JP2009526986A - 衛星無線ナビゲーション受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】衛星無線ナビゲーションシステムの受信信号におけるＩ／Ｑのミスマッチを除去すること
【解決手段】送信された無線ナビゲーション信号を受信する衛星無線ナビゲーション受信機において、衛星無線ナビゲーションシステムの受信したナビゲーション信号におけるＩ／Ｑのミスマッチを除去する方法は、前記受信したナビゲーション信号をＩ信号成分とＱ信号成分とに分解するステップと、不要信号を除去する分離段に前記Ｉ信号成分およびＱ信号成分を入力として提供するステップとを備え、前記分離段は、第１および第２適応形フィルタを備え、これらフィルタの係数は、前記分離段の出力によって更新され、前記分離段の出力は、Ｉ／Ｑのミスマッチが補正された信号を示す。この受信機はゼロＩＦ受信機でもよいし、低ＩＦ受信機でもよく、時間領域信号または周波数領域信号で作動できる。
【選択図】図６（ａ）

Description

本発明は、ＧＰＳ、ＧＬＯＮＡＳＳおよびガリレオを含むＧＮＳＳ（全地球的航法衛星システム）として一般に知られている衛星無線ナビゲーションシステムのための受信機に関する。

全地球測位システム（ＧＰＳ）は、自らの位置およびローカル時間を連続的に一斉送信する、低地球軌道にある２４個の衛星を含む。地上（または飛行機搭載）受信機は、視野内に４つの衛星がある限り、衛星の距離測定値により、自らの絶対位置を決定できる。

ガリレオとは、最先端の全地球的ナビゲーション衛星システム（ＧＮＳＳ）のための欧州のイニシアティブであり、非常に正確で保証された全地球測位サービスを提供する。欧州白書「２０１０年のための欧州運輸政策：決断のとき」によれば、ＧＮＳＳは重要な技術として認識されている。ガリレオは、民間ＧＰＳおよびその補強技術と相互に運用可能であり、かつコンパーチブルである、時間、測地学および信号構造規格を使って設計し、開発しなければならない。短期から中期の将来において、衛星ナビゲーション技術に対する市場は大きく成長すると予想される。

ポータブルで、民生用のＧＮＳＳ受信機は、コンパクトであり、安価であり、低電力、例えばバッテリー寿命が長いという解決案を求めている。ＧＮＳＳ能力を民生製品に普及できるようにするには、集積された受信機でのオフチップコンポーネントの数を最小にしなければならない。受信機全体を集積化すると、個々の受信機の部分ごとのバリエーションを最小にできる。何百個ものコンポーネントを精密にレイアウトする必要はないので、統合された受信機は製品ごとに複製がより容易となる。更に、受信機全体の機能はチップレベルで検証されているので、製造し、所望する歩留まりを得ることがより容易である。これら検討事項により、低ＩＦまたはゼロＩＦ（ダイレクトコンバージョン）アプローチを利用する新規な受信機アーキテクチャを研究し、展開することになった（ＩＦ：中間周波数）。しかしながら、オフチップコンポーネントを高レベルに統合したり、省略したりすることができるが、これらアーキテクチャは、ＩＱの位相および利得が損なわれるという問題があり、その結果、得られるイメージ除去が限られてしまう。このことは、市販用製品が広範に普及し、経済的に使用されることを阻害している。

