとの差分を取る。こ
のような処理の結果として得られた補正関数であるδ_pd
（ｘ）（以後、便宜上δ関数との表現する）は、元のΔ
_pd（ｘ）に比べて振幅（出力値Ｐout の範囲）が圧縮さ
れているため、狭い出力範囲に多くのビット数を割り当
てることができると共に、元のプリディストーション関
数Ｆ_pd（ｘ）の出力範囲全体をデジタル化する場合に比
べて、少ないビット数でデジタル化することができる。
この結果として必要な記憶容量を圧縮することができ
る。元のプリディストーション関数Ｆ_pd（ｘ）は、Δ_pd
（ｘ）を用いて次の式（１）、（２）で表すことができ
る。

【００３５】

【数１】

【００３６】これらの式に現れる演算は、和と積のみで
あり、それらの演算回路は比較的小規模の回路で実現で
きる。また、ソフトウェアでそれらの演算を行っても良
い。なお、ここで、ａ、ｂ、ｘｓは、それぞれδ関数を
作成する際に適宜定められる定数である。

【００３７】更に、図１９の場合のように、電力増幅器
だけでなく、直交変調器、利得制御増幅器（ＡＧＣ：あ
るいは電力増幅器ＰＡ）、周波数混合機、可変減衰器の
非線形特性も含めて補償すれば、回路規模を増大させず
に全体の線形性を改善できる。

【００３８】図３は、本発明のプリディストーション回
路の第１の実施形態の構成図である。

【００３９】本実施形態は、可変減衰器の非線形性を考
慮しない構成となっている。まず、同図（ａ）におい
て、入力Ｉ信号が座標変換部１の端子Ｉに入力される。
同じく、入力Ｑ信号が座標変換部１の端子Ｑに入力され
る。この座標変換部１では、入力Ｉ信号と入力Ｑ信号を
Ｉ−Ｑ平面上でのベクトルの座標値であると見なして、
振幅ｒ、位相θで表される局座標（ｒ、θ）に変換す
る。Ｉ信号の信号値をＩ、Ｑ信号の信号値をＱで表す
と、（Ｉ、Ｑ）と（ｒ、θ）とは、以下の式（３）、
（４）で関係づけられる。

【００４０】

【数２】

【００４１】座標変換部１は、乗算器、加算器、除算
器、及び平方根並びにｔａｎ関数の値を、それぞれ、保
持するテーブルとからなっている。まず、座標変換部１
では、Ｉ信号値とＱ信号値の自乗を乗算器を使って算出
する。次に、加算器を使って、それぞれの自乗値を加算
し、各自乗値に対してその平方根の値が登録されている
テーブルを参照して、式（３）で表されるｒ値を求め
る。次に、座標変換部１は、除算器を使って、Ｑ信号値
をＩ信号値で除算し、ｔａｎ関数に関するテーブルを参
照しθの値を求める。なお、これらの演算はソフトウェ
ア処理により行っても良い。

【００４２】このようにして求められたｒ値とθ値は、
座標変換部１の端子ｒと端子θからそれぞれ出力され
る。次に、ｒ値は、加算器５に入力されると共に、前述
のΔ関数値を出力するΔ関数加算部４に入力される。加
算器５では、ｒ値とΔ関数加算部４から入力される、こ
のｒ値に対応するΔ関数値とが加算される。この操作
は、上記式（１）の計算を行っていることに対応する。
そして、加算器５によってプリディストーション処理が
施された振幅値（ｒ’値）は、座標変換部２の端子ｒ’
に入力される。また、本実施形態では、ｒ値のみではな
く、ＰＡによって与えられる位相ずれに対するプリディ
ストーションも行う構成となっている。

【００４３】位相θのプリディストーションとは、以下
のようなものである。

【００４４】すなわち、ＰＡの振幅及び位相に関する特
性をプリディストーションによって補償する場合、ＰＡ
の振幅に対する特性をｆ、位相に対する特性をφとし、
ＰＡに入力するＩ信号とＱ信号のを複素数表示が、ｒ・
ｅｘｐ（ｊθ）で表されるものとする。ここで、ｊは虚
数単位である。すると、ＰＡ通過後の信号は、ｆ（ｒ）
・ｅｘｐ（ｊ（θ＋φ（ｒ）））と表すことができる。
次に、ｆ（ｒ）をべき級数展開したものの１次の項がｃ
₁ｒとなったとすると（ｃ₁は任意の定数）、プリディ
ストーションとして次の関数を考える。

【００４５】

【数３】

【００４６】すると、ＰＡに入力する信号は、ｒ’・ｅ
ｘｐ（ｊθ’）となるので、ＰＡの出力信号は、ｆ
（ｒ’）・ｅｘｐ（ｊ（θ’＋φ（ｒ’）））となる。
これを上記式（５）を使って変形すると、

【００４７】

【数４】

【００４８】となる。ここで、Ｖout は、ＰＡの出力で
ある。従って、プリディストーション関数を振幅ｒ及び
位相θに対して式（５）で定義すると、本来の入力ｒ・
ｅｘｐ（ｊθ）の定数倍（＝ｃ₁倍）の出力が得られる
ことになる。すなわち、ＰＡの特性を線形化することが
できる。上記式（５）から明らかなように、振幅ｒに対
するプリディストーション関数Ｆ_pd（ｒ）は、ＰＡの特
性の逆関数ｆ^-1（ｒ’）の傾きをｃ₁だけ変更したもの
であるが、位相のプリディストーション関数θ
_pd（ｒ’）は、ＰＡの位相特性φ（ｒ’）を信号の位相
θからそのまま引いたものでよいことが分かる。

【００４９】従って、位相プリディストーション部３で
は、座標変換部１から入力される位相値θから補償すべ
き回路の位相特性（ＰＡのみとは限らない）φ（ｒ’）
を減算し、プリディストーション後の位相値として出力
する。すなわち、θ−φ（ｒ’）＝θ_pd（ｒ’）とな
る。このようにして得られたプリディストーション後の
位相値θ’は、座標変換部２の端子θ’に入力される。
ここで、位相のプリディストーション関数θ_pd（ｒ’）
は、それほど急峻な部分を持たないこと、及びＰＡ等の
位相特性が製品毎に異なるので、逐次実験などにより計
測して定めるべきものである。そして、もし、位相のプ
リディストーション関数が急峻な傾きを持つものである
場合には、振幅のプリディストーション関数に対して行
った処理と同様な処理を適用するのが好ましい。座標変
換部２では、ｒ’、θ’に対して座標変換部１で行った
処理と逆の処理を施してそれぞれ出力Ｉ’信号と出力
Ｑ’信号を出力する。座標変換部２の処理は、以下の式
（７）で表される。

