JP2003087344A - ダイレクトコンバージョン受信機 - Google Patents
ダイレクトコンバージョン受信機Info
- Publication number
- JP2003087344A JP2003087344A JP2001317476A JP2001317476A JP2003087344A JP 2003087344 A JP2003087344 A JP 2003087344A JP 2001317476 A JP2001317476 A JP 2001317476A JP 2001317476 A JP2001317476 A JP 2001317476A JP 2003087344 A JP2003087344 A JP 2003087344A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- component
- junction device
- parameter
- phase component
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 マルチポートジャンクションデバイスに基づ
き、位相及び振幅のインバランス情報なしで復調シンボ
ルのＩＱインバランスを補正できるダイレクトコンバー
ジョン受信機を提供する。 【解決手段】 マルチポートジャンクションデバイス１
０は、受信したＲＦ信号とローカル発振信号を合成し、
電力検波器ＰＤによって３つの出力信号を生成し、ＩＱ
演算器３０は電力検波器の出力信号及びパラメータ演算
器４０で生成されたパラメータαとβに応じて、Ｉ成分
及びＱ成分を演算し、ＩＱインバランスを補正する。
き、位相及び振幅のインバランス情報なしで復調シンボ
ルのＩＱインバランスを補正できるダイレクトコンバー
ジョン受信機を提供する。 【解決手段】 マルチポートジャンクションデバイス１
０は、受信したＲＦ信号とローカル発振信号を合成し、
電力検波器ＰＤによって３つの出力信号を生成し、ＩＱ
演算器３０は電力検波器の出力信号及びパラメータ演算
器４０で生成されたパラメータαとβに応じて、Ｉ成分
及びＱ成分を演算し、ＩＱインバランスを補正する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、マルチポートジャ
ンクションデバイスに基づくダイレクトコンバージョン
受信機、特に受信シンボルのＩ／Ｑインバランスに対し
て、ディジタル校正及び補正を行うことができるダイレ
クトコンバージョン受信機に関するものである。
ンクションデバイスに基づくダイレクトコンバージョン
受信機、特に受信シンボルのＩ／Ｑインバランスに対し
て、ディジタル校正及び補正を行うことができるダイレ
クトコンバージョン受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】リニア変調方式（例えば、Ｍ−ＰＳＫ，
Ｍ−ＱＡＭ）のディジタルラジオ受信機の主なタスク
は、情報を伝搬する複素ベースバンドシンボルを再生す
ることである。しかし、受信機におけるディジタル及び
アナログ回路の特性によって、シンボルの実数部と虚数
部がかならずしも互いに直交する（即ち、互いに９０度
の角度をなす）とは限らない。復調シンボルにおける実
数部と虚数部の直交性の欠如は一般的にＩ／Ｑインバラ
ンスと呼ばれる。
Ｍ−ＱＡＭ）のディジタルラジオ受信機の主なタスク
は、情報を伝搬する複素ベースバンドシンボルを再生す
ることである。しかし、受信機におけるディジタル及び
アナログ回路の特性によって、シンボルの実数部と虚数
部がかならずしも互いに直交する（即ち、互いに９０度
の角度をなす）とは限らない。復調シンボルにおける実
数部と虚数部の直交性の欠如は一般的にＩ／Ｑインバラ
ンスと呼ばれる。
【０００３】復調シンボルの実数部と虚数部は、それぞ
れＩチャネル（あるいは単にＩ）及びＱチャネル（ある
いは単にＱ）シンボルとして知られている。従来、Ｉ／
Ｑインバランスのディジタル校正及び補正は、直接Ｉシ
ンボル及びＱシンボルに対して行われる。一例として、
次式に示すように入力Ｉ／Ｑベクトルに対する変換によ
って、位相回転及び利得調整の組合せでインバランスを
校正できる。
れＩチャネル（あるいは単にＩ）及びＱチャネル（ある
いは単にＱ）シンボルとして知られている。従来、Ｉ／
Ｑインバランスのディジタル校正及び補正は、直接Ｉシ
ンボル及びＱシンボルに対して行われる。一例として、
次式に示すように入力Ｉ／Ｑベクトルに対する変換によ
って、位相回転及び利得調整の組合せでインバランスを
校正できる。
【０００４】
【数１】
【０００５】式（１）において、ＩdcとＱdcは、それぞ
れＩシンボルとＱシンボルの直流オフセットを示し、σ
1 とσ2 は、それぞれ次式によって与えられる。
れＩシンボルとＱシンボルの直流オフセットを示し、σ
1 とσ2 は、それぞれ次式によって与えられる。
【０００６】
【数２】σ1 ＝ｃｏｓ（θ）／（１＋α）−１
σ2 ＝−ｓｉｎ（θ）／（１＋α）
【０００７】ここで、θは位相インバランスであり、α
は振幅インバランスである。
は振幅インバランスである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来のＩ／Ｑインバランスに対する校正及び補正方法にお
いて、式（１）を用いてＩ／Ｑインバランスを校正及び
補正するとき、Ｉシンボル及びＱシンボルの位相インバ
ランスθ、振幅インバランスα及び直流オフセットを知
らなければならない。しかし、ほとんどの場合受信シン
ボルに応じて、ＩシンボルとＱシンボルの位相インバラ
ンスθ、振幅インバランスα及び直流成分を求めること
が困難であるため、従来の方法によってＩ／Ｑインバラ
ンスを校正及び補正することが困難であった。
来のＩ／Ｑインバランスに対する校正及び補正方法にお
いて、式（１）を用いてＩ／Ｑインバランスを校正及び
補正するとき、Ｉシンボル及びＱシンボルの位相インバ
ランスθ、振幅インバランスα及び直流オフセットを知
らなければならない。しかし、ほとんどの場合受信シン
ボルに応じて、ＩシンボルとＱシンボルの位相インバラ
ンスθ、振幅インバランスα及び直流成分を求めること
が困難であるため、従来の方法によってＩ／Ｑインバラ
ンスを校正及び補正することが困難であった。
【０００９】本発明の目的は、受信信号のＩシンボルと
Ｑシンボルの位相インバランス、振幅インバランス及び
直流オフセットに関する情報がなくても、受信シンボル
のＩ／Ｑインバランスを校正及び補正できるマルチポー
トジャンクションデバイスに基づくダイレクトコンバー
ジョン受信機を提供し、即ちダイレクトコンバージョン
受信機におけるＩ／Ｑインバランスのディジタル校正及
び補正方法を提供することにある。
Ｑシンボルの位相インバランス、振幅インバランス及び
直流オフセットに関する情報がなくても、受信シンボル
のＩ／Ｑインバランスを校正及び補正できるマルチポー
トジャンクションデバイスに基づくダイレクトコンバー
ジョン受信機を提供し、即ちダイレクトコンバージョン
受信機におけるＩ／Ｑインバランスのディジタル校正及
び補正方法を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の第１の観点のダイレクトコンバージョン受