以前のＧＮＳＳシステムのすべてと比較すると、ガリレオが有する大幅に異なる変調方式を用いることによる、より挑戦的なことを除けば、依然として同じ問題が存在する。このことは、Guenter W. Hein等の論文「ガリレオの周波数および信号設計のステータス（２００２年９月２５日）」、http://europa.eu.int/comm/dgs/energy_transport/galileo/documents/technical_en.htm、並びに、作業白書「ＧＡＬＩＬＥＯ信号：ＲＦ特性（ＩＣＡＯ ＮＳＰ／ＷＧＷ：ＷＰ／３６）、http://www.galileoju.com.に記載されている。ガリレオは３つの信号バンドを含む。すなわち、それぞれ中心周波数１１９１.７９５ＭＨｚ，１２７８.７５０ＭＨｚおよび１５７５．４２０ＭＨｚのＥ５，Ｅ６およびＬ１バンドである。Ｅ５バンドは２つの信号Ｅ５ａおよびＥ５ｂを有する。ガリレオ衛星は、Ｅ５ａバンド（１１７６.４５０ＭＨｚ）およびＥ５ｂバンド（１２０７.１４ＭＨｚ）の信号を、中心周波数１１９１.７９５ＭＨｚのコンポジット信号として送信する。Ｅ５の変調はオルタネートバイナリオフセットキャリア（ＡｌｔＢＯＣ）となる。この信号の発生については、上記２つの参考文献に記載されている。「ガリレオの周波数および信号設計のステータス」の付属書Ａを参照すると、標準バイナリオフセットキャリア（ＢＯＣ）変調は、矩形サブキャリアを使用し、このサブキャリアは時間領域の信号ｓ（ｔ）を変調するために周波数ｆｓの正弦または余弦、例えば符号(sin(2πfst))とすることができる。このことは、信号の周波数を上側波帯および対応する下側波帯にシフトする。ＢＯＣタイプの信号は、通常、BOC(fs,fchip)のフォームで表示される。ここで、fsは矩形サブキャリアの周波数であり、fchipは拡散符号チッピングレートである。周波数は１.０２３ＭＨｚの倍数で示される。例えばBOC(10,5)信号は、実際には１０×１.０３３ＭＨｚ＝１０.３３０ＭＨｚのサブキャリア周波数および５×１.０２３ＭＨｚ＝５.１１５ＭＨｚの拡散符号チッピングレートを有する。一方、ＡｌｔＢＯＣは、符号(e^j(2πfst))で与えられる複素指数である複素矩形サブキャリアを使用する。オイラーの公式を使用すると、この式は符号[cos(2πfst)+j sin(2πfst)]と記載できる。このように信号スペクトルは分割されないが、より高い周波数にシフトされるだけである。また、より低い周波数にシフトさせることも可能である。ＡｌｔＢＯＣの目的は、ワイドバンドのＢＯＣ状の信号として信号を受信できるよう、複素指数又はサブキャリアによりそれぞれ変調されたＥ５ａおよびＥ５ｂバンドをコヒーレントに発生することである。図１には、ＡｌｔＢＯＣ変調された信号のコンステレーション（スペース内配置）図が示されている。

Ｌ１信号は、Ｌ１Ｐチャンネル、Ｌ１ＦデータチャンネルおよびＬ１Ｆパイロットチャンネルの３つの成分の多重化から成り、一方、Ｅ６信号は、Ｅ６ｐとＥ６ｃの多重化から成る。Ｅ６およびＬ１バンドのこれら信号は、複合信号を発生するためのインタープレックスまたは変更トライコード６相とも称されるコヒーレント適応サブキャリア変調（ＣＡＳＭ）を使用している。この方式は「ＧＰＳのためのトライコード６相変調」（ナビゲーション協会（ＩＯＮ）−ＧＰＳ年次会合の議事録の３８５〜３９７ページ、１９９７年）、および「３ＧＰＰに対するガリレオ規格化文書とも称される、宇宙におけるガリレオ信号のＩＣＤ（ＳＩＳ ＩＣＤ）のＬ１バンド部分」（http://www.galileoju.com.）に定められている。この変調方式を用いると、２つのチャンネルを組み合わせた結果生じるＱＰＳＫ信号は第３のチャンネルにより位相変調される。３つのチャンネルの間の相対電力を設定するのに、変調指数ｍ＝０.６１５５が使用される。図２には、ＣＡＳＭ／変更６相変調（modified Hexaphase modulated）された信号に対するコンステレーション図が示されている。

Ｅ５は、ガリレオ衛星が送信する最も高度で、将来性のある信号のうちの１つである。この信号をトラッキングできるガリレオ受信機は、測定精度、屋内性能およびマルチパス抑制の点で無比の性能からの利点を享受できる。しかしながら、ＡｌｔＢＯＣ変調を処理するのに必要な信号処理技術は、従来のＢＰＳＫまたは従来のＢＯＣ変調に対するよりも、より挑戦的なものである。このことはバンド幅が極端に広いこと、および拡散符号における成分が複素相互作用することから生じたものである。

上記のように、ガリレオ受信機には、ＩＱ位相および利得が損なわれるという問題がある。直交変調および復調システムは、データをベースバンド信号の同相（Ｉ）および直交（Ｑ）成分に変調し、次に変調されたデータを放送するために、ベースバンド信号を無線周波数（ＲＦ）キャリアのＩ成分およびＱ成分と混合する。Ｑ信号は、Ｉ信号と９０°位相がずれている。受信機では逆のプロセスを実行され、まず放送信号を受信し、次に変調されたベースバンド信号のＩおよびＱ成分を回復するようダウンコンバートし、次にこれらＩおよびＱ成分からデータを回収する。

ＩＱ信号処理を利用する受信機のアーキテクチャは、ＩチャンネルとＱチャンネルのミスマッチ（不整合）の影響を受けやすい。このことは、受信機内の幾つかの段で生じ得る。すなわち受信するＲＦ信号をＩパスとＱパスとに等しく分解（分離）するのに使用されるＲＦスプリッターは、位相差と利得差を生じさせ得る。これら２つのＲＦパスの長さの差が、位相のアンバランスを生じさせ得る。ＩチャンネルおよびＱチャンネルミキサーを駆動するＩおよびＱ局部発振器（ＬＯ）信号を発生するのに使用される直交９０°位相スプリッターは、正確に９０°でないかもしれない。更に、Ｉチャンネルミキサーの出力ポートとＱチャンネルミキサーの出力ポートの間で、変換損失差が生じ得る。これらの外に、ＩパスおよびＱパスにおけるフィルタおよびアナログ−デジタル変換器ＡＤＣは、完全にはマッチングしない。受信機の性能におけるこれら障害の作用は悪影響を及ぼし得る。このＩＱのアンバランスは、２つのパラメータ、すなわち振幅のミスマッチα_εおよびＩブランチとＱブランチとの間の位相の直交性のミスマッチφ_εによって特徴付けることができる。次のように、振幅のミスマッチα_εから、デシベルを単位とする振幅のアンバランスβが得られる。