【００５０】

【数５】

【００５１】ここで、Ｉ’は、プリディストーション後
のＩ信号値、Ｑ’は、プリディストーション後のＱ信号
値である。ここでも、ｃｏｓ関数及びｓｉｎ関数の各
θ’に対する値は、テーブル等に保持しておき、該テー
ブル等から読み出すことによって目的の信号値を得る。

【００５２】同図（ｂ）は、Δ関数加算部４の内部構成
を示す図である。式（２）に示したようにΔ関数は、最
終的なプリディストーション関数であるδ関数にｙ＝ａ
ｘ＋ｂとの差分を加算したものである。従って、同図
（ｂ）では、入力振幅値に対し、δ関数加算部６により
δ関数値δ_pd（ｒ）を出力すると共に、差分加算部７を
設け、振幅値が所定値以上（式（２）では、ｘ_s以上）
の場合には、加算器８に差分加算部７から差分（＝ａｘ
＋ｂ）を入力させて、該差分をδ関数値に加算して差分
加算部７から出力する。ここで、ｙ＝ａｘ＋ｂの式にお
いて、ｘは入力振幅値ｒに等しく、また、ａ、ｂは、δ
関数を作成する際に適切に選択された係数値であり、ｙ
が出力振幅値である。

【００５３】以上説明したように、図３の構成によっ
て、入力Ｉ、Ｑ信号に対して、プリディストーションを
かけた出力Ｉ’、Ｑ’信号が得られる。ここで、同図
（ｂ）のδ関数加算部６に記憶されているデジタル化さ
れたδ関数の離散値は、δ関数の出力値の範囲が狭いの
でデジタル化する際のビット数が少なくて済み、しかも
量子化誤差を小さくすることができるので、メモリ容量
を少なくして回路規模を小さくすると共に、精度の良い
プリディストーションを行うことができる。

【００５４】図４は、本発明のプリディストーション回
路の第２の実施形態を示す図である。

【００５５】図３の第１の実施形態では、座標変換部１
によって、Ｉ信号とＱ信号を振幅ｒと位相θに変換して
プリディストーションを行ったが、第２の実施形態にお
いては、Ｉ信号とＱ信号とをｒ、θに変換しないでプリ
ディストーションを行っている。

【００５６】ここで、Ｉ信号プリディストーション部１
０は、Ｉ信号に対するプリディストーションを行い、Ｑ
信号プリディストーション部１１は、Ｑ信号に対するプ
リディストーションを行う。同図では、それぞれの行う
プリディストーション量は、ΔＩ_pd（Ｉ、Ｑ）、ΔＱ_pd
（Ｉ、Ｑ）で表されている。ΔＩ_pd（Ｉ、Ｑ）、ΔＱ _pd
（Ｉ、Ｑ）はＦ_pd（ｘ）と位相に関するプリディストー
ション関数θ_pd（ｘ）により次のように定義された関数
である。

【００５７】

【数６】

【００５８】ここで、Ｉ、Ｑは、それぞれＩ信号及びＱ
信号の信号値を表している。また、Ｆ_pd（ｘ）について
は、式（１）、（２）で表されているように、δ関数の
みをデジタル化（離散化）してテーブル形式に保持して
おき、その他の演算は、演算器によって元のＩ信号及び
Ｑ信号を使って行い、最終的な関数値を得るようにす
る。これにより、前述したように、差分プリディストー
ション関数Δ_pd（ｘ）の急峻な傾きを持つ部分について
は、補正関数δ_pd（ｘ）により記憶し、該補正関数δ_pd
（ｘ）の出力値の範囲が狭いことを利用して、記憶容量
を少なくすると共に、デジタル化の精度を高めるように
する。なお、ｃｏｓ関数やｓｉｎ関数に関しては、やは
りテーブルを用意しておき、テーブルから関数値を読み
とるようにする。

【００５９】このようにして、Ｉ信号プリディストーシ
ョン部１０とＱ信号プリディストーション部１１で生成
された信号値は、加算器１２，１３によって、それぞれ
Ｉ信号及びＱ信号に加えられ、プリディストーション後
の信号Ｉ_pd、Ｑ_pdとして出力される。なお、Ｉ信号プリ
ディストーション部１０及びＱ信号プリディストーショ
ン部１１は、ソフトウェアで実現することも可能であ
る。

【００６０】図５は、本発明のプリディストーション回
路の第３の実施形態を示す図である。

【００６１】なお、同図において、図３と同じ構成要素
には同じ参照符号を付してある。

【００６２】座標変換部１に入力された入力Ｉ信号と入
力Ｑ信号は、振幅信号ｒと位相信号θに変換される。振
幅信号ｒは、加算器５に入力されると共に、振幅プリデ
ィストーション部２０に入力される。振幅プリディスト
ーション部２０は、振幅信号ｒを入力として、（Δ
_pd（Ｇｒ））／Ｇを出力する。ここで、Ｇは、同図のプ
リディストーション回路の後段に設けられる可変減衰器
（不図示）のゲインである。該ゲインＧは、該可変減衰
器の制御回路から振幅プリディストーション部２０と乗
算器２１に入力される。振幅プリディストーション部２
０の出力は振幅信号ｒと加算器５で加算され、該加算結
果が加算器５から座標変換部２の端子ｒ’にプリディス
トーション後の振幅信号ｒ’として入力される。また、
振幅信号ｒ’は、乗算器２１にも入力され、乗算器２１
において可変減衰器のゲインＧと乗算された後、位相プ
リディストーション部３に入力される。位相プリディス
トーション部３は、可変減衰器のゲインＧが乗算された
プリディストーション後の振幅信号Ｇｒ’を基に、位相
信号θ及び可変減衰器等のその他の構成要素の位相特性
が校了された位相のプリディストーション量θ_pd（Ｇ
ｒ’）を算出して、それをプリディストーション後の信
号θ’として座標変換部２の端子θ’に入力する。