信機によれば、本発明はマルチポートジャンクションデ
バイスに基づき、受信シンボルのＩ／Ｑインバランスを
校正及び補正するダイレクトコンバージョン受信機であ
って、上記マルチポートジャンクションデバイスの出力
に応じて、同相成分と直交成分を演算する第１の演算手
段と、上記同相成分と直交成分に応じて、所定のアルゴ
リズムを用いて第１のパラメータと第２のパラメータを
演算する第２の演算手段と、を有し、上記第１の演算手
段は、上記マルチポートジャンクションデバイスの第１
の出力に上記第１のパラメータを乗じ、上記マルチポー
トジャンクションデバイスの第２の出力に上記第２のパ
ラメータを乗じ、上記マルチポートジャンクションデバ
イスの出力及び上記第１と第２の乗算器の乗算結果に応
じて、上記同相成分と直交成分を演算する。
め、本発明の第１の観点のダイレクトコンバージョン受
信機によれば、本発明はマルチポートジャンクションデ
バイスに基づき、受信シンボルのＩ／Ｑインバランスを
校正及び補正するダイレクトコンバージョン受信機であ
って、上記マルチポートジャンクションデバイスの出力
に応じて、同相成分と直交成分を演算する第１の演算手
段と、上記同相成分と直交成分に応じて、所定のアルゴ
リズムを用いて第１のパラメータと第２のパラメータを
演算する第２の演算手段と、を有し、上記第１の演算手
段は、上記マルチポートジャンクションデバイスの第１
の出力に上記第１のパラメータを乗じ、上記マルチポー
トジャンクションデバイスの第２の出力に上記第２のパ
ラメータを乗じ、上記マルチポートジャンクションデバ
イスの出力及び上記第１と第２の乗算器の乗算結果に応
じて、上記同相成分と直交成分を演算する。
【００１１】また、本発明の第２の観点のダイレクトコ
ンバージョン受信機によれば、本発明は、マルチポート
ジャンクションデバイスに基づき、受信シンボルのＩ／
Ｑインバランスを校正及び補正するダイレクトコンバー
ジョン受信機であって、上記マルチポートジャンクショ
ンデバイスの出力に応じて、同相成分と直交成分を演算
する第１の演算手段と、上記同相成分と直交成分に応じ
て、所定のアルゴリズムを用いて第１のパラメータと第
２のパラメータを演算する第２の演算手段と、上記同相
成分及び直交成分から直流オフセットを除去する直流オ
フセット除去手段と、上記直流オフセット除去手段によ
って得られた上記同相成分及び直交成分の振幅エラーを
検出し、上記検出した振幅エラーに応じて第１と第２の
勾配を生成する振幅エラー検出器とを有し、上記第１の
演算手段は、上記マルチポートジャンクションデバイス
の出力と上記第１の勾配との積と、上記マルチポートジ
ャンクションデバイスの出力と上記第２の勾配との積、
及び上記第１と第２のパラメータに応じて上記同相成分
と直交成分を生成する。
ンバージョン受信機によれば、本発明は、マルチポート
ジャンクションデバイスに基づき、受信シンボルのＩ／
Ｑインバランスを校正及び補正するダイレクトコンバー
ジョン受信機であって、上記マルチポートジャンクショ
ンデバイスの出力に応じて、同相成分と直交成分を演算
する第１の演算手段と、上記同相成分と直交成分に応じ
て、所定のアルゴリズムを用いて第１のパラメータと第
２のパラメータを演算する第２の演算手段と、上記同相
成分及び直交成分から直流オフセットを除去する直流オ
フセット除去手段と、上記直流オフセット除去手段によ
って得られた上記同相成分及び直交成分の振幅エラーを
検出し、上記検出した振幅エラーに応じて第１と第２の
勾配を生成する振幅エラー検出器とを有し、上記第１の
演算手段は、上記マルチポートジャンクションデバイス
の出力と上記第１の勾配との積と、上記マルチポートジ
ャンクションデバイスの出力と上記第２の勾配との積、
及び上記第１と第２のパラメータに応じて上記同相成分
と直交成分を生成する。
【００１２】また、本発明では、好適には、上記第２の
演算手段は、上記第１のパラメータを生成する第１の部
分回路と、上記第２のパラメータを生成する第２の部分
回路とをさらに有し、上記第１の部分回路は、上記第１
の演算手段から出力される上記同相成分の移動平均値を
演算する平均値演算手段と、上記同相成分の移動平均値
の符号に応じて、上記同相成分の移動平均値の絶対値と
第１の係数との第１の積、または上記同相成分の移動平
均値の絶対値と第２の係数との第２の積の何れかを選択
するセレクタとを有し、上記第２の部分回路は、上記第
１の演算手段から出力される上記直交成分の移動平均値
を演算する平均値演算手段と、上記直交成分の移動平均
値の符号に応じて、上記直交成分の移動平均値の絶対値
と上記第１の係数との第１の積、または上記同相成分の
移動平均値の絶対値と上記第２の係数との第２の積の何
れかを選択するセレクタとを有する。
演算手段は、上記第１のパラメータを生成する第１の部
分回路と、上記第２のパラメータを生成する第２の部分
回路とをさらに有し、上記第１の部分回路は、上記第１
の演算手段から出力される上記同相成分の移動平均値を
演算する平均値演算手段と、上記同相成分の移動平均値
の符号に応じて、上記同相成分の移動平均値の絶対値と
第１の係数との第１の積、または上記同相成分の移動平
均値の絶対値と第２の係数との第２の積の何れかを選択
するセレクタとを有し、上記第２の部分回路は、上記第
１の演算手段から出力される上記直交成分の移動平均値
を演算する平均値演算手段と、上記直交成分の移動平均
値の符号に応じて、上記直交成分の移動平均値の絶対値
と上記第１の係数との第１の積、または上記同相成分の
移動平均値の絶対値と上記第２の係数との第２の積の何
れかを選択するセレクタとを有する。
【００１３】また、本発明では、好適には、上記マルチ
ポートジャンクションデバイスは５ポートジャンクショ
ンデバイスであって、受信信号とローカル発振信号とを
合成し、３つの信号を出力するパッシブ回路と、上記パ
ッシブ回路の出力信号に対して電力検波し、３つの電力
検波信号を上記第１の演算手段に出力する３つの電力検
波器とを有する。
ポートジャンクションデバイスは５ポートジャンクショ
ンデバイスであって、受信信号とローカル発振信号とを
合成し、３つの信号を出力するパッシブ回路と、上記パ
ッシブ回路の出力信号に対して電力検波し、３つの電力
検波信号を上記第１の演算手段に出力する３つの電力検
波器とを有する。
【００１４】さらに、本発明では、好適には、上記電力
検波器からの電力検波信号をフィルタリングする３つの
ローパスフィルタをさらに有する。
検波器からの電力検波信号をフィルタリングする３つの
ローパスフィルタをさらに有する。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、添付の図面を参照しなが
ら、本発明の好適な実施形態について説明する。第１実施形態 図１は、マルチポートジャンクションデバイスに基づ
き、Ｉ／Ｑインバランスを校正及び補正する本発明に係
るダイレクトコンバージョン受信機の第１の実施形態を
示す回路図である。
ら、本発明の好適な実施形態について説明する。第１実施形態 図１は、マルチポートジャンクションデバイスに基づ
き、Ｉ／Ｑインバランスを校正及び補正する本発明に係
るダイレクトコンバージョン受信機の第１の実施形態を