図３の直交復調受信機モデルは、損なわれたＬＯ信号としてのＩＱのアンバランスを含む。入力信号ｓ（ｔ）は、直交チャンネルにおいて局部発振器の信号ｆ_LOと混合される。この混合された信号は、各チャンネルにおいて、ゲインされ、ローパスフィルタリング（ＬＰＦ）を受ける。

図４は、（ａ）２１−ＰＳ変調フォーマットおよび（ｂ）２５６−ＱＡＭ変調フォーマットを使用するシステムのロービットエラーレート（ＢＥＲ）性能に対する、ＩＱ位相および利得のミスマッチを変化させたときの効果を示すものである。これから理解できるように、ＩＱのアンバランスはシステムのＢＥＲ性能を大幅に劣化させる。このような性能の劣化は望ましいものではなく、補償しなければならない。正しいシンボル検出を保証するため、シンボルの決定を行う前にＲＦ障害を補償しなければならない。

論文「デジタル受信機におけるアナログフロントエンドのＩ／Ｑのミスマッチの適応補償」（Cetin. E., Kale I., Morling R.C.S.、回路およびシステムに関するＩＥＥＥ国際シンポジウム（ＩＳＣＡＳ２００１年）、第４巻、３７０〜３７３ページ、２００１年５月）、「適応自動キャリブレートイメージ除去受信機」（Cetin. E., Kale I., Morling R.C.S.、通信に関するＩＥＥＥ国際会議（ＩＣＣ２００４年）、第５巻、２７３１〜２７３５ページ、２００４年６月）、「適応形Ｉ／Ｑのミスマッチ補正器の構造、コンバージェンスおよび性能に関して」（Cetin. E., Kale I., Morling R.C.S.、ＩＥＥＥ自動車技術会議（ＶＴＣ２００２年秋）、第４巻２２８８〜２２９２ページ、２００２年９月）では、シングルエンドのゼロＩＦおよび低ＩＦＩ／Ｑチャンネル無線システムが議論されている。これらの論文は、パイロットトーンを必要とせず、その変わりにブラインド適用アルゴリズムを使用するブラインド（教師なし）技術を提案している。ミスマッチエラーは、ゼロＩＦアプローチの場合には、ＩチャンネルとＱチャンネルの間、または低ＩＦアプローチの場合には、所望するチャンネルと隣接／干渉チャンネルとの間の相互相関性を発生すると認められている。このような相互相関性を除くため、ＩチャンネルとＱチャンネルとの間に適応形フィルタが相互結合される。フィルタ係数は、選択される適応アルゴリズムにより更新される。これら論文の主題である信号は、これまで説明したようなガリレオの極めて複雑な広バンド方式と比較して、処理が比較的簡単である。

本発明の目的は、ＩチャンネルとＱチャンネルの間のミスマッチから生じる衛星無線ナビゲーション受信機におけるＲＦ障害を低減するための手段を提供することにある。

本発明の別の目的は、製造および作動が経済的であり、すなわちより簡単で安価で低電力であり、高度に統合できる衛星無線ナビゲーション受信機を提供することにある。

第１の態様によれば、本発明は、
衛星無線ナビゲーションシステムの受信したナビゲーション信号におけるＩ／Ｑのミスマッチを除去する方法において、
前記受信したナビゲーション信号をＩ信号成分とＱ信号成分とに分解するステップと、
不要信号から前記Ｉ信号成分およびＱ信号成分を分離（demix）する分離段に、前記Ｉ信号成分および前記Ｑ信号成分を入力として提供するステップとを備え、分離段は、第１および第２適応フィルタを備え、これらフィルタの係数は、分離段の出力によって更新され、分離段の出力は、Ｉ／Ｑのミスマッチ（不一致）が補正された信号を示す、Ｉ／Ｑのミスマッチを除去する方法を提供するものである。

第２の態様によれば、本発明は、
受信したナビゲーション信号におけるＩ／Ｑのミスマッチを除去するようになっている、衛星無線ナビゲーション受信機において、
受信したナビゲーション信号をＩ信号成分およびＱ信号成分に分解するための分解手段と、不要信号から前記信号成分を分離するために、前記信号成分を入力信号として受信するようになっている分離段とを備え、分離段は第１適応フィルタおよび第２適応フィルタを備え、更に分離段の出力により、前記適応フィルタの係数を更新するための手段を備え、分離段の出力は、Ｉ／Ｑのミスマッチが補正された信号を示す、衛星無線ナビゲーション受信機を提供するものである。