【００６３】座標変換部２は、入力された振幅信号ｒ’
と位相信号θ’とを基に、プリディストーション後のＩ
信号Ｉ’及びＱ信号Ｑ’を生成し、出力する。

【００６４】図６は、可変減衰器（ＶＡＴＴ）のゲイン
Ｇがプリディストーション関数に及ぼす影響について説
明する図である。

【００６５】プリディストーション回路２２への入力信
号がｒ・ｅｘｐ（ｊθ）であるとすると、ＰＡ２４の出
力として欲しい信号はこの定数倍の信号であるＧｃ₁ｒ
・ｅｘｐ（ｊθ）である。プリディストーション回路２
２の出力（の信号）をｒ’・ｅｘｐ（ｊθ’）とする
と、の可変減衰器２３の出力は、Ｇｒ’・ｅｘｐ（ｊ
θ’）となる。従って、ＰＡ２４の出力は、ｆ（Ｇ
ｒ’）・ｅｘｐ（ｊ（θ’＋φ（Ｇｒ’）））となる。
これが、Ｇｃ₁ｒ・ｅｘｐ（ｊθ）となるためには、次
式（１０）〜（１２）を満たす必要がある。

【００６６】

【数７】

【００６７】ここで、Ｇは可変減衰器２３のゲイン、
ｒ、θは、それぞれ、プリディストーション回路２２の
入力前の振幅信号及び位相信号、ｒ’、θ’は、それぞ
れプリディストーション回路２２によるプリディストー
ション後の振幅信号及び位相信号である。従って、行う
べきプリディストーションは、式（１１）と式（１２）
で与えられるので、これを実現するようにすればよい。

【００６８】図５によれば、振幅プリディストーション
部２０で（Δ_pd（Ｇｒ））／Ｇを求め、加算器５で振幅
信号ｒと加算しているので、振幅プリディストーション
部２０と加算器５により式（１２）のプリディストーシ
ョンを行っていることになる。一方、乗算器２１でＧ
ｒ’を求め、これを入力として、位相プリディストーシ
ョン部３が位相のプリディストーションをおこなってい
るので、式（１１）をこの位相プリディストーション部
３の構成によって実現することができる。前述したよう
に、この場合、位相プリディストーションは、元の位相
信号θからＰＡ２４の位相特性値φ（Ｇｒ’）を減算す
るのみでよい。

【００６９】図７は、図５の振幅プリディストーション
部２０の内部構成を示した図である。

【００７０】なお、同図で図３（ｂ）と同じ構成要素に
は同じ参照符号を付してある。

【００７１】Δ関数は、式（２）で与えられるので、図
３（ｂ）と同様に、δ関数加算部６と差分加算部７が設
けられる。ただし、本実施形態の場合、δ関数の入力ｘ
及びｙ＝ａｘ＋ｂの入力ｘは、可変減衰器のゲインＧと
振幅信号ｒとを乗算したものとなるので、可変減衰器の
ゲインを入力とし、乗算器２５で振幅信号ｒと該ゲイン
Ｇとを乗算して、その乗算結果をδ関数加算部６及び差
分加算部７に入力させている。そして、図３（ｂ）の場
合と同様に、加算器８で、δ関数加算部６からの出力と
差分加算部７の出力とを加算している。更に、式（１
２）で示されるように、Δ関数を１／Ｇ倍する必要があ
るので、入力された可変減衰器のゲインＧをコンバータ
２７で１／Ｇに変換し、この変換結果を加算器８からの
出力と乗算器２６で乗算して、その乗算結果を出力す
る。

【００７２】図８は、本発明のプリディストーション回
路の第４の実施形態を示す図である。

【００７３】同図において、図４と同じ構成要素には同
じ参照符号を付してある。

【００７４】本実施形態の場合、入力したＩ信号とＱ信
号は、座標変換を施されずに、そのまま乗算器３１，３
２にそれぞれ入力される。乗算器３１，３２には、可変
減衰器のゲインＧが入力され、乗算器３１，３２により
Ｉ信号及びＱ信号がそれぞれＧ倍される。これらを入力
として、Ｉ信号プリディストーション部１０及びＱ信号
プリディストーション部１１は、前述の式（８）及び式
（９）で規定される演算を行い、ΔＩ_pd値及びΔＱ_pd値
を出力する。これらの出力は、可変減衰器のゲインＧが
入力されるコンバータ３０の出力１／Ｇと、乗算器３
３，３４において乗算され、それぞれの乗算結果が加算
器１２，１３でそれぞれ、Ｉ信号とＱ信号に加算され
る。この加算処理の結果、プリディストーション後のＩ
信号Ｉ_pd、及びプリディストーション後のＱ信号Ｑ_pdが
プリディストーション回路の出力として出力される。こ
れらの一連の処理は、以下の式に示されるように表現さ
れ、式（１３）及び式（１４）が、それぞれ、前述の式
（１０）及び式（１１）と同等であることが理解され
る。

【００７５】

【数８】

【００７６】なお、図４の説明で述べたとおり、Ｉ信号
プリディストーション部１０とＱ信号プリディストーシ
ョン部１１は、ｓｉｎ関数及びｃｏｓ関数の各テーブル
を使い、それらに乗算器、減算器等を組み合わせてハー
ドウェア的に構成しても良いし、ＣＰＵによるソフトウ
ェア処理で実現するようにしても良い。

【００７７】図９は、本発明の実施形態において、Ａ／
Ｄ変換する際の方法について説明する図である。

【００７８】本発明の実施形態においては、入力信号
と、入力信号に合成すべき差分プリディストーション信
号（Δ関数など）を別々に扱うので、それぞれの量子化
ビット数を独立に調整できる。そのため、差分プリディ
ストーション信号のみ量子化ビット数を落として、関数
テーブルに要する記憶素子の容量を削減する等の最適化
が可能である。