示す回路図である。
【００１６】図１に示すように、本実施形態のダイレク
トコンバージョン受信機は、マルチポートジャンクショ
ンデバイス１０、ローカル発振器２０、ＩＱ演算器３０
及びパラメータ演算器４０によって構成されている。
トコンバージョン受信機は、マルチポートジャンクショ
ンデバイス１０、ローカル発振器２０、ＩＱ演算器３０
及びパラメータ演算器４０によって構成されている。
【００１７】図示のように、マルチポートジャンクショ
ンデバイス１０は、例えば、それぞれ受信信号ＲＣとロ
ーカル発振信号ＬＯを入力する２つの入力ポート、及び
３つの電力検波出力信号を出力する３つの出力ポートを
有する５ポートジャンクションデバイスである。以下、
マルチポートジャンクションデバイス１０は、単に５ポ
ートジャンクションデバイスと表記する。
ンデバイス１０は、例えば、それぞれ受信信号ＲＣとロ
ーカル発振信号ＬＯを入力する２つの入力ポート、及び
３つの電力検波出力信号を出力する３つの出力ポートを
有する５ポートジャンクションデバイスである。以下、
マルチポートジャンクションデバイス１０は、単に５ポ
ートジャンクションデバイスと表記する。
【００１８】図１に示すように、５ポートジャンクショ
ンデバイス１０は、パッシブ回路１２及び３つの電力検
波器１３，１４と１５によって構成されている。入力さ
れる受信信号ＲＣ及びローカル発振信号ＬＯはＲＦ信
号、即ち、ラジオ周波数バンド、例えば、中心周波数
５．５ＧＨｚの周波数バンドの信号である。一方、出力
される電力検波信号Ｐ1 ，Ｐ2 及びＰ3 は、ベースバン
ド信号である。
ンデバイス１０は、パッシブ回路１２及び３つの電力検
波器１３，１４と１５によって構成されている。入力さ
れる受信信号ＲＣ及びローカル発振信号ＬＯはＲＦ信
号、即ち、ラジオ周波数バンド、例えば、中心周波数
５．５ＧＨｚの周波数バンドの信号である。一方、出力
される電力検波信号Ｐ1 ，Ｐ2 及びＰ3 は、ベースバン
ド信号である。
【００１９】ローカル発振器２０は、ローカル発振信号
ＬＯを生成し、５ポートジャンクションデバイスに出力
する。５ポートジャンクションデバイス１０は、２つの
入力信号、即ち、受信信号ＲＣとローカル発振器２０か
ら供給されるローカル発振信号ＬＯとを線形合成で合成
し、例えば、３つの信号を出力する。電力検波器１３，
１４と１５は、パッシブ回路１２からの出力信号のアナ
ログ電力値を検波し、検波した電力値（電圧値）Ｐ1 ，
Ｐ2 とＰ3 をＩＱ演算器３０に出力する。
ＬＯを生成し、５ポートジャンクションデバイスに出力
する。５ポートジャンクションデバイス１０は、２つの
入力信号、即ち、受信信号ＲＣとローカル発振器２０か
ら供給されるローカル発振信号ＬＯとを線形合成で合成
し、例えば、３つの信号を出力する。電力検波器１３，
１４と１５は、パッシブ回路１２からの出力信号のアナ
ログ電力値を検波し、検波した電力値（電圧値）Ｐ1 ，
Ｐ2 とＰ3 をＩＱ演算器３０に出力する。
【００２０】なお、好適には、電力検波器１３，１４と
１５の検波出力は、図１に示していない適宜な帯域幅を
持つローパスフィルタを用いてフィルタリングしたのち
ＩＱ演算器３０に出力した方が望ましい。
１５の検波出力は、図１に示していない適宜な帯域幅を
持つローパスフィルタを用いてフィルタリングしたのち
ＩＱ演算器３０に出力した方が望ましい。
【００２１】ＩＱ演算器３０は、５ポートジャンクショ
ンデバイス１０からの出力信号Ｐ1，Ｐ2 とＰ3 に応じ
て、Ｉ成分とＱ成分をそれぞれ演算する。ここで、例え
ば、信号Ｐ1 ，Ｐ2 とＰ3 は、図示しないアナログ／デ
ィジタル変換器（Ａ／Ｄ）によってディジタルデータに
変換される。即ち、ＩＱ演算器３０は、復調器として動
作し、ディジタル化された入力信号Ｐ1 ，Ｐ2 とＰ3 に
対して復調処理を行い、同相のＩ成分と直交のＱ成分を
それぞれ出力する。
ンデバイス１０からの出力信号Ｐ1，Ｐ2 とＰ3 に応じ
て、Ｉ成分とＱ成分をそれぞれ演算する。ここで、例え
ば、信号Ｐ1 ，Ｐ2 とＰ3 は、図示しないアナログ／デ
ィジタル変換器（Ａ／Ｄ）によってディジタルデータに
変換される。即ち、ＩＱ演算器３０は、復調器として動
作し、ディジタル化された入力信号Ｐ1 ，Ｐ2 とＰ3 に
対して復調処理を行い、同相のＩ成分と直交のＱ成分を
それぞれ出力する。
【００２２】図２は、ＩＱ演算器３０の一構成例を示す
回路図である。図２（ａ）は、Ｉ成分を演算する部分回
路３０−１、そして図２（ｂ）は、Ｑ成分を演算する部
分回路３０−２をそれぞれ示している。
回路図である。図２（ａ）は、Ｉ成分を演算する部分回
路３０−１、そして図２（ｂ）は、Ｑ成分を演算する部
分回路３０−２をそれぞれ示している。
【００２３】図２（ａ）に示すように、部分回路３０−
１は、乗算器３０１，３０２，…，３０５及び加算器３
０６によって構成されている。乗算器３０１は、入力信
号Ｐ 1 に係数ｈ11を乗じ、その結果を加算器３０６に出
力し、乗算器３０２は、入力信号Ｐ2 に係数ｈ12を乗
じ、乗算器３０３は、入力信号Ｐ3 に係数ｈ13を乗じ
る。乗算器３０４は、乗算器３０２の出力にパラメータ
αを乗じ、その結果を加算器３０６に出力し、乗算器３
０５は、乗算器３０３の出力にパラメータβを乗じ、そ
の結果を加算器３０６に出力する。加算器３０６は、乗
算器３０１、３０４と３０５の出力信号及び係数ｈ10を
加算し、Ｉ成分を生成する。係数ｈ10，ｈ11，ｈ12及び
ｈ13は予め決められ、そしてパラメータαとβは、のち
に説明するパラメータ演算器４０によって生成される。
１は、乗算器３０１，３０２，…，３０５及び加算器３
０６によって構成されている。乗算器３０１は、入力信
号Ｐ 1 に係数ｈ11を乗じ、その結果を加算器３０６に出
力し、乗算器３０２は、入力信号Ｐ2 に係数ｈ12を乗
じ、乗算器３０３は、入力信号Ｐ3 に係数ｈ13を乗じ
る。乗算器３０４は、乗算器３０２の出力にパラメータ
αを乗じ、その結果を加算器３０６に出力し、乗算器３
０５は、乗算器３０３の出力にパラメータβを乗じ、そ
の結果を加算器３０６に出力する。加算器３０６は、乗
算器３０１、３０４と３０５の出力信号及び係数ｈ10を
加算し、Ｉ成分を生成する。係数ｈ10，ｈ11，ｈ12及び
ｈ13は予め決められ、そしてパラメータαとβは、のち
に説明するパラメータ演算器４０によって生成される。
【００２４】同様に、図２（ｂ）に示すように、部分回
路３０−２は、乗算器３１１，３１２，…，３１５及び
加算器３１６によって構成されている。乗算器３１１
は、入力信号Ｐ1 に係数ｈ21を乗じ、その結果を加算器
３１６に出力し、乗算器３１２は、入力信号Ｐ2 に係数
ｈ22を乗じ、乗算器３１３は、入力信号Ｐ3 に係数ｈ23
を乗じる。乗算器３１４は、乗算器３１２の出力にパラ
メータαを乗じ、その結果を加算器３１６に出力し、乗
算器３１５は、乗算器３１３の出力にパラメータβを乗
じ、その結果を加算器３１６に出力する。加算器３１６
は、乗算器３１１、３１４と３１５の出力信号及び係数
ｈ20を加算し、Ｑ成分を生成する。係数ｈ20，ｈ21，ｈ
22及びｈ23は予め決められ、そしてパラメータαとβ
は、のちに説明するパラメータ演算器４０によって生成
される。