本発明によれば、前記分離段は、Ｉ信号成分およびＱ信号成分内の不要信号を逆混合、すなわち分離する。これら不要信号は、ゼロＩＦ受信機の場合、複素共役成分であるか、または低ＩＦ受信機の場合、ミラーイメージ周波数にある干渉信号である。いずれのケースにおいても、分離段の出力はＩＱミスマッチが補正された受信信号を示す。

本発明は、全地球的衛星ナビゲーションシステムにおけるアナログフロントエンド障害を取り扱うために、教師なしアルゴリズムを使用することを提案するものである。ＩＱエラーが存在する場合、ゼロＩＦアプローチのケースにおけるＩチャンネルとＱチャンネル、または低ＩＦアプローチのケースにおける所望するチャンネルと隣接／妨害チャンネルとが相関化される。本発明では、ＩＱ障害がない場合、ＩチャンネルとＱチャンネル、または所望するチャンネルと隣接／妨害チャンネルとは相関化されないと仮定している。

好ましいことに、本発明はガリレオ変調方式、特にＥ５信号のＡｌｔＢＯＣ方式およびＬ１およびＥ６信号のＣＡＳＭ／変形された６相方式に適用される。本発明は、上側波帯および下側波帯で異なる信号を有し、極めて広くなり得る全バンド幅を極めて高いサンプリングレートおよびクロック周波数で、同じＲＦチェーンにより処理しなければならないこれら複素変調スキームを処理するものである。

本発明によれば、時間領域または周波数領域、もしくは両者の組み合わせにおいて、教師なしのデジタル信号処理に基づく補償スキームを展開し、これら望ましくない障害に対応することができる。このような技術を使用することにより、追加（増加した）デジタル信号処理を負担すれば、アナログ回路の複雑さおよびそれに関連するコストを低減することが可能となり、経済的な全システムの解決案を提供できる。これら教師なし信号処理技術は、個々のオフチップコンポーネントの必要性をかなり高い程度解消し、その結果、性能が高められた、より簡単で、より低コストの低電力受信機を提供できる。次にこれらのことにより、ＲＦフロントエンドはより簡単になり、ＡＤＣアナログ回路条件は緩和され、その結果、低電力の単一チップの全地球的衛星ナビゲーション受信機に向う大きな進歩が得られる。

アナログフロントエンドでの障害は、ゼロＩＦおよび低ＩＦトランシーバの性能を大幅に制限する。性能の劣化を低減するため、２つのデジタルフィルタに基づく、有効で実際に実現できる教師なしの低電力デジタル補償構造が提案される。これまでにデジタル補償構造およびデジタル補償フィルタ係数を決定するための適用係数更新アルゴリズムが開発されている。

本発明は、一般的にＧＮＳＳ受信機に適用できるが、例えばガリレオ，ＧＰＳ，ＧＳＭ，ＣＤＭＡ、将来における規格となるように設定される、あるタイプのハイブリッドハンドヘルドデバイス等の無線ナビゲーション設備を有する携帯電話にも適用できる。処理はデジタル領域で行われるので、ＧＰＳ，ＧＳＭ，ＵＭＴＳおよびＷｉＦｉアプリケーションを含むが、これだけに限定されない集積化されたハイブリッドシステム内で他の信号を取り扱うために、デジタル信号処理の設定可能性を活用できる。

以下、添付図面を参照し、本発明の好ましい実施例について説明する。

ガリレオシステムでは、提案される変調フォーマットはＥ５，Ｅ６およびＬ１信号に対して、それぞれＡｌｔＢＯＣおよびＣＡＳＭ／修正された６相変調スキームである。ＣＡＳＭ／修正された６相変調方式を使用するとき、Ｌ１信号を次のように記載できる。

ここで、
Ｃ_X ^Y（ｔ）は、Ｘキャリア周波数（「Ｘ」はＥ５ａ，Ｅ５ｂ，Ｅ６またはＬ１を表す）のＹチャンネル（「Ｙ」は２チャンネル信号ではＩまたはＱを表し、または３チャンネル信号ではＡ，ＢまたはＣを表す）での測距コードであり、
Ｄ_X ^Y（ｔ）は、Ｘ周波数バンド内のＹチャンネルでのデータ信号であり、
ｆ_Xは、Ｘ周波数バンド内のキャリア周波数であり、
Ｕ_X ^Y（ｆ）は、Ｘ周波数バンド内のＹチャンネルでの矩形サブキャリアであり、
ｍは、ＣＡＳＭ／修正された６相変調に関連する変調指数である。

