CN101385300A - 卫星无线电导航接收机 - Google Patents

Abstract

在接收传送的无线电导航信号的卫星无线电导航接收机中，一种消除接收信号中的I/Q失配的方法，包括：把接收的信号分解成I和Q信号分量，并把它们作为输入提供给消除无用信号的去混频级，去混频级包含第一和第二交叉耦合的自适应滤波器，其系数由去混频级的输出来更新，去混频级的输出表示IQ失配校正信号。接收机可为零中频或低中频接收机，并且可在时域或频域信号上工作。

Description

卫星无线电导航接收机

技术领域

本发明涉及用于卫星无线电导航系统的接收机，所述卫星无线电导航系统公知为GNSS(全球导航卫星系统)，包括GPS、GLONASS和Galileo。

背景技术

全球定位系统(GPS)包括连续广播其位置和当地时间的24颗低环地轨道卫星。只要有4颗卫星在可视范围内，地面(或空中)接收机就可通过卫星测距确定其绝对位置。

Galileo是欧洲率先发起的最新的全球导航卫星系统(GNSS)，提供高度精确的、有保障的全球定位服务。按照欧洲白皮书“Europeantransport policy for 2010:time to decide”，GNSS被确认为关键技术。应当利用时间、大地测量学以及信号结构标准(可与民用GPS和其增强系统互操作和兼容)来设计和开发Galileo。预期卫星导航技术市场将在近、中期的将来经历重大发展。

便携式用户GNSS接收机需要紧凑、便宜和功率低(举例来说，具有长的电池寿命)的解决方案。为了使GNSS能力能够广泛渗透到用户产品中，集成接收机应当使芯片外组件的数目最少。集成整个接收机将使得离散接收机部件之间的变化最小。集成的接收机会使得从产品到产品地再造更加容易，因为不需要成百上千个组件的精确布局。而且，更容易制造并达到所需产量，因为整个接收机的功能已在芯片级接受检验。这些考虑导致对利用低中频(low-IF)或零中频(zero-IF)(直接变频)方法的新接收机体系结构的研究和部署(IF:中频)。不过，尽管提供芯片外组件的高级集成和消去，这些体系结构仍然承受着IQ相位和增益减损的问题，导致可能出现的有限镜像抑制。这正在阻碍着它们在商业产品中广泛、经济的使用。

同样的问题将继续存在，而且对于Galileo所具有的与所有先前GNSS系统相比显著不同的调制格式而言，将更具挑战性。这在文档“Status of Galileo Frequency and Signal Design(25.09.2002)”(Guenter W.Hein等，http://europa.eu.int/comm/dgs/energy_transport/galileo/documents/technical_en.htm)以及工作文件“GALILEO Signals:RF Characteristics”(ICAO NSP/WGW:WP/36)-http://www.galileoju.com)中进行了定义。Galileo包括三个信号波段，即:相应中心频率为1191.795MHz、1278.750MHz和1575.420MHz的E5、E6和L1。E5波段包含E5a和E5b两种信号。Galileo卫星将在E5a波段(1176.450MHz)和E5b波段(1207.14MHz)中传送信号，作为中心频率为1191.795MHz的复合信号。E5信号的调制将为交替二进制偏置载波(AltBOC)。上述两个引用文件中描述了该信号的产生。参考“Status of Galileo Frequency and SignalDesign”的附录A，标准二进制偏置载波(BOC)调制使用可为频率fs的正弦或余弦的矩形副载波(例如，sign(sin(2πfst)))来调制时域信号s(t)。这使得信号的频率偏移到上边带和对应的下边带。通常以BOC(fs，fchip)形式来表示BOC型信号，其中fs是矩形副载波频率，fchip是扩频码码片率(chipping rate)。指明频率为1.023MHz的倍数。例如，信号BOC(10，5)实际上具有副载波频率为10×1.033MHz＝10.330MHz和扩频码码片率为5×1.023MHz＝5.115MHz。另一方面，AltBOC利用复矩形副载波(它是被给定为sign(e^j(2πfst))的复指数函数)。可利用欧拉等式把它写为sign[cos(2πfst)+j sin(2πfst)]。以这种方式，使信号频谱不分裂，而只偏移到较高频率。也可以偏移到较低频率。AltBOC调制的目的是以相干方式产生分别被复指数或副载波调制的E5a和E5b波段，以便信号可被接收为类似宽带BOC的信号。图1中给出了AltBOC调制信号的星座图。