路３０−２は、乗算器３１１，３１２，…，３１５及び
加算器３１６によって構成されている。乗算器３１１
は、入力信号Ｐ1 に係数ｈ21を乗じ、その結果を加算器
３１６に出力し、乗算器３１２は、入力信号Ｐ2 に係数
ｈ22を乗じ、乗算器３１３は、入力信号Ｐ3 に係数ｈ23
を乗じる。乗算器３１４は、乗算器３１２の出力にパラ
メータαを乗じ、その結果を加算器３１６に出力し、乗
算器３１５は、乗算器３１３の出力にパラメータβを乗
じ、その結果を加算器３１６に出力する。加算器３１６
は、乗算器３１１、３１４と３１５の出力信号及び係数
ｈ20を加算し、Ｑ成分を生成する。係数ｈ20，ｈ21，ｈ
22及びｈ23は予め決められ、そしてパラメータαとβ
は、のちに説明するパラメータ演算器４０によって生成
される。
【００２５】上述したように、ＩＱ演算器３０は、ディ
ジタル化された３つの電力検波器の出力信号Ｐ1 ，Ｐ2
とＰ3 に応じて、次式に示す方法で同相成分Ｉ及び直交
成分Ｑの値を計算する。
ジタル化された３つの電力検波器の出力信号Ｐ1 ，Ｐ2
とＰ3 に応じて、次式に示す方法で同相成分Ｉ及び直交
成分Ｑの値を計算する。
【００２６】
【数３】
Ｉ＝ｈ10＋ｈ11Ｐ1 ＋αｈ12Ｐ2 ＋βｈ13Ｐ3
Ｑ＝ｈ20＋ｈ21Ｐ1 ＋αｈ22Ｐ2 ＋βｈ23Ｐ3
【００２７】式（３）において、係数ｈ10，ｈ11，
ｈ12，ｈ13，ｈ20，ｈ21，ｈ22及びｈ23はマルチポート
ジャンクションデバイス１０の特性、例えば、パッシブ
回路１２及び電力検波器１３，１４と１５の特性に応じ
て予め決められている。
ｈ12，ｈ13，ｈ20，ｈ21，ｈ22及びｈ23はマルチポート
ジャンクションデバイス１０の特性、例えば、パッシブ
回路１２及び電力検波器１３，１４と１５の特性に応じ
て予め決められている。
【００２８】次に、パラメータ演算回路４０の構成及び
動作について、図３を参照しつつ説明する。なお、図３
において、パラメータαを演算する部分回路４０−１の
みが示されている。パラメータβを演算する部分回路
は、部分回路４０−１とほぼ同じ構成を有する。
動作について、図３を参照しつつ説明する。なお、図３
において、パラメータαを演算する部分回路４０−１の
みが示されている。パラメータβを演算する部分回路
は、部分回路４０−１とほぼ同じ構成を有する。
【００２９】図３に示すように、パラメータ演算回路４
０の部分回路４０−１は、移動平均演算器４０１、絶対
値演算器４０２、符号抽出回路４０３、乗算器４０４，
４０５及びスイッチ（セレクタ）４０６によって構成さ
れている。
０の部分回路４０−１は、移動平均演算器４０１、絶対
値演算器４０２、符号抽出回路４０３、乗算器４０４，
４０５及びスイッチ（セレクタ）４０６によって構成さ
れている。
【００３０】移動平均演算器４０１は、所定の幅を持つ
窓関数を用いて、ＩＱ演算器３０から入力されるＩ成分
の移動平均値を演算し、平均値ｅi を出力する。絶対値
演算器４０２は、移動平均値ｅi の絶対値ｘを演算し、
乗算器４０４及び４０５に出力する。即ち、ｘ＝｜ｅi
｜である。
窓関数を用いて、ＩＱ演算器３０から入力されるＩ成分
の移動平均値を演算し、平均値ｅi を出力する。絶対値
演算器４０２は、移動平均値ｅi の絶対値ｘを演算し、
乗算器４０４及び４０５に出力する。即ち、ｘ＝｜ｅi
｜である。
【００３１】符号抽出回路４０３は、移動平均値ｅi の
符号を抽出し、その結果をスイッチ４０６に出力する。
符号を抽出し、その結果をスイッチ４０６に出力する。
【００３２】乗算器４０４は、絶対値ｘと係数ｃ1 とを
乗算し、積ｘｃ1 をスイッチ４０６に出力する。乗算器
４０５は、絶対値ｘと係数ｃ2 とを乗算し、積ｘｃ2 を
スイッチ４０６に出力する。
乗算し、積ｘｃ1 をスイッチ４０６に出力する。乗算器
４０５は、絶対値ｘと係数ｃ2 とを乗算し、積ｘｃ2 を
スイッチ４０６に出力する。
【００３３】スイッチ４０６は、符号抽出回路４０３か
ら出力された移動平均値ｅi の符号に応じて、乗算器４
０４または４０５の何れか１つから出力された積を選択
する。具体的に、符号が０のとき、即ち、移動平均ｅi
≧０のとき、スイッチ４０６は乗算器４０４から出力さ
れた積ｘｃ1 を選択し、一方、符号が１のとき、即ち、
移動平均ｅi ＜０のとき、スイッチ４０６は乗算器４０
５から出力された積ｘｃ2 を選択する。スイッチ４０６
は、選択された積をパラメータαとして出力する。
ら出力された移動平均値ｅi の符号に応じて、乗算器４
０４または４０５の何れか１つから出力された積を選択
する。具体的に、符号が０のとき、即ち、移動平均ｅi
≧０のとき、スイッチ４０６は乗算器４０４から出力さ
れた積ｘｃ1 を選択し、一方、符号が１のとき、即ち、
移動平均ｅi ＜０のとき、スイッチ４０６は乗算器４０
５から出力された積ｘｃ2 を選択する。スイッチ４０６
は、選択された積をパラメータαとして出力する。
【００３４】即ち、パラメータ演算回路４０の部分回路
４０−１は、次のようにパラメータαを計算する：
４０−１は、次のようにパラメータαを計算する：
【００３５】
【数４】
【００３６】ここで、ｘはＩ成分の移動平均ｅi の絶対
値である。係数ｃ1 とｃ2 は次のルールに従って予め定
められている。即ち、ｃ1 とｃ2 は次のように決められ
ている： １．係数ｃ1 は１より小さい、 ２．係数ｃ2 の値は係数ｃ1 より、およそ２桁大きい。
値である。係数ｃ1 とｃ2 は次のルールに従って予め定
められている。即ち、ｃ1 とｃ2 は次のように決められ
ている： １．係数ｃ1 は１より小さい、 ２．係数ｃ2 の値は係数ｃ1 より、およそ２桁大きい。
【００３７】ルール１は、制御ループの安定性のために
適用され、ルール２は収束領域において移動平均値が同
じ符号を持つことを保証するために適用される。係数ｃ
1 とｃ2 の値について１つの好適な例は、例えば、ｃ1
＝０．１、ｃ2 ＝９．５である。
適用され、ルール２は収束領域において移動平均値が同
じ符号を持つことを保証するために適用される。係数ｃ
1 とｃ2 の値について１つの好適な例は、例えば、ｃ1
＝０．１、ｃ2 ＝９．５である。
【００３８】同様に、パラメータ演算回路４０は、次に
示す式に応じて、パラメータβを計算する。
示す式に応じて、パラメータβを計算する。
【００３９】
【数５】
【００４０】ここで、ｅq はＩＱ演算器３０から出力さ
れるＱ成分の移動平均値であり、そして係数ｃ1 とｃ2
は式（４）に示す係数と同様である。
れるＱ成分の移動平均値であり、そして係数ｃ1 とｃ2
は式（４）に示す係数と同様である。
【００４１】図４は、本実施形態のアルゴリズムを用い
てＩ／Ｑインバランスを補正せず、電力検波器の出力に
ミスマッチが存在する１６−ＱＡＭの復調シンボルの一
例を示している。図示のように、ダイレクトコンバージ
ョン受信機の電力検波器のミスマッチのため、出力され
た復調シンボルにＩ／Ｑインバランスが存在する。
てＩ／Ｑインバランスを補正せず、電力検波器の出力に
ミスマッチが存在する１６−ＱＡＭの復調シンボルの一
例を示している。図示のように、ダイレクトコンバージ
ョン受信機の電力検波器のミスマッチのため、出力され
た復調シンボルにＩ／Ｑインバランスが存在する。
【００４２】図５は、本実施形態が提案したアルゴリズ