図２は、位相の数が６に等しい、すなわち６相であるコンステレーション図を示す。

図５（ａ）および図５（ｂ）には、それぞれ低ＩＦトポロジーおよびゼロＩＦトポロジーを使用する、高度に集積化されたＧＮＳＳ受信機のブロック図が示されている。双方の図におけるアーキテクチャは、概して図３に示されるアーキテクチャに対応しているが、ＩチャンネルおよびＱチャンネル内にアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）が追加されている点が異なる。図５（ａ）の低ＩＦの場合、混合局部発振信号は、ｆ_LO＝ｆ_RF−ｆ_IFである。図５（ｂ）のゼロＩＦの場合、混合局部発振信号はｆ_LO＝ｆ_RFである。各図は、図の左に、入力信号の形を略図で示し、図の底部に、受信チェーンの終わりで生じるような、ＲＦ障害を含む回復された信号の有り得る適当な形を示している。

図５（ａ）および図５（ｂ）から分かるように、ＲＦ障害の結果、（ａ）隣接チャンネルが所望のチャンネルを劣化させ、（ｂ）所望のチャンネルの複素共役が所望のチャンネルを劣化させる。いずれのケースにおいても、受信機の性能は直交混合器（ミキサー）のリニアリティの性能によって常に制限される。これら技術のこのような欠点は、市販用および軍用での広範な使用を阻害している。

低ＩＦの場合、受け入れる信号ｓ（ｔ）は、ｆ_RFでの望む信号ｕ（ｔ）およびｆ_IMGでの不要な干渉信号ｉ（ｔ）から成り、この場合、ｆ_IMG＝ｆ_RF−２ｆ_IFである。従って、受信信号ｓ（ｔ）は次のように記載できる。

ここで、ｕ（ｔ）およびｉ（ｔ）は、それぞれ所望する信号および干渉信号の複素エンベロープであり、「Ｒ」はｕおよびｉの実数部分である。ＲＦ障害を含む場合、この結果生じるＩＦ信号は次のように表示できる。

ここで、ｇ₁＝（１＋０.５α_ε）、ｇ₂＝（１−０.５α_ε）（式１参照）であり、（・）^*は複素共役である。これから理解できるように、所望する信号ｕ（ｔ）は、アナログのミスマッチに起因するバンド内でリークした像（イメージ）ｉ^*（ｔ）により劣化する。所望する信号からイメージチャンネルへのリークも存在する。図５（ａ）には、この周波数領域の表示が示されている。しかしながら、完全にバランスのとれたシステムでは、所望する信号および干渉信号は、対照的な反対側の周波数＋ｆ_IFおよび−ｆ_IFにダウンコンバートされる。次に、信号ＩおよびＱはデジタル領域にコンバートされる。この後で、別の混合段が、ＩＦからベースバンドへの最終的なダウンコンバートを行う。このような変換段は、デジタル領域で行われるので、ＩチャンネルとＱチャンネルとはマッチングし、理想的な混合が保証され、次のようなベースバンド信号が得られる。

ここで、ｈ₁，ｈ₂は水平の括弧で示される値を有する。これらｈ₁，ｈ₂は混合マトリックスＨの要素と見なすことができる。

理解できるように、最終的なベースバンド信号は所望の信号のスケーリングされたバージョンを含むだけでなく、干渉信号のスケーリングされたバージョンも含む。イメージ除去比（ＩＲＲ）は、干渉信号電力に対する所望の信号電力の比として定められる。

図５（ｂ）に示されるようなゼロＩＦ受信機の場合、ベースバンド信号ｒ_BBは次のように示される。

ここで、ｇ₁＝（１＋０.５α_ε）、ｇ₂＝（１−０.５α_ε）（式１参照）であり、（・）^*は複素共役であり、ｈ₁，ｈ₂は、混合マトリックスＨの要素と見なすことができ、理解できるようにＩチャンネルとＱチャンネルとの間にはクロストークが存在する。

図６（ａ）および図６（ｂ）は、ＲＦ障害を解消するための本発明の好ましい実施形態にかかわるガリレオ受信機を略図で示し、図６（ａ）は、時間領域のコンフィギュレーションであり、図６（ｂ）は周波数領域のコンフィギュレーションである。いずれの図においても、Ｉチャンネル６０およびＱチャンネル６１に入力信号ｓ（ｔ）が送られる。各チャンネルは、要求に応じて、入力信号と局部発振信号ｆ_LOとを混合して、ゼロＩＦ信号または低ＩＦ信号を発生するための混合器（ミキサー）６２を備える。ダウンコンバートされた信号はローパスフィルタ６３に加えられ、フィルタにかけられた信号はＡＤＣ６４でデジタル化される。時間領域の実施形態の場合、デジタル化された信号は分離段６５に加えられ、その結果得られる信号は、ＲＦ障害が補正され、復調器６６でナビゲーション信号を回復するように復調を受ける。周波数領域の実施形態の場合、受取る時間領域信号は、デジタル化され、次に分離段６５に適用される前に、６７で高速フーリエ変換を受ける。分離された信号は、この信号が復調器６６に適用される前に、６８で逆ＦＦＴを受ける。改変例では、分離された信号は、復調器６６において周波数領域での処理が行われ、ＩＦＦＴ６８を省略してもよい。更に、当該ポイント数が少ない場合には、時間／周波数変換のより簡単な手段でＦＦＴ６７を置換してもよい。