【００７９】同図は、入力信号と差分プリディストーシ
ョン信号の時間変化を模式的に図示したものであるが、
前述の実施形態でも明らかなように、プリディストーシ
ョン信号は、入力信号と差分プリディストーション信号
を加算することによって得ている。従って、入力信号と
差分プリディストーション信号を独立にＡ／Ｄ変換する
ことが可能となる。例えば、入力信号に８ビット、差分
プリディストーション信号に６ビットを割り振り、入力
信号及び差分プリディストーション信号のアナログ信号
をデジタル信号に変換すると、プリディストーション後
の全体の信号は８ビット以上の精度でデジタル化された
ことになり、より量子化誤差の少ないプリディストーシ
ョン処理を行うことができる。しかも、関数テーブルを
必要とする差分プリディストーション信号には６ビット
のみが割り振られているので、関数テーブルの記憶容量
を削減することができるという効果がある。

【００８０】図１０は、本発明のプリディストーション
回路の第５の実施形態を示す図である。

【００８１】本実施形態においては、プリディストーシ
ョン回路４１及び直交変調器４２まで含めて全てＣＰＵ
４０によるデジタル信号処理で実装している。このよう
な構成でもプリディストーション情報の圧縮は回路規模
縮小のために有効である。ＣＰＵ４０は、入力されたベ
ースバンドのＩ信号及びＱ信号に対し、プリディストー
ション回路４１が施すべき処理をソフトウェア処理によ
って実行する。更に、ＣＰＵ４０は、直交変調器（ＱＰ
ＳＫモジュレータ）４２が行うＱＰＳＫ変調処理もソフ
トウェア処理によって行う。このようにして得られた変
調信号は、可変減衰器４３に入力され、可変減衰器４３
により出力が調整された後、ＰＡ４４によって増幅され
て、アンテナ４５から送信される。ＣＰＵ４０には、可
変減衰器４３のゲインを調整するゲイン情報（ゲインの
値Ｇそのもの）等が入力され、前述したプリディストー
ション処理によりベースバンド信号のＩ、Ｑ信号（ベー
スバンドＩ、Ｑ信号）をプリディストーション処理す
る。そして、このプリディストーション処理されたＩ信
号、Ｑ信号にＱＰＳＫ変調をかける。

【００８２】上述した記憶容量の圧縮法は、これまでア
ナログ回路で処理していた部分をデジタル信号処理に置
き換える、いわゆるソフトウェア無線にも有効に使用で
きる。

【００８３】図１１は、上記第５の実施形態においてＣ
ＰＵ４０が実行する処理の流れを示すフローチャートで
ある。

【００８４】まず、ステップＳ１で、デジタル信号処理
で、ベースバンド信号のＩ信号、Ｑ信号及び可変減衰器
のゲイン信号Ｇを取得する。次に、ステップＳ２におい
て、Ｉ信号及びＱ信号の信号値Ｉ、Ｑに前述の処理を施
して、位相値θと振幅値ｒを求める。続いて、ステップ
Ｓ３で、上記位相θ、振幅ｒを基に、δ_pdに対応した関
数テーブルを用いてプリディストーション後の振幅信号
ｒ’及び位相信号θ’を算出する。この算出のために使
用される式は、以下のようになる。

【００８５】

【数９】

【００８６】なお、θ_pd（Ｇｒ）＝θ−φ（Ｇｒ’）で
ある。ここで、定数ａ及びｂは、δ関数の関数テーブル
を作成する際に適切に設定される定数である。

【００８７】そして、ステップＳ４で、プリディストー
ション処理によって得られた振幅信号ｒ’と位相信号
θ’を使って、ｒ’・ｃｏｓ（ωｔ＋θ’）を算出し
て、これを図１０には不図示のＤ／Ａコンバータに出力
する。ここで、ωは中間周波数または無線周波数に対応
する角周波数であり、このｃｏｓ（ωｔ＋θ’）を算出
することがＱＰＳＫ変調に対応する。ステップＳ４で得
られた変調信号は可変減衰器やＰＡ等の後段のデバイス
に送られて、アンテナから送信される。このとき、可変
減衰器やＰＡの振幅特性や位相特性は、プリディストー
ションによって補償されているので、信号ひずみ及び隣
接チャネル漏洩電力が抑制された信号がアンテナから送
信される。

【００８８】図１２は、本発明のプリディストーション
回路の第６の実施形態を示す図である。

【００８９】前述の第１〜第５の実施形態では、入力信
号をデジタル変換してから処理することを前提に説明し
てきたが、デジタル変換することによって量子化誤差が
発生することを考慮すると、加算器に入力させる入力信
号はデジタル化しない方が量子化誤差を発生しないので
好ましい。

【００９０】従って、第６の本実施形態では、加算器に
直接入力されるベースバンドＩ、Ｑ信号はＡ／Ｄ変換せ
ずに素通りさせ、これらのアナログ信号をＤ／Ａ変換し
た差分プリディストーション信号（Δ関数値）とアナロ
グ的に合成する。同図のプリディストーション関数はＰ
Ａの前段にあるＶＡＴＴやＱＰＳＫモジュレータの特性
も補償する。

【００９１】すなわち、入力信号であるベースバンド
Ｉ、Ｑ信号はアナログ信号のままアナログ加算器５３に
入力される。一方、該アナログ入力Ｉ、Ｑ信号は、Ａ／
Ｄ変換器５０にも入力されて、Ａ／Ｄ変換器５０から入
力されるデジタルのＩ、Ｑ信号からデジタル信号に変換
される。そして、差分プリディストーション部５１にお
いて、デジタル的に記憶されているδ関数の関数テーブ
ルを使って、差分プリディストーション信号Δ_pdをデジ
タル的に生成する。この差分プリディストーション信号
Δ_pdは、Ｄ／Ａ変換器５２によってアナログ信号に変換
され、入力ベースバンドＩ、Ｑ信号とアナログ加算器５
３において加算される。

【００９２】このように、入力ベースバンド信号に関し
てはＡ／Ｄ変換せずにアナログ信号のまま直接アナログ
加算器５３に入力させ、このアナログの入力ベースバン
ドＩ、Ｑ信号をアナログ信号に変換された差分プリディ
ストーション信号Δ_pdとアナログ加算器５３で合成する
ようにすれば、入力信号の量子化誤差をなくすことがで
き、特に、小信号時の特性を改善できる。