ムを用いてＩ／Ｑインバランス補正をしたあとの１６−
ＱＡＭ復調シンボルの一例を示している。図示のよう
に、本実施形態のダイレクトコンバージョン受信機につ
いて提案したＩ／Ｑインバランス補正アルゴリズムを適
用することによって、出力されるＩシンボルとＱシンボ
ルが補正されるため、復調シンボルのＩ／Ｑインバラン
スが低減される。
ムを用いてＩ／Ｑインバランス補正をしたあとの１６−
ＱＡＭ復調シンボルの一例を示している。図示のよう
に、本実施形態のダイレクトコンバージョン受信機につ
いて提案したＩ／Ｑインバランス補正アルゴリズムを適
用することによって、出力されるＩシンボルとＱシンボ
ルが補正されるため、復調シンボルのＩ／Ｑインバラン
スが低減される。
【００４３】上述したように、本実施形態のダイレクト
コンバージョン受信機において、マルチポートジャンク
ションデバイスの電力検波器の出力に対してアダプティ
ブなアルゴリズムを用いて、任意のＩ／Ｑインバランス
が校正され、補正される。即ち、本実施形態のダイレク
トコンバージョン受信機によれば、従来の方法のように
Ｉ成分とＱ成分を直接変更することをせず、Ｉ／Ｑイン
バランスを間接に補正する方法が提供される。本実施形
態のダイレクトコンバージョン受信機において、提案さ
れたアルゴリズムは、校正したＩ成分とＱ成分の平均を
単にコスト関数として用いている。図１に示すように、
最適化は基本的に受信信号の位相シフトの合計に対応す
る電力検波器の出力と基準信号（ローカル発振信号）と
の掛け算を含む。
コンバージョン受信機において、マルチポートジャンク
ションデバイスの電力検波器の出力に対してアダプティ
ブなアルゴリズムを用いて、任意のＩ／Ｑインバランス
が校正され、補正される。即ち、本実施形態のダイレク
トコンバージョン受信機によれば、従来の方法のように
Ｉ成分とＱ成分を直接変更することをせず、Ｉ／Ｑイン
バランスを間接に補正する方法が提供される。本実施形
態のダイレクトコンバージョン受信機において、提案さ
れたアルゴリズムは、校正したＩ成分とＱ成分の平均を
単にコスト関数として用いている。図１に示すように、
最適化は基本的に受信信号の位相シフトの合計に対応す
る電力検波器の出力と基準信号（ローカル発振信号）と
の掛け算を含む。
【００４４】第２実施形態
図６は本発明に係るダイレクトコンバージョン受信機の
第２の実施形態を示すブロック図である。図示のよう
に、本実施形態のダイレクトコンバージョン受信機は、
マルチポートジャンクションデバイス１０、ローカル発
振器２０、ＩＱ演算器３０Ａ、パラメータ演算器４０、
直流オフセット除去回路１００、振幅エラー検出器１１
０及び更新回路１２０によって構成されてる。
第２の実施形態を示すブロック図である。図示のよう
に、本実施形態のダイレクトコンバージョン受信機は、
マルチポートジャンクションデバイス１０、ローカル発
振器２０、ＩＱ演算器３０Ａ、パラメータ演算器４０、
直流オフセット除去回路１００、振幅エラー検出器１１
０及び更新回路１２０によって構成されてる。
【００４５】マルチポートジャンクションデバイス１０
及びパラメータ演算器４０は、図１に示す第１の実施形
態のものとほぼ同様な構成を有する。
及びパラメータ演算器４０は、図１に示す第１の実施形
態のものとほぼ同様な構成を有する。
【００４６】ＩＱ演算器３０Ａは、電力検波信号Ｐ1 ，
Ｐ2 とＰ3 、パラメータαとβ、及び勾配γとδに応じ
て同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを演算する。
Ｐ2 とＰ3 、パラメータαとβ、及び勾配γとδに応じ
て同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを演算する。
【００４７】パラメータ演算器４０は、ＩＱ演算器３０
Ａから出力されるＩ成分及びＱ成分に応じて、パラメー
タαとβを演算する。
Ａから出力されるＩ成分及びＱ成分に応じて、パラメー
タαとβを演算する。
【００４８】直流オフセット除去回路１００は、マルチ
ポートジャンクションデバイス１０の固有値の変動を補
正することで、ＩＱ演算器３０Ａから出力される復調さ
れたＩ成分とＱ成分の直流オフセットを除去し、補正し
たあとの同相成分Ｉ0 と直交成分Ｑ0 を出力する。直流
成分除去回路１００における直流成分の補正は、次のア
ルゴリズムに従って行われる。
ポートジャンクションデバイス１０の固有値の変動を補
正することで、ＩＱ演算器３０Ａから出力される復調さ
れたＩ成分とＱ成分の直流オフセットを除去し、補正し
たあとの同相成分Ｉ0 と直交成分Ｑ0 を出力する。直流
成分除去回路１００における直流成分の補正は、次のア
ルゴリズムに従って行われる。
【００４９】直流成分を除去するディジタル補正は、次
式に示すように、ｘi サンプルとｙ i サンプルに対応す
るｋ番目の観察窓で計算されるＩ成分及びＱ成分のサン
プル平均（ここで、それぞれｍx （ｋ）とｍy （ｋ）に
よって表記される）を減算することで実現される。
式に示すように、ｘi サンプルとｙ i サンプルに対応す
るｋ番目の観察窓で計算されるＩ成分及びＱ成分のサン
プル平均（ここで、それぞれｍx （ｋ）とｍy （ｋ）に
よって表記される）を減算することで実現される。
【００５０】
【数６】
【００５１】ここで、ｘi はＩシンボルのｉ番目のサン
プルであり、ｙi はＱシンボルのｉ番目のサンプルであ
る。
プルであり、ｙi はＱシンボルのｉ番目のサンプルであ
る。
【００５２】サンプル平均は、窓毎に更新され、次の観
測窓においてサンプル毎にサンプルから減算される。即
ち、ｋＮ＜ｉ＜（ｋ＋１）Ｎ＋１に対して、（ｋ＋１）
番目の観察窓におけるｉ番目のサンプリング時点におい
て、ｘ’i とｙ’i をそれぞれ直流オフセット補正後の
Ｉ成分とＱ成分のサンプルとする。アルゴリズムは、次
のように直流成分を除去する：
測窓においてサンプル毎にサンプルから減算される。即
ち、ｋＮ＜ｉ＜（ｋ＋１）Ｎ＋１に対して、（ｋ＋１）
番目の観察窓におけるｉ番目のサンプリング時点におい
て、ｘ’i とｙ’i をそれぞれ直流オフセット補正後の
Ｉ成分とＱ成分のサンプルとする。アルゴリズムは、次
のように直流成分を除去する：
【００５３】
【数７】ｘ’i ＝ｘi −ｍx （ｋ）
ｙ’i ＝ｙi −ｍy （ｋ）
【００５４】振幅エラー検出器１１０は、ｉ番目の同相
チャネル及び直交チャネルのサンプル値及びＮサンプル
の観察窓に基づき、振幅エラーεを計算し、更新回路１
２０に出力する。
チャネル及び直交チャネルのサンプル値及びＮサンプル
の観察窓に基づき、振幅エラーεを計算し、更新回路１
２０に出力する。
【００５５】更新回路１２０は、振幅エラー検出器１１
０からの振幅エラーεに応じて、勾配γ及びδを更新
し、ＩＱ演算器３０Ａに出力する。
０からの振幅エラーεに応じて、勾配γ及びδを更新
し、ＩＱ演算器３０Ａに出力する。
【００５６】振幅エラー検出器１１０及び更新回路１２
０における振幅エラーの検出は、次のアルゴリズムに従
って行われる。
０における振幅エラーの検出は、次のアルゴリズムに従
って行われる。
【００５７】次に示す振幅エラーを最小化するアダプテ
ィブな方法が提案されている：
ィブな方法が提案されている：