低ＩＦの場合、分離段６５は、ｕ（ｔ）およびｉ（ｔ）がソースとなっている２×２のブラインド複素ソースセパレータのように働き、観察された信号からこれらを見積もる（推定する）ことを試みる。このアプローチを作動させるには、＋ｆ_IFだけでなく、−ｆ_IF部分もベースバンドにダウンコンバートしなければならない。ゼロＩＦの場合、好ましい実施形態は、Ｉ信号およびＱ信号に演算を行う２×２のブラインドソースセパレータとして働く。

図７は、図６の分離段６５をより詳細に示す。このステージは、入力ｒ₁，ｒ₂および出力ｃ₁，ｃ₂を有する適応形フィルタブロック７０を備えている。係数更新ブロック７２は、信号ｒ，ｃを受信し、係数更新信号７４をフィルタブロック７０に提供する。図７に示され、図８および図９でより詳細に示されているような分離段は、図６の時間領域構造および周波数領域構造の双方に適用できる。

使用する受信機のトポロジー、すなわち低ＩＦまたはゼロＩＦによっては、信号ｒ₁，ｒ₂，ｃ₁およびｃ₂をそれぞれ複素数または実数とすることができる。更にトポロジーの選択は、フィルタおよび適応係数更新ブロックにも影響する。これらは、低ＩＦトポロジーおよびゼロＩＦトポロジーに対してそれぞれ複素数または実数のいずれかとすることができる。更にＧＰＳデータは±１であるので、好ましい実施形態に起因するハードウェアの経費は最小となる。好ましい実施形態は、ＩＰコアまたはソフトウェアコードとして既存の受信機の信号処理チェーンに簡単に統合できる。

図８は、ＩＱのミスマッチを解決するための相互結合されたフィルタを備えた分離ユニットの好ましい実施例を示す。図８は、補正された信号を発生するために、適応形フィルタシステムがｒ₁およびｒ₂の双方を使用する態様をより詳細に示す。ゼロＩＦの場合、ｒ₁およびｒ₂はそれぞれＩ信号およびＱ信号であり、一方、低ＩＦの場合、ｒ₁およびｒ₂はデジタル領域においてベースバンドにダウンコンバートされた、それぞれ所望する信号（＋ｆ_IF）およびイメージ信号（−ｆ_IF）である。適応形システムは相互結合された適応形フィルタを含む。これらクロス結合された適応形フィルタに、受信された信号ｒ₁およびｒ₂が送られる。適応形係数更新ブロックは、新たな非相関マトリックス又は分離（demixing）マトリックスＷを決定する。これは、別の補正された信号を発生するのに使用されるとき、更にエラー信号の振幅を低減する。すなわち、分離マトリックスＷは、混合マトリックスＨを補償またはキャンセルするように機能する（式５参照）。次に、係数更新ブロックの出力は、適応形フィルタシステムに戻され、これは係数更新ブロックが提供した分離マトリックスを置換する。この新しい分離マトリックスは、逆フィルタリングを実行するのに使用され、これら推定値が減算され、推定された又は再構成された信号ｃ₁（ｋ）およびｃ₂（ｋ）（ここで、ｋは離散的時間サンプルとしてｔの代わりとなる）を発生する。このプロセスは、エラー信号の振幅が最小値または予め定めた閾値に達するまで続く。よって、エラー信号は分離マトリックスを調節するためのフィードバック信号として機能する。

図８に示されるように、キャリアｒ₁，ｒ₂のＩ成分およびＱ成分は、分離ユニット８０の入力へ適用される。分離ユニット８０は、フィードフォワードループ８４内に第１および第２適応形フィルタ８２を備える。ループ８４は、これら２つのチャンネルの間にクロス結合され、チャンネル内の総和点８６に接続されているので、適応形フィルタにより変更された各入力信号は、他方の入力信号に加算される。チャンネルの出力ｃ₁（ｋ），ｃ₂（ｋ）は、分離ユニットの出力を表し、８８におけるように、フィルタの係数を更新するのに使用される。

エラー信号が除去されると、分離マトリックスＷは、混合マトリックスＨをキャンセルする。Cetin E.等による上記引用論文では、この問題に対するより強力な数学的処理方法が記載されている。フィードフォワードのケースでは、上記論文からソース推定値ｃ₁（ｋ）およびｃ₂（ｋ）が、次のようになることが示される。