【００９３】図１３は、本発明のプリディストーション
回路の第７の実施形態を説明する図である。

【００９４】前述までのプリディストーション回路の実
施形態では、プリディストーション処理を、ＰＡの振
幅、位相特性、及び可変減衰器のゲインを考慮して行え
ば、より効果的にプリディストーションが行われること
を述べた。第７の実施形態では、更に、直交変調器５６
がプリディストーション回路５５と別装置として設けら
れる場合、この直交変調器５６の振幅、位相特性も考慮
してプリディストーションを行うようにする。この場合
には、直交変調器５６の振幅、位相特性を実験的に求め
ておき、プリディストーション回路５５の差分プリディ
ストーション関数の関数テーブルの格納データを、実験
的に求められた直交変調器５６の振幅、位相特性も含め
てプリディストーションされるように変更しておく。こ
のようにすることによって、プリディストーション回路
５５の後段の全ての装置（直交変調器５６，可変減衰器
５７、ＰＡ５８）の特性を全て補償した信号をアンテナ
５９から送信することができる。すなわち、信号ひずみ
や隣接チャネル漏洩電力の抑制された信号を送出するこ
とができるので、より品質の高い通信を行うことができ
る。

【００９５】また、同図には示されていないが、上記各
装置に加え、実際の回路には含まれるであろう、Ａ／Ｄ
変換器等も含めて、振幅、位相特性を測定しておき、そ
れらの測定結果を差分プリディストーション関数に反映
させることにより、更に、より品質の良い信号を送受信
することが可能となる。

【００９６】図１４は、本発明のプリディストーション
回路の第８の実施形態を示す図である。

【００９７】本実施形態では、差分プリディストーショ
ン回路６０により振幅の補償（プリディストーション）
をした後、ＲＦ移相器６２により位相の補償（プリディ
ストーション）をしている。

【００９８】すなわち、振幅の補償のみベースバンドで
行い、位相の補償はＲＦのアナログ移相器により補償す
る。これにより、やや回路規模の大きいデジタル乗算器
が複数必要となるベースバンド移相器を使わずに済むの
で、全体の回路規模を縮小できる。

【００９９】本実施形態の構成は同図（ａ）に示されて
いる。

【０１００】入力されたベースバンドのＩ、Ｑ信号は、
直接アナログ加算器６７に入力されると共に、差分プリ
ディストーション回路６０にも入力される。差分プリデ
ィストーション回路６０は、振幅のプリディストーショ
ン信号を出力し、出力されたプリディストーション信号
は加算器６７において、入力ベースバンドＩ、Ｑ信号と
加算される。なお、同図では、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変
換器は省略されている。Ａ／Ｄ変換器やＤ／Ａ変換器
は、差分プリディストーション回路６０の前後に設けら
れる。あるいは、ベースバンドの入力Ｉ、Ｑ信号を一旦
デジタル信号に変換してから、差分プリディストーショ
ン回路６０により振幅値のプリディストーションを行
い、デジタル方式に置き換えた加算器６７の加算結果を
Ｄ／Ａ変換してアナログ信号に変換するようにしても良
い。

【０１０１】加算器６７の出力は、直交変調器６１でＲ
Ｆ信号に変調されて、ＲＦ移相器６２に入力される。ま
た、加算器６７の出力は、位相プリディストーション回
路６３にも入力され、位相プリディストーション回路６
３により生成された位相に対するプリディストーション
信号がＲＦ移相器６２に入力される。ＲＦ移相器６２
は、変調されたＲＦ信号の位相をシフトして出力する。
これにより、位相のプリディストーションが行われる。
このようにして、振幅及び位相にプリディストーション
が施された信号は、可変減衰器６４で電力が調整され、
ＰＡ６５で増幅されて、アンテナ６６から送信されてい
く。

【０１０２】同図（ｂ）は、上記ＲＦ移相器６２の構成
例を示す図である。

【０１０３】直交変調器６１から出力されたＲＦ信号
は、ＲＦ移相器６２のハイブリッド７０の端子ａに入力
される。ハイブリッド７０に入力されたＲＦ信号は、分
岐されて端子ｃ、ｄから出力される。端子ｃ、ｄには、
それぞれコンデンサ７２−１、７２−２の一端が接続さ
れている。該コンデンサ７２−１、７２−２の他端に
は、それぞれ、アノードが接地された可変容量ダイオー
ドであるダイオード７３−１、７３−２のカソードが接
続されている。位相のプリディストーション信号θ
_pdは、同図（ｂ）に示すように、コンデンサ７２−１と
ダイオード７３−１の間、及びコンデンサ７２−２と、
ダイオード７３−２の間に印可される。これにより、コ
ンデンサ７２−１、７２−２の接地側の電圧が双方で異
なることになる。端子ｃ、ｄから出力されたＲＦ信号
は、それぞれのコンデンサ７２−１、７２−２で反射さ
れるが、コンデンサ７２−１の接地側の電圧とコンデン
サ７２−２の接地側の電圧との差によって反射される際
に、位相差を生じる。このようにして、反射されたＲＦ
信号はそれぞれ、端子ｃ、ｄに入力される。そして、上
記のように生成された位相差によって、入力ＲＦ信号に
対して位相がシフトしたＲＦ信号がハイブリッド７０の
端子ｂから出力される。以上のようにして、ＲＦ移相器
６２では、ＲＦ信号の位相を変化させて出力することが
できる。

【０１０４】なお、ハイブリッド７０及びバリキャップ
７１の動作の詳細については、当業者によれば容易に理
解されるであろう。

【０１０５】図１５は、本発明のプリディストーション
回路の第９の実施形態を示す図である。

【０１０６】なお、同図において、図１４（ａ）と同じ
構成要素には同じ参照符号を付してある。

【０１０７】本実施形態においては、差分プリディスト
ーション回路６０により振幅の補償をした後、直交変調
器６１における局部発振器７５（前述の実施形態の図面
では図示を省略していたが、実際には、ベースバンド信
号をＩＦ信号に変換する場合や、ＲＦ信号に変換する場
合に通常設けられる）の発信信号の位相を変化させるこ
とによりＩＦ信号の位相にプリディストーションをかけ
ている。