【００５８】
【数８】
【００５９】本実施形態において、Ｎサンプルの観察窓
が用いられている。
が用いられている。
【００６０】勾配γとδの値は、振幅エラーεの符号の
関数に基づき、式（８）に従って計算される。
関数に基づき、式（８）に従って計算される。
【００６１】等確率変調（即ち、各信号ポイントがチャ
ネルにおいて等しい確率で伝搬される）における信号配
置図において、次の式はよい更新ルールとして知られて
いる。
ネルにおいて等しい確率で伝搬される）における信号配
置図において、次の式はよい更新ルールとして知られて
いる。
【００６２】
【数９】
【００６３】代わりに、勾配γとδは、振幅エラーεか
ら直接計算することもできる。即ち、γ＝ｆ（ε）、δ
＝ｇ（ε）、０＜ｆ（ε）、０＜ｇ（ε）である。
ら直接計算することもできる。即ち、γ＝ｆ（ε）、δ
＝ｇ（ε）、０＜ｆ（ε）、０＜ｇ（ε）である。
【００６４】次に、図７を参照しながら、ＩＱ演算器３
０Ａの構成及び動作について説明する。
０Ａの構成及び動作について説明する。
【００６５】図７は、ＩＱ演算器３０Ａの一例を示す回
路図である。図７（ａ）に示すように、部分回路３０Ａ
−１は乗算器３０１，３０２，…，３０５，３０７，
…，３０９及び加算器３０６によって構成されている。
乗算器３０１は、入力信号Ｐ1 に係数ｈ11を乗じ、乗算
器３０２は、入力信号Ｐ2 に係数ｈ12を乗じ、乗算器３
０３は、入力信号Ｐ3 に係数ｈ13を乗じる。乗算器３０
７，３０８及び３０９は、それぞれ乗算器３０１，３０
２及び３０３の出力信号に勾配γを乗算する。乗算器３
０４は、乗算器３０８の出力信号にパラメータαを乗
じ、その結果を加算器３０６に出力し、乗算器３０５
は、乗算器３０９の出力信号にパラメータβを乗じ、そ
の結果を加算器３０６に出力する。加算器は乗算器３０
７，３０４と３０５の出力信号、そして係数ｈ10を加算
し、Ｉ成分を生成する。係数ｈ10，ｈ11，ｈ12及びｈ13
は予め決められ、パラメータαとβはパラメータ演算器
４０によって生成され、勾配γは更新回路１２０によっ
て出力される。
路図である。図７（ａ）に示すように、部分回路３０Ａ
−１は乗算器３０１，３０２，…，３０５，３０７，
…，３０９及び加算器３０６によって構成されている。
乗算器３０１は、入力信号Ｐ1 に係数ｈ11を乗じ、乗算
器３０２は、入力信号Ｐ2 に係数ｈ12を乗じ、乗算器３
０３は、入力信号Ｐ3 に係数ｈ13を乗じる。乗算器３０
７，３０８及び３０９は、それぞれ乗算器３０１，３０
２及び３０３の出力信号に勾配γを乗算する。乗算器３
０４は、乗算器３０８の出力信号にパラメータαを乗
じ、その結果を加算器３０６に出力し、乗算器３０５
は、乗算器３０９の出力信号にパラメータβを乗じ、そ
の結果を加算器３０６に出力する。加算器は乗算器３０
７，３０４と３０５の出力信号、そして係数ｈ10を加算
し、Ｉ成分を生成する。係数ｈ10，ｈ11，ｈ12及びｈ13
は予め決められ、パラメータαとβはパラメータ演算器
４０によって生成され、勾配γは更新回路１２０によっ
て出力される。
【００６６】図７（ｂ）に示すように、部分回路３０Ａ
−２は乗算器３１１，３１２，…，３１５，３１７，
…，３１９及び加算器３１６によって構成されている。
乗算器３１１は、入力信号Ｐ1 に係数ｈ21を乗じ、乗算
器３１２は、入力信号Ｐ2 に係数ｈ22を乗じ、乗算器３
１３は、入力信号Ｐ3 に係数ｈ23を乗じる。乗算器３１
７，３１８及び３１９は、それぞれ乗算器３１１，３１
２及び３１３の出力信号に勾配δを乗算する。乗算器３
１４は、乗算器３１８の出力信号にパラメータαを乗
じ、その結果を加算器３１６に出力し、乗算器３１５
は、乗算器３１９の出力信号にパラメータβを乗じ、そ
の結果を加算器３１６に出力する。加算器は乗算器３１
７，３１４と３１５の出力信号、そして係数ｈ20を加算
し、Ｑ成分を生成する。係数ｈ20，ｈ21，ｈ22及びｈ23
は予め決められ、パラメータαとβはパラメータ演算器
４０によって生成され、勾配δは更新回路１２０によっ
て出力される。
−２は乗算器３１１，３１２，…，３１５，３１７，
…，３１９及び加算器３１６によって構成されている。
乗算器３１１は、入力信号Ｐ1 に係数ｈ21を乗じ、乗算
器３１２は、入力信号Ｐ2 に係数ｈ22を乗じ、乗算器３
１３は、入力信号Ｐ3 に係数ｈ23を乗じる。乗算器３１
７，３１８及び３１９は、それぞれ乗算器３１１，３１
２及び３１３の出力信号に勾配δを乗算する。乗算器３
１４は、乗算器３１８の出力信号にパラメータαを乗
じ、その結果を加算器３１６に出力し、乗算器３１５
は、乗算器３１９の出力信号にパラメータβを乗じ、そ
の結果を加算器３１６に出力する。加算器は乗算器３１
７，３１４と３１５の出力信号、そして係数ｈ20を加算
し、Ｑ成分を生成する。係数ｈ20，ｈ21，ｈ22及びｈ23
は予め決められ、パラメータαとβはパラメータ演算器
４０によって生成され、勾配δは更新回路１２０によっ
て出力される。
【００６７】上述したように、ＩＱ演算器３０Ａは、デ
ィジタル化された３つの電力検波器の出力信号Ｐ1 ，Ｐ
2 とＰ3 に応じて、次式に示す方法で同相成分Ｉ及び直
交成分Ｑの値を計算する。
ィジタル化された３つの電力検波器の出力信号Ｐ1 ，Ｐ
2 とＰ3 に応じて、次式に示す方法で同相成分Ｉ及び直
交成分Ｑの値を計算する。
【００６８】
【数１０】
Ｉ＝ｈ10＋γｈ11Ｐ1 ＋αγｈ12Ｐ2 ＋βγｈ13Ｐ3
Ｑ＝ｈ20＋δｈ21Ｐ1 ＋αδｈ22Ｐ2 ＋βδｈ23Ｐ3
【００６９】式（１０）において、係数ｈ10，ｈ11，ｈ
12，ｈ13，ｈ20，ｈ21，ｈ22及びｈ 23はマルチポートジ
ャンクションデバイス１０の特性、例えば、パッシブ回
路１２及び電力検波器１３，１４と１５の特性に応じて
予め決められている。パラメータαとβは、パラメータ
演算器４０によって生成され、勾配γとδは、更新回路
１２０から出力される。
12，ｈ13，ｈ20，ｈ21，ｈ22及びｈ 23はマルチポートジ
ャンクションデバイス１０の特性、例えば、パッシブ回
路１２及び電力検波器１３，１４と１５の特性に応じて
予め決められている。パラメータαとβは、パラメータ
演算器４０によって生成され、勾配γとδは、更新回路
１２０から出力される。
【００７０】本実施形態のダイレクトコンバージョン受
信機によれば、復調されたＩ成分及びＱ成分におけるＩ
／Ｑインバランス及び直流オフセットの両方を補正する
方法が提供される。Ｉ／Ｑインバランスの補正は、ＩＱ
演算器４０から出力されるＩ成分とＱ成分に応じて、パ
ラメータ演算器４０によって生成されるパラメータα及
びβを用いて実現され、一方、Ｉ成分及びＱ成分の直流
オフセットの補正は、振幅エラー検出器１１０によって
計算された振幅エラーに応じて生成された勾配γ及びδ
を用いて実現される。式（１０）に従った計算によっ
て、Ｉ成分及びＱ成分のＩ／Ｑインバランス及び直流オ
フセットの補正が同時に実現できる。
信機によれば、復調されたＩ成分及びＱ成分におけるＩ
／Ｑインバランス及び直流オフセットの両方を補正する
方法が提供される。Ｉ／Ｑインバランスの補正は、ＩＱ
演算器４０から出力されるＩ成分とＱ成分に応じて、パ
ラメータ演算器４０によって生成されるパラメータα及