L1信号由L1P信道、L1F数据信道和L1F导频信道这三个组成部分的多路复用构成，而E6信号由E6p和E6c的多路复用构成。在E6和L1波段上的这些信号利用相干自适应副载波调制(CASM)(也称为Interplex or Modified Tricode Hexaphase)来产生复合信号。这在“Tricode Hexaphase Modulation for GPS”(Proceedings ofInsititute of Navigation(ION)-GPS Annual Meeting，pages:385-397，1997)和“L1 band part of Galileo Signal in Space ICD(SIS ICD)”/也称为:“Galileo standardisation document for 3GPP”(http://www.galileoju.com)中被定义。借助这种调制格式，产生自两个信道的组合的QPSK信号被使用第三信道进行相位调制。调制指数m＝0.6155被用于设置三个信道间的相对功率。图2中给出了CASM/改进的六相调制(Modified Hexaphase Modulation)信号的星座图。

E5是Galileo卫星将传送的最先进和最有前途的信号之一。能够跟踪该信号的Galileo接收机将获益于其在测量精确性、室内性能和多径抑制方面无与伦比的性能。然而，进行AltBOC调制所需的信号处理技术比那些用于传统BPSK或甚至是常规BOC调制的信号处理技术更具挑战性。这源于极高的带宽和扩频码中分量的复杂相互作用。

如上所述，Galileo接收机需承受IQ相位和增益减损的问题。正交调制和解调系统把数据调制成基带信号的同相(I)和正交(Q)分量，然后将那些基带信号与射频(RF)载波的I和Q分量混频以便广播调制的数据。Q信号与I信号的相位差为90度。在接收机中执行反向处理，首先接收广播信号，然后下变频以恢复调制基带信号的I和Q分量，然后从那些I和Q分量中恢复数据。

利用IQ-信号处理的接收机体系结构易受I和Q信道之间失配的影响。这可发生在接收机的若干级中；用于把到来的RF信号在I和Q路径之间平分的RF分路器可能引入相位和增益差。两个RF路径的长度差可能导致相位不平衡。用于产生驱动I和Q信道混频器的I和Q本地振荡器(LO)信号的正交90°分相器可能并不精确为90°。此外，I和Q信道混频器的输出端口之间可能存在变频损耗差异。除这些之外，I和Q路径上的滤波器和模数转换器(ADC)并不精确匹配。这些缺陷对接收机性能的影响会是不利的。IQ-不平衡可由两个参数来表征:I、Q分支之间的幅度失配α_ε和相位正交性失配由幅度失配α_ε得到以分贝为单位的幅度不平衡β为:

β＝20log₁₀[1+0.5α_ε/1-0.5α_ε]      (1)

图3的正交解调器接收机模型将IQ不平衡纳入为受损LO信号。在正交信道中把输入信号s(t)与本地振荡器信号f_LO混频。在每个信道中对混频信号进行增益和低通滤波(LPF)。

图4示出了利用(a)32-PSK和(b)256-QAM调制格式改变IQ相位和增益失配对系统的原始误码率(BER)性能的影响。如可知的是，IQ-不平衡使系统的BER性能大大退化。这种性能退化是不可取的，必须被补偿。为了确保正确的符号检测，必须在进行符号判断之前补偿RF减损。