フィルタが収束する場合、すなわちｗ₁＝ｈ₁かつｗ₂＝ｈ₂であるとき、ソース推定値は次のようになる。

フィードバックのケースに対しては、次のようになる。

フィルタが収束する場合、すなわちｗ₁＝ｈ₁かつｗ₂＝ｈ₂であるとき、ソース推定値は次のようになる。

分離ユニットに対する別の実現例は、フィードバックループ内にフィルタを設けることである。この構造は、図９に示されており、この図では、図８の部品と同様な部品は同じ参照番号で示されている。フィードバックループ９０内にフィルタ８２が設けられている。

フィルタ係数は、適応形アルゴリズムにより計算できる。このアルゴリズムは、簡単な標準的な最小二乗平均アルゴリズム（ＬＭＳ）または再帰的最小二乗（ＲＬＳ）アルゴリズムとすることができる。当然ながら、適応形アルゴリズムの選択は性能に影響する。しかしながら、提案されたアプローチは、専門アルゴリズムまたはフィルタ係数を更新するための特別に仕様を合わせたアルゴリズム／方式に対する条件とは独立している。

システム性能全体を何らかの方法で妥協させないで、出力信号の極性だけを使用することにより係数更新が作動し、この結果、全体の複雑さを低下できることを証明した。更に、誘導される係数の符号を使用することによって作動させるので、適応形フィルタの作動も簡略化される。

双極性（すなわち±１）であるナビゲーションデータを復調器６６における分離段の出力から誘導するために、極めて簡単な、すなわち瑣末なＡＤＣ作動だけでよく、この作動は最も簡単に極性検出器またはハードリミターを使用できる。

少なくとも上記実施例における本発明の特徴事項は次のとおりである。
１−本方法は、パイロット／テストトーンを必要とすることなく、全地球的衛星ナビゲーションシステムの受信機におけるＲＦ障害を解消できる。
２−フィードバックループ内にフィルタを設けることにより、分離構造用の別の実現例が可能となる。
３−材料コストが少なくて済む、性能が強化されたデバイスにより、電子メーカーがコスト的に効果的により安価な製品を設計し、市販できるようにする。
４−我々の新規なデジタル処理技術により補償され、補助される、緩和されたＲＦフロントエンド仕様による、集積化及び大型で電力消費量の大きいアナログ部品の排除により、非専用の低い生産コストのＣＭＯＳ技術を使って、よりロバストで電力効率の高い製品を設計できる。
５−本方法は、ゼロＩＦ受信機および低ＩＦ受信機の双方に適用できる。
６−本方法は、時間領域補正および周波数領域補正の双方に適用できる。
７−補正マトリックス推定のための方法は、データの極性だけを使用し、ハードウェア的に極めて効率的な解決案を提供できる。システム全体を妥協することなく、極性情報によりこの係数更新ブロックが作動し、その結果、システム全体の複雑さを低減できることを実証した。
８−ブラインドであることにより、トレーニングまたはパイロット／テストトーンが不要である。
９−このアプローチは、ＡｌｔＢＯＣおよび６相／ＣＡＳＭで極めて良好に働く。
１０−少しのハードウェア／ソフトウェアの経費で、受信機の標準的な信号処理チェーンに容易に統合できる。本発明はインストールされたインフラストラクチャを変えることなく、既存のシステムに容易に適用できる。
１１−マルチパスのフェージング環境だけでなく、低ＳＮＲの場合で作動することにより、微弱信号ＧＰＳアプリケーションに適す。
１２−双方のチャンネルが高品位で再生される。低ＩＦバージョンでは、所望するチャンネルだけでなく、たまに隣接チャンネルとなるような妨害波も再生できる。

ガリレオシステムで使用されるＡｌｔＢＯＣ変調を略図で示す。 ガリレオシステムで使用される修正された６相変調を略図で示す。 従来の直交復調器の略図である。 （ａ）３２ＰＳＫ変調された信号と、（ｂ）２５６ＱＡＭ変調された信号との、ＩＱアンバランスの効果を示すグラフである。 ガリレオシステムに対し低ＩＦを使用する受信機のブロック略図を示す。 ガリレオシステムに対しゼロＩＦを使用する受信機のブロック略図を示す。 本発明に係る、ガリレオシステムに対する受信機の時間領域における好ましい実施形態のブロック図である。 本発明に係る、ガリレオシステムに対する受信機の周波数領域における好ましい実施形態のブロック図である。 本発明に係るＩＱミスマッチを除去するための好ましい構成をより詳細に示す。 ＩチャンネルとＱチャンネルの間のＩＱミスマッチを除去するための、本発明に係る好ましい分離ユニットの回路略図である。 ＩチャンネルとＱチャンネルの間のＩＱミスマッチを除去するための、本発明にかかわる別の分離ユニットの回路略図である。