びβを用いて実現され、一方、Ｉ成分及びＱ成分の直流
オフセットの補正は、振幅エラー検出器１１０によって
計算された振幅エラーに応じて生成された勾配γ及びδ
を用いて実現される。式（１０）に従った計算によっ
て、Ｉ成分及びＱ成分のＩ／Ｑインバランス及び直流オ
フセットの補正が同時に実現できる。
【００７１】本発明は、例示のために選択された特定の
実施形態を参照しながら説明されたが、本発明の基本概
念の範疇を逸脱しない幾つかの変形例を当業者によって
創出できることは明らかである。
実施形態を参照しながら説明されたが、本発明の基本概
念の範疇を逸脱しない幾つかの変形例を当業者によって
創出できることは明らかである。
【００７２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
マルチポートジャンクションデバイスの電力検波出力信
号に応じて、復調された同相シンボルと直交シンボルの
Ｉ／Ｑインバランスを校正及び補正できるダイレクトコ
ンバージョン受信機が提供される。また、本発明によれ
ば、復調された同相シンボル及び直交シンボルの直流オ
フセットの補正は、直流オフセット補正された出力信号
の同相シンボル及び直交シンボルの振幅エラーから得ら
れた勾配に応じて、Ｉ／Ｑインバランスの校正及び補正
と同じ処理によって実現できる。
マルチポートジャンクションデバイスの電力検波出力信
号に応じて、復調された同相シンボルと直交シンボルの
Ｉ／Ｑインバランスを校正及び補正できるダイレクトコ
ンバージョン受信機が提供される。また、本発明によれ
ば、復調された同相シンボル及び直交シンボルの直流オ
フセットの補正は、直流オフセット補正された出力信号
の同相シンボル及び直交シンボルの振幅エラーから得ら
れた勾配に応じて、Ｉ／Ｑインバランスの校正及び補正
と同じ処理によって実現できる。
【図１】図１は、本発明に係るダイレクトコンバージョ
ン受信機の第１の実施形態を示すブロック図である。
ン受信機の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】図２は、ＩＱ演算器の一構成例を示す回路図で
ある。
ある。
【図３】図３は、パラメータ演算器の部分回路を示す回
路図である。
路図である。
【図４】図４は、電力検波器の出力にミスマッチが存在
するＩ／Ｑインバランス補正が行われていない復調後の
１６−ＱＡＭの一例を示す図である。
するＩ／Ｑインバランス補正が行われていない復調後の
１６−ＱＡＭの一例を示す図である。
【図５】図５は、電力検波器の出力にミスマッチが存在
するＩ／Ｑインバランス補正のアルゴリズムが適用され
た復調後の１６−ＱＡＭの一例を示す図である。
するＩ／Ｑインバランス補正のアルゴリズムが適用され
た復調後の１６−ＱＡＭの一例を示す図である。
【図６】図６は、本発明に係るダイレクトコンバージョ
ン受信機の第２の実施形態を示すブロック図である。
ン受信機の第２の実施形態を示すブロック図である。
【図７】
１０…マルチポートジャンクションデバイス、
２０…ローカル発振器、
３０，３０Ａ…ＩＱ演算器、
４０…パラメータ演算器、
１００…直流オフセット除去回路、
１１０…振幅エラー検出器、
１２０…更新回路。
Claims (6)
- 【請求項１】マルチポートジャンクションデバイスに基
づき、受信シンボルのＩ／Ｑインバランスを補正するダ
イレクトコンバージョン受信機であって、 上記マルチポートジャンクションデバイスの出力に応じ
て、同相成分と直交成分を演算する第１の演算手段と、 上記同相成分と直交成分に応じて、所定のアルゴリズム
を用いて第１のパラメータと第２のパラメータを演算す
る第２の演算手段と、 を有し、 上記第１の演算手段は、上記マルチポートジャンクショ
ンデバイスの第１の出力に上記第１のパラメータを乗
じ、上記マルチポートジャンクションデバイスの第２の
出力に上記第２のパラメータを乗じ、上記マルチポート
ジャンクションデバイスの出力及び上記第１と第２の乗
算器の乗算結果に応じて、上記同相成分と直交成分を演
算するダイレクトコンバージョン受信機。 - 【請求項２】上記第２の演算手段は、上記第１のパラメ
ータを生成する第１の部分回路と、上記第２のパラメー
タを生成する第２の部分回路とをさらに有し、 上記第１の部分回路は、上記第１の演算手段から出力さ
れる上記同相成分の移動平均値を演算する平均値演算手
段と、 上記同相成分の移動平均値の符号に応じて、上記同相成
分の移動平均値の絶対値と第１の係数との第１の積、ま
たは上記同相成分の移動平均値の絶対値と第２の係数と
の第２の積の何れかを選択するセレクタとを有し、 上記第２の部分回路は、上記第１の演算手段から出力さ
れる上記直交成分の移動平均値を演算する平均値演算手
段と、 上記直交成分の移動平均値の符号に応じて、上記直交成
分の移動平均値の絶対値と上記第１の係数との第１の
積、または上記同相成分の移動平均値の絶対値と上記第
２の係数との第２の積の何れかを選択するセレクタとを
有する請求項１記載のダイレクトコンバージョン受信
機。 - 【請求項３】上記マルチポートジャンクションデバイス
は５ポートジャンクションデバイスであって、 受信信号とローカル発振信号とを合成し、３つの信号を
出力するパッシブ回路と、 上記パッシブ回路の出力信号に対して電力検波し、３つ
の電力検波信号を上記第１の演算手段に出力する３つの
電力検波器とを有する請求項１記載のダイレクトコンバ
ージョン受信機。 - 【請求項４】上記電力検波器からの電力検波信号をフィ
ルタリングする３つのローパスフィルタをさらに有する
請求項３記載のダイレクトコンバージョン受信機。 - 【請求項５】マルチポートジャンクションデバイスに基
づき、受信シンボルのＩ／Ｑインバランス及び直流オフ
セットを補正するダイレクトコンバージョン受信機であ
って、 上記マルチポートジャンクションデバイスの出力に応じ
て、同相成分と直交成分を演算する第１の演算手段と、 上記同相成分と直交成分に応じて、所定のアルゴリズム
を用いて第１のパラメータと第２のパラメータを演算す
る第２の演算手段と、 上記同相成分及び直交成分から直流オフセットを除去す
る直流オフセット除去手段と、 上記直流オフセット除去手段によって得られた上記同相
成分及び直交成分の振幅エラーを検出し、上記検出した
振幅エラーに応じて第１と第２の勾配を生成する振幅エ
ラー検出器とを有し、 上記第１の演算手段は、上記マルチポートジャンクショ
ンデバイスの出力と上記第１の勾配との積と、上記マル
チポートジャンクションデバイスの出力と上記第２の勾
配との積、及び上記第１と第２のパラメータに応じて上
記同相成分と直交成分を生成するダイレクトコンバージ
ョン受信機。 - 【請求項６】上記第１の演算手段は、上記マルチポート
ジャンクションデバイスの出力と上記第１の勾配とを乗
算する乗算器と、上記マルチポートジャンクションデバ
イスの出力と上記第２の勾配とを乗算する乗算器とを有