在论文“Adaptive Compensation of Analog Front-End I/QMismatches in Digital Receivers”(Cetin E.，Kale I.，Morling R.C.S.，IEEE International Symposium on Circuits and Systems，(ISCAS2001)，vol.4，pp.370-373，May 2001)，“Adaptive Self-CalibratingImage Rejection Receiver”(Cetin E.，Kale I.，Morling R.C.S.，IEEEInternational Conference on Communications(ICC 2004)，vol.5，pp.2731-2735，June 2004.)，＂On the structure，convergence andperformance of an adaptive I/Q mismatch corrector＂(Cetin，E.；Kale，I.；Morling，R.C.S.，IEEE Vehicular Technology Conference(VTC2002 Fall)，vol.4，pp.2288-2292，September 2002)中，讨论了单端零中频和低中频I/Q信道无线系统。这些论文提出不需导频音而是利用盲自适应算法的盲(无监管的)技术。认识到，失配误差在使用零中频方法的情况下在I和Q信道之间产生互相关，或在使用低中频方法的情况下在所需信道和相邻/干扰信道之间产生互相关。为了消除互相关，自适应滤波器在I和Q信道之间交叉耦合。滤波器系数由所选的自适应算法更新。与如上所述的Galileo的高度复杂的宽带方案相比，这些论文讨论的信号处理起来相对简单。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于降低由I、Q信道之间的失配引起的卫星无线电导航接收机中RF减损的装置。

本发明的另一目的是提供可高度集成并且能经济节约地构建和运行(即，更简单、更便宜和功率更低)的卫星无线电导航接收机。

在第一个方面，本发明提供了一种消除卫星无线电导航系统接收的导航信号中的I/Q失配的方法，所述方法包括:

把接收的导航信号分解为I和Q信号分量，和

把所述I和Q信号分量作为输入提供给去混频级(demixingstage)，所述去混频级去混频所述I和Q信号分量以去除无用信号，去混频级包含第一和第二自适应滤波器，其系数由去混频级的输出更新，去混频级的输出代表IQ失配校正信号。

在第二个方面，本发明提供一种卫星无线电导航接收机，所述接收机适于消除接收的导航信号中的I/Q-失配并且包括:

用于把接收的导航信号分解为I和Q信号分量的分解装置，和被安排为接收所述信号分量作为输入信号、去混频所述信号分量以去除无用信号的去混频级，去混频级包含第一和第二自适应滤波器，和用于由去混频级的输出来更新所述自适应滤波器的系数的装置，去混频级的输出代表IQ-失配校正信号。

按照本发明，所述去混频级对I和Q信号分量中的无用信号去混频或把其分离，在零中频接收机情况下其可能为复共轭分量，或者在低中频接收机情况下可能是镜像频率上的干扰信号，如下所述。在任何一种情况下，去混频级的输出代表IQ-失配校正接收信号。

本发明提出使用无监管的算法来处理全球卫星导航系统中的模拟前端减损。在出现IQ误差时，零中频方法情况时的I和Q信道或低中频方法情况时的所需信道和相邻/干扰信道是相关的。在本发明中，唯一的假设是“在没有IQ减损时，I和Q信道或所需信道和相邻/干扰信道不相关”。

作为优选方式，本发明被应用于Galileo调制方案，特别是E5信号的AltBOC方案以及L1和E6信号的CASM/改进的六相方案。本发明处理这些复杂的调制方案(可能在上边带和下边带具有不同信号，而其中可能很宽的整个带宽则必须通过相同的RF链以很高的采样速率和时钟频率处理)。

按照本发明，无监管的基于数字信号处理的补偿方案可在时域或频域或时频混合域中部署来对抗这些不合需要的损减。该技术的使用将以额外的(增加的)数字信号处理为代价使模拟电路系统复杂度和相关成本下降，得到总体上经济的系统解决方案。这些无监管的信号处理技术的应用将大大地降低对离散的芯片外组件的需要，结果得到性能增强的更简单、成本更低和功率更低的接收机。随后，它们将出现在更简单的RF前端和宽松的ADC模拟电路需求中，从而向低功率单片全球卫星导航接收机迈出重要一步。

模拟前端损减大大地限制了零中频和低中频收发机的性能。基于两个数字滤波器提出一种有效的和实践上可实现的低功率数字无监管补偿结构，以缓解性能退化。已经开发出用于确定数字补偿滤波器系数的数字补偿结构和自适应系数更新算法。