【０１０８】入力されたベースバンドＩ、Ｑ信号は加算
器６７に入力されると共に、差分プリディストーション
回路６０にも入力される。差分プリディストーション回
路６０の出力は加算器６７に入力され、加算器６７にお
いて、入力Ｉ、Ｑ信号に加算される。なお、図１４
（ａ）の場合と同様に、図１５においても、Ａ／Ｄ変換
器、Ｄ／Ａ変換器の図示が省略されている。

【０１０９】加算器６７の出力は、直交変調器６１に入
力され、直交変調される。また、加算器６７の出力は、
分岐されて、位相プリディストーション回路６３にも入
力される。位相プリディストーション回路６３は、ベー
スバンドＩ、Ｑ信号に与えるべき位相プリディストーシ
ョン量を示す信号を直交変調器６１の局部発振器７５に
与え、局部発振器７５の出力する信号の位相を変化させ
る。局部発振器７５の出力の位相を変化させることによ
って、直交変調器６１で変調されるベースバンドＩ、Ｑ
信号の位相が調整され、ちょうど位相プリディストーシ
ョンをかけた場合と同じ効果を得ることができる。この
ようにして生成されたＩＦ変調信号は、不図示のＩＦ／
ＲＦ変換器を介して可変減衰器６４に入力され、可変減
衰器６４において出力が調整された後、ＰＡ６５で増幅
され、アンテナ６６から送信される。

【０１１０】なお、本実施形態では、局部発振器７５
は、ＩＦ周波数の信号を出力するものとしている。

【０１１１】図１６は、本発明のプリディストーション
回路の第１０の実施形態を示す図である。

【０１１２】なお、同図において、図１４（ａ）と同じ
構成要素には同じ参照符号を付している。

【０１１３】本実施形態においては、差分プリディスト
ーション回路６０により振幅の補償をした後、周波数混
合器７７における局部発振器７６の位相を変化させるこ
とによりＲＦ信号の位相のプリディストーションを行っ
ている。

【０１１４】入力したベースバンドＩ、Ｑ信号は、差分
プリディストーション回路６０と加算器６７によって、
振幅のプリディストーションがかけられる。なお、前述
した第８及び第９の実施形態の場合と同じように、この
構成においてもＡ／Ｄ変換器、及びＤ／Ａ変換器の図示
が省略されている。

【０１１５】加算器６７の出力は、直交変調器６１によ
って変調され、ＩＦ信号に変換される。なお、図１６の
構成では、図１５に示した直交変調器６１の局部発振器
を位相シフトに使用しないので、該局部発振器について
は図示を省略している。直交変調器６１から出力された
ＩＦ信号は、周波数混合器７７に入力される。一方、分
岐された加算器６７の出力は、位相プリディストーショ
ン回路６３に入力され、位相プリディストーション回路
６３により生成された位相プリディストーション信号が
局部発振器７６に入力される。局部発振器７６は、ＩＦ
信号をＲＦ信号に変換するためのもので、ＲＦ周波数帯
の信号を出力する。局部発振器７６は、位相プリディス
トーション回路６３からの位相プリディストーション信
号に基づいて、出力するＲＦ周波数帯の信号の位相をシ
フトして、周波数混合器７７に供給する。これにより、
直交変調器６１から出力されたＩＦ信号は、周波数混合
器７７においてＲＦ信号に変換されるとともに、位相プ
リディストーションを受け、可変減衰器６４に入力され
る。そして、可変減衰器６４で出力が調整されたＲＦ信
号は、ＰＡ６５で増幅されて、アンテナ６６から送信さ
れる。

【０１１６】図１７は、第９及び第１０の実施形態にお
ける各局部発振器７５，７６の構成を示す図である。

【０１１７】振幅プリディストーション処理を施された
ベースバンド信号のＩ信号とＱ信号が振幅値算出部８０
の端子Ｉ’と端子Ｑ’にそれぞれ入力されると、振幅値
算出部８０において該入力されたＩ信号とＱ信号から振
幅値ｒ’が算出される。上述した第９及び第１０の実施
形態の構成図１５，１６では、この振幅値算出部８０が
示されていないが、図示が省略されているのみであっ
て、実際には、同図の構成に従って設けられるべきもの
である。

【０１１８】振幅値算出部８０で算出された振幅値ｒ’
は、位相プリディストーション回路８１に入力され、位
相プリディストーション回路８１において位相プリディ
ストーション信号θ_pdが生成される。該位相プリディス
トーション信号θ_pdは、位相値変換部８２において、ｃ
ｏｓθ_pd、ｓｉｎθ_pdに変換され、該ｃｏｓθ_pd、ｓｉ
ｎθ_pdが乗算器８３，８４にそれぞれ入力される。発振
器８６からは、所定の周波数ωの正弦波ｃｏｓ（ωｔ）
が出力される。同図の局部発振器８６がベースバンド信
号をＩＦ帯域の信号に変換するために用いられるか（局
部発振器７５の場合）、あるいは、ＩＦ帯域からＲＦ帯
域に信号を変換するために用いられるか（局部発振器７
６）によって、正弦波ｃｏｓ（ωｔ）の角周波数ωの値
は適宜設定されるべきものである。局部発振器８６から
出力された正弦波ｃｏｓ（ωｔ）は、乗算器８４に直接
入力されると共に、９０°移相器８５によって位相が９
０°シフトされてｓｉｎ（ωｔ）に変換され、乗算器８
３に入力される。それぞれ、乗算器８３、８４に入力さ
れたｓｉｎ（ωｔ）、ｃｏｓ（ωｔ）は、乗算器８３，
８４において位相値変換部８２からの出力とそれぞれ乗
算され、各乗算結果が、加算器８７で加算される。これ
により、加算器８７において以下の式の左辺に示す演算
が行われ、位相プリディストーション値θ_pdだけ移相さ
れた周期波ｓｉｎ（ωｔ＋θ_pd）が生成される。