符号の説明

６０ Ｉチャンネル
６１ Ｑチャンネル
６２ 混合器（ミキサー）
６３ ローパスフィルタ
６４ アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）
６５ 分離段
６６ 復調器
６７ 高速フーリエ変換
６８ 逆ＦＦＴ
７０ 適応フィルタブロック
７２ 係数更新ブロック

Claims (19)

1. 衛星無線ナビゲーションシステムの受信したナビゲーション信号におけるＩＱのミスマッチを除去する方法において、
   前記受信したナビゲーション信号をＩ信号成分とＱ信号成分とに分解するステップと、
   不要信号から前記Ｉ信号成分およびＱ信号成分を分離する分離段に、前記Ｉ信号成分および前記Ｑ信号成分を入力として提供するステップとを備え、前記分離段は、第１および第２適応形フィルタを備え、これらフィルタの係数は、前記分離段の出力によって更新され、前記分離段の出力は、ＩＱのミスマッチが補正された信号を示す、ＩＱのミスマッチを除去する方法。
2. 前記受信したナビゲーション信号は、ガリレオシステムの信号である、請求項１に記載の方法。
3. 前記受信したナビゲーション信号は、コヒーレント適応形サブキャリア変調（ＣＡＳＭ）信号である、請求項２に記載の方法。
4. 前記受信したナビゲーション信号は、ＡｌｔＢＯＣ変調されたものである、請求項２に記載の方法。
5. 前記係数は、前記分離段の出力の極性によって更新される、請求項４に記載の方法。
6. 前記受信した信号の時間領域バージョンで前記分離を実行する、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の方法。
7. 前記受信した信号の周波数領域バージョンで前記分離を実行し、時間領域にある前記受信した信号に対し、前記分離の前に周波数変換を施すステップを更に含む、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の方法。
8. 前記Ｉ成分およびＱ成分は、ゼロＩＦ信号であり、これは不要な複素共役成分を含む、請求項１乃至７のいずれか１項記載の方法。
9. 前記Ｉ成分およびＱ成分は、低ＩＦ信号から導かれたものであり、これはベースバンド信号に変換され、ミラーイメージ周波数の不要な干渉成分を含む、請求項８に記載の方法。
10. 受信したナビゲーション信号におけるＩＱのミスマッチを除去するようになっている、衛星無線ナビゲーション受信機であって、
    受信したナビゲーション信号をＩ信号成分およびＱ信号成分に分解するための分解手段と、不要信号から前記信号成分を分離するために、前記信号成分を入力信号として受信するようになっている分離段と、を備え、前記分離段は、第１適応形フィルタおよび第２適応形フィルタを備え、更に前記分離段の出力により、前記適応形フィルタの係数を更新するための手段を備え、前記分離段の出力は、ＩＱのミスマッチが補正された信号を示す、衛星無線ナビゲーション受信機。
11. 前記分離段は、第１減算手段を含む第１信号パスを介して第１出力に結合された第１入力と、第２減算手段を含む第２信号パスを介して第２出力に結合された第２入力と、を備え、前記第１フィルタは、前記第１信号パスから前記第２信号パスに結合され、前記第２フィルタは、前記第２信号パスから前記第１信号パスに結合されている、請求項１０に記載の受信機。
12. 前記第１フィルタは、フィードフォワードループ内で前記第１入力と前記第２減算手段との間に結合されており、前記第２フィルタは、フィードフォワードループ内で前記第２入力と前記第１減算手段との間に結合されている、請求項１１に記載の受信機。
13. 前記第１フィルタは、フィードバックループ内で前記第１出力と前記第２減算手段との間に結合されており、前記第２フィルタは、フィードバックループ内で前記第２出力と前記第１減算手段との間に結合されている、請求項１１に記載の受信機。
14. 前記適応形フィルタの係数は、前記分離段の出力の符号を含む、請求項１０乃至１３のいずれか１項に記載の受信機。
15. 前記周波数領域において信号に対する分離を実行するため、前記分離段の入力に結合された時間／周波数変換手段を含む、請求項１０乃至１４のいずれか１項に記載の受信機。
16. 前記受信機は、ゼロＩＦ受信機であり、前記分解手段は、ゼロＩＦ混合手段を含む、請求項１０乃至１５のいずれか１項に記載の受信機。
17. 前記受信機は、低ＩＦ受信機であり、前記分解手段は、前記受信したナビゲーション信号を低ＩＦ信号に変換するための低ＩＦ混合手段を含み、更に、前記低ＩＦ信号をベースバンドに変換し、前記Ｉ成分およびＱ成分を提供するための混合手段を含む、請求項１６に記載の受信機。
18. 添付図面を参照して実質的に説明したような、衛星無線ナビゲーションシステムの受信信号におけるＩ／Ｑのミスマッチを除去するための受信機。
19. 添付図面を参照して実質的に説明したような、衛星無線ナビゲーションシステムの受信信号におけるＩ／Ｑのミスマッチを除去するための方法。

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