する請求項５記載のダイレクトコンバージョン受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001317476A JP2003087344A (ja) | 2001-09-07 | 2001-09-07 | ダイレクトコンバージョン受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001317476A JP2003087344A (ja) | 2001-09-07 | 2001-09-07 | ダイレクトコンバージョン受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003087344A true JP2003087344A (ja) | 2003-03-20 |
Family
ID=19135343
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001317476A Pending JP2003087344A (ja) | 2001-09-07 | 2001-09-07 | ダイレクトコンバージョン受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003087344A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7167513B2 (en) * | 2001-12-31 | 2007-01-23 | Intel Corporation | IQ imbalance correction |
| JP2009526986A (ja) * | 2006-02-15 | 2009-07-23 | ユニヴァーシティー オブ ウェストミンスター | 衛星無線ナビゲーション受信機 |
| US8619916B2 (en) | 2010-03-11 | 2013-12-31 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus for receiving signal and method of compensating phase mismatch thereof |
-
2001
- 2001-09-07 JP JP2001317476A patent/JP2003087344A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7167513B2 (en) * | 2001-12-31 | 2007-01-23 | Intel Corporation | IQ imbalance correction |
| JP2009526986A (ja) * | 2006-02-15 | 2009-07-23 | ユニヴァーシティー オブ ウェストミンスター | 衛星無線ナビゲーション受信機 |
| US8619916B2 (en) | 2010-03-11 | 2013-12-31 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus for receiving signal and method of compensating phase mismatch thereof |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6771709B2 (en) | System and method for direct transmitter self-calibration | |
| US6337888B1 (en) | In-phase and quadrature signal regeneration | |
| EP1698135B1 (en) | Method and apparatus for compensating i/q imbalance in receivers | |
| KR100581059B1 (ko) | 직교 복조 수신 시스템에서 가변루프이득을 이용한 동위상채널과 직교 채널 간 위상 및 이득 불일치 보상 장치 및그 방법 | |
| KR100715126B1 (ko) | 방송 신호용 수신기 | |
| US7388926B2 (en) | Quadrature modulation system | |
| US8867596B2 (en) | Methods and apparatuses of calibrating I/Q mismatch in communication circuit | |
| CN104779964B (zh) | Rf接收机及rf接收方法 | |
| JP2000115265A (ja) | イメージ除去型受信機 | |
| US7920832B2 (en) | Electrical device comprising analog frequency conversion circuitry and method for deriving characteristics thereof | |
| KR100587951B1 (ko) | 직교복조수신시스템에서의 동위상채널과 직교채널 간이득불일치 보상 및 자동이득조절 장치 및 그 방법 | |
| EP1916764B1 (en) | Method and apparatus for compensating for mismatch occurring in radio frequency quadrature transceiver | |
| KR100758302B1 (ko) | 직교 복조 수신시스템에서의 반송파 위상 복원 및ｉ/ｑ채널간 위상불일치 보상 장치 및 그 방법 | |
| US6765623B1 (en) | Method and apparatus for correcting phase imbalance in received in-phase and quadrature signals | |
| WO2011086640A1 (ja) | 送信装置、無線通信装置及び送信方法 | |
| JPH06188928A (ja) | 直交位相誤差補償回路 | |
| JP2003087344A (ja) | ダイレクトコンバージョン受信機 | |
| JP2002199039A (ja) | 通信システムにおける受信方法及び受信機 | |
| KR100760793B1 (ko) | 동기 수신기에서의 직교 및 이득 에러의 정정 | |
| KR20160006728A (ko) | 듀얼 cordic 아키텍쳐를 사용하는 수신기 다운 컨버젼에서의 직각 위상 및 이득 부정합의 교정 | |
| KR100676568B1 (ko) | 타이밍추출장치 및 방법 그리고 그 타이밍추출장치를구비한 복조장치 | |
| Nezami | Performance assessment of baseband algorithms for direct conversion tactical software defined receivers: I/Q imbalance correction, image rejection, DC removal, and channelization | |
| JP3229486B2 (ja) | 移動通信端末機 | |
| JP4292667B2 (ja) | 受信装置およびその方法 | |
| JPH1056484A (ja) | 直交および振幅誤差補償回路 |