【０１１９】ｃｏｓθ_pd・ｓｉｎ（ωｔ）＋ｓｉｎθ_pd
・ｃｏｓ（ωｔ）＝ｓｉｎ（ωｔ＋θ_pd）以上のようにして、位相がシフトされた周期波ｓｉｎ
（ωｔ＋θ_pd）を使用して、直交変調あるいは、周波数
混合を行うことによって、生成される信号は、位相プリ
ディストーション値θ_pdの分だけ位相シフトされている
ので、第９及び第１０の実施形態において位相プリディ
ストーションを効率よくかけることができる。

【０１２０】なお、上述した本発明の各実施形態は、通
信システムにおける送信機に設けられる電力増幅器を前
提とするものであるが、本発明のプリディストーション
装置あるいはプリディストーション方法は、通信システ
ムでない他のシステムの一部に設けられる増幅器にも適
用可能である。

【０１２１】

【発明の効果】本発明によれば、プリディストーション
信号の入力信号に対する差分に関する情報のみを記録す
る、あるいは、その差分関数を近似関数（ｙ＝ａｘ＋
ｂ）と補正関数に分離し、該補正関数に関する情報のみ
を記録することにより、プリディストーション処理のた
めに必要となる情報の記憶容量を減らすことができ、プ
リディストーションを実装する装置の回路規模を縮小で
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態の基本的原理を説明する図
（その１）である。

【図２】本発明の実施形態の基本的原理を説明する図
（その２）である。

【図３】本発明のプリディストーション回路の第１の実
施形態の構成図である。

【図４】本発明のプリディストーション回路の第２の実
施形態の構成図である。

【図５】本発明のプリディストーション回路の第３の実
施形態の構成図である。

【図６】可変減衰器のゲインがプリディストーション関
数に及ぼす影響について説明する図である。

【図７】図５の振幅プリディストーション部２０の構成
を示した図である。

【図８】本発明のプリディストーション回路の第４の実
施形態の構成図である。

【図９】本発明の実施形態において、Ａ／Ｄ変換する際
の方法について説明する図である。

【図１０】本発明のプリディストーション回路の第５の
実施形態の構成図である。

【図１１】第５の実施形態におけるＣＰＵの実行処理の
流れを示すフローチャートである。

【図１２】本発明のプリディストーション回路の第６の
実施形態の構成図である。

【図１３】本発明のプリディストーション回路の第７の
実施形態の構成図である。

【図１４】本発明のプリディストーション回路の第８の
実施形態の構成図である。

【図１５】本発明のプリディストーション回路の第９の
実施形態の構成図である。

【図１６】本発明のプリディストーション回路の第１０
の実施形態の構成図である。

【図１７】第９及び第１０の実施形態における局部発振
器の構成を示す図である。

【図１８】電力増幅器の入出力特性を示す図である。

【図１９】プリディストーション方式を説明する図であ
る。

【図２０】可変減衰器の減衰特性も含めてプリディスト
ーションで補償しようとする場合の構成及び特性を示し
た図である。

【符号の説明】

１、２座標変換部３、６３、８１位相プリディストーション部（回
路）４ Δ関数加算部５、８、１２、１３、５３、８７加算器６ δ関数加算部７差分加算部１０Ｉ信号プリディストーション部１１Ｑ信号プリディストーション部２０振幅プリディストーション部２１、２５、２６、３１、３２、３３、３４、７７、８
３、８４乗算器２７、３０コンバータ４１、５５プリディストーション回路４２、５６、６１ＱＰＳＫモジュレータ（直交変
調器）４３、５７、６４可変減衰器４４、５８、６５電力増幅器（ＰＡ）４５、５９、６６アンテナ５０Ａ／Ｄ変換器５１、６０差分プリディストーション部５２Ｄ／Ａ変換器６２ＲＦ移相器７０ハイブリッド７１バリキャップ７２−１、７２−２コンデンサ７３−１、７３−２ダイオード７５、７６局部発振器８０振幅値算出部８２位相値変換部８５９０°移相器８６発振器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電力増幅器の入出力特性を線形化するため
のプリディストーション装置において、電力増幅器の入出力特性を線形化するためのプリディス
トーション関数と所定の式で表される関数との差分を差
分プリディストーション関数として使用し、入力された
信号に対し、該差分プリディストーション関数を用い
て、差分プリディストーション信号を生成する差分プリ
ディストーション手段と、該差分プリディストーション信号と、該入力信号とを合
成して、該合成により得られた信号をプリディストーシ
ョン後の信号として出力する合成手段と、を備えること
を特徴とするプリディストーション装置。
【請求項２】前記差分プリディストーション手段は、前
記プリディストーション関数と、ｙ＝ｘ（ｘ：入力信号
値、ｙ：出力信号値）で表される関数との差分を前記差
分プリディストーション関数として保持し、前記入力信
号に対し、該差分プリディストーション関数を用いて差
分プリディストーション信号を生成することを特徴とす
る請求項１に記載のプリディストーション装置。
【請求項３】前記差分プリディストーション手段は、前
記プリディストーション関数と、２つの関数ｙ＝ｘ及び
ｙ＝ａｘ＋ｂ（ｘ：入力信号値、ｙ：出力信号値、ａ及
びｂは定数）との差分を前記差分プリディストーション
関数として保持し、入力信号に対し、該差分プリディス
トーション関数を用いて差分プリディストーション信号
を生成することを特徴とする請求項１に記載のプリディ
ストーション装置。
【請求項４】前記差分プリディストーション手段は、入
力信号である複素ベースバンド信号のＩ信号、及び、Ｑ
信号を振幅と位相に変換し、該振幅と該位相のそれぞれ
についてプリディストーション信号を生成し、前記合成
手段は、該振幅と該位相を、該プリディストーション信
号を用いて、プリディストーションが施されたＩ信号、
及び、Ｑ信号に変換することを特徴とする請求項１に記
載のプリディストーション装置。
【請求項５】前記差分プリディストーション手段は、入
力された複素ベースバンド信号のＩ信号及びＱ信号から
Ｉ信号用とＱ信号用の差分プリディストーション信号を
生成し、前記合成手段は、該Ｉ信号用の差分プリディス
トーション信号及びＱ信号用の差分プリディストーショ
ン信号を、それぞれ、前記入力されたＩ信号及びＱ信号
と加算することにより、プリディストーション信号を生
成することを特徴とする請求項１に記載のプリディスト
ーション装置。
【請求項６】延期入力信号と前記差分プリディストーシ
ョン信号のそれぞれの量子化ビット数を独立に調整して
最適化することを特徴とする請求項１に記載のプリディ
ストーション装置。
【請求項７】プロセッサを備え、前記差分プリディストーション手段と前記加算手段の処
理を、前記プロセッサ上によりソフトウェア処理によっ
て実現することを特徴とする請求項１に記載のプリディ
ストーション装置。
【請求項８】前記プロセッサは、前記プリディストーシ
ョン後の信号に対する変調処理を、ソフトウェア処理に
より更に行うことを特徴とする請求項７に記載のプリデ
ィストーション装置。
【請求項９】前記合成手段は、前記差分プリディストー
ション信号をアナログ信号に変換した後、該アナログ差
分プリディストーション信号をアナログの入力信号と加
算することにより、前記プリディストーション後の信号
を生成することを特徴とする請求項１に記載のプリディ
ストーション装置。
【請求項１０】前記差分プリディストーション手段は、
前記電力増幅器のみだけでなく、自手段から外部に信号
を送信するアンテナまでの信号経路に存在する、通信シ
ステムにおける送信機の他の構成要素の非線形特性も含
めて補償する差分プリディストーション信号を生成する
ことを特徴とする請求項１に記載のプリディストーショ
ン装置。
【請求項１１】前記合成手段からの出力値を基に、信号
を外部に送信するための変調が施された複素ＩＦ信号ま
たは複素ＲＦ信号に対して、位相に対するプリディスト
ーション行う位相プリディストーション手段を、更に備
えることを特徴とする請求項１に記載のプリディストー
ション装置。
【請求項１２】前記位相プリディストーション手段は前
記変調を施す変調器が有する局部発振器の位相を調整す
ることにより、前記位相に対するプリディストーション
を行うことを特徴とする請求項１１に記載のプリディス
トーション装置。
【請求項１３】前記位相プリディストーション手段は、
ＩＦ信号をＲＦ信号に変換する周波数混合器が有する局
部発振器の位相を調整することにより、前記位相に対す
るプリディストーションを行うことを特徴とする請求項
１１に記載のプリディストーション装置。
【請求項１４】電力増幅器の入出力特性を線形化するた
めのプリディストーション方法において、（ａ）電力増幅器の入出力特性を線形化するためのプリ
ディストーション関数と所定の式で表される関数との差
分を差分プリディストーション関数として使用し、入力
された信号に対し、該差分プリディストーション関数を
用いて、差分プリディストーション信号を生成するステ
ップと、（ｂ）該差分プリディストーション信号と、該入力信号
とを合成して、該合成により得られた信号をプリディス
トーション後の信号として出力するステップと、を備え
ることを特徴とするプリディストーション方法。
【請求項１５】前記ステップ（ａ）では、前記プリディ
ストーション関数と、ｙ＝ｘ（ｘ：入力信号値、ｙ：出
力信号値）で表される関数との差分を前記差分プリディ
ストーション関数として保持し、前記入力信号に対し、
該差分プリディストーション関数を用いて差分プリディ
ストーション信号を生成することを特徴とする請求項１
４に記載のプリディストーション装置。
【請求項１６】前記ステップ（ａ）では、前記プリディ
ストーション関数と、２つの関数ｙ＝ｘ及びｙ＝ａｘ＋
ｂ（ｘ：入力信号値、ｙ：出力信号値、ａ及びｂは定
数）との差分を前記差分プリディストーション関数とし
て保持し、入力信号に対し、該差分プリディストーショ
ン関数を用いて差分プリディストーション信号を生成す
ることを特徴とする請求項１４に記載のプリディストー
ション方法。
【請求項１７】前記ステップ（ｂ）では、入力信号であ
る複素ベースバンド信号のＩ信号及びＱ信号を振幅と位
相に変換し、該振幅と該位相のそれぞれについてプリデ
ィストーション信号を生成し、該振幅と該位相を、該プ
リディストーション信号を用いて、プリディストーショ
ンが施されたＩ信号とＱ信号に変換することを特徴とす
る請求項１４に記載のプリディストーション方法。
【請求項１８】前記ステップ（ｂ）では、入力された複
素ベースバンド信号のＩ信号及びＱ信号からＩ信号用と
Ｑ信号用の差分プリディストーション信号を生成し、前
記ステップ（ｂ）では、該Ｉ信号用の差分プリディスト
ーション信号及び該Ｑ信号用の差分プリディストーショ
ン信号を、それぞれ、前記入力されたＩ信号及びＱ信号
と加算することにより、プリディストーション信号を生
成することを特徴とする請求項１４に記載のプリディス
トーション方法。
【請求項１９】前記入力信号と前記差分プリディストー
ション信号のそれぞれの量子化ビット数を独立に調整し
て最適化することを特徴とする請求項１４に記載のプリ
ディストーション方法。
【請求項２０】前記ステップ（ｂ）は、前記差分プリデ
ィストーション信号をアナログ信号に変換した後、該ア
ナログの差分プリディストーション信号をアナログの入
力信号と加算することにより、前記プリディストーショ
ン後の信号を生成することを特徴とする請求項１４に記
載のプリディストーション方法。
【請求項２１】前記ステップ（ｂ）の出力値を基に、信
号を外部に送信するための変調が施された複素ＩＦ信号
または複素ＲＦ信号に対して、位相に対するプリディス
トーション行う位相プリディストーション手段を、更に
備えることを特徴とする請求項１４に記載のプリディス
トーション方法。
【請求項２２】前記位相プリディストーションは前記変
調を施す変調器が有する局部発振器の位相を調整するこ
とにより、前記位相に対するプリディストーションを行
うことを特徴とする請求項２１に記載のプリディストー
ション方法。
【請求項２３】前記位相プリディストーションは、ＩＦ
信号をＲＦ信号に変換する周波数混合器が有する局部発
振器の位相を調整することにより、前記位相に対するプ
リディストーションを行うことを特徴とする請求項２１
に記載のプリディストーション方法。