尽管本发明一般适合于GNSS接收机，但是还可适合于具有例如Galileo、GPS、GSM、CDMA的无线电导航设施的移动电话(将来会成为标准的一种混合手持设备)。由于在数字域进行处理，利用数字信号处理的可配置性来处理包含但不限于GPS、GSM、UMTS和WiFi应用的集成混合系统中的其他信号。

附图说明

现在将参考附图描述本发明的优选实施例，其中:

图1图解示出了Galileo系统中使用的AltBOC调制；

图2图解示出了Galileo系统中使用的改进的六相调制；

图3是现有技术正交解调器的示意图；

图4示出了IQ-不平衡对(a)32-PSK和(b)256-QAM调制信号的BER的影响；

图5示出了用于Galileo系统的零或低中频接收机的示意框图；

图6(a)和图6(b)是按照本发明的，用于Galileo系统的接收机的时域和频域中的优选实施例的框图；

图7更详细地示出了按照本发明的用于消除IQ-失配的优选配置；

图8是用于消除I和Q信道之间的IQ失配的按照本发明的优选去混频单元的示意电路图；和

图9是用于消除I和Q信道之间的IQ失配的按照本发明的备选去混频单元的示意电路图。

具体实施方式

在Galileo系统中，提出的调制格式是分别用于E5、E6和L1信号的AltBOC和CASM/改进的六相调制方案。利用CASM/改进的六相调制，可将L1信号写为:

$s_{L1}\left(t\right)=[C_{L1}^a\left(t\right).D_{L1}^a\left(t\right).U_{L1}^a.\cos \left(m\right)-C_{L1}^c\left(t\right).U_{L1}^{b,c}.\sin \left(m\right)].\cos \left(2{\mathrm{\πf}}_{L1}t\right)-$

$\left[\begin{array}{c}{C}_{L1}^b\left(t\right).D_{L1}^b\left(t\right).U_{L1}^{b,c}.\cos \left(m\right)+\\ C_{L1}^a\left(t\right).D_{L1}^a\left(t\right).U_{L1}^a\left(t\right).C_{L1}^b\left(t\right).D_{L1}^b\left(t\right).C_{L1}^c\left(t\right).\sin \left(m\right)\end{array}\right]\sin \left(2{\mathrm{\πf}}_{L1}t\right)---\left(2\right)$

其中:

-C_X ^Y(t)是载波频率X(“X”代表E5a、E5b、E6或L1)的Y信道(“Y”对于两个信道信号代表I或Q，或对于三个信道信号代表A，B或C)上的测距码(ranging code)。

-D_X ^Y(t)是X频段中Y信道上的数据信号。

-f_x是X频段中的载波频率。

-U_X ^Y(t)是X频段中Y信道上的矩形副载波。

-m是调制指数，与CASM/改进的六相调制相关联。

图2示出了星座图，相位数等于6，因此名为“六相”。

图5(a)和图5(b)中分别示出了利用低中频和零中频拓扑的可能高度集成的GNSS接收机框图。两个图的体系结构通常与图3中所示的对应，不过在I和Q信道中添加了模数转换器(ADC)。在图5(a)的低中频情况下，混频本地振荡器信号为f_LO＝f_RF-f_IF。在图5(b)的零中频情况下，混频本地振荡器信号为f_LO＝f_RF。每张图在图的左部图解地示出了输入信号的形式，并且在图的底部图解地示出了纳入了RF-减损的恢复信号的可能形式(如在接收链末端呈现出的)。

如从图5(a)和图5(b)中可看出的，RF减损导致:(a)邻信道干扰所需信道，(b)所需信道的复共轭干扰所需信道。在两种情况下，接收机性能总会受正交混频器的线性性能限制。这些技术的这些缺点已经阻止了它们在商业和军事应用中的广泛使用。

对于低中频情况，到来的信号s(t)由在f_RF的有用信号u(t)和在f_IMG(其中f_IMG＝f_RF-2f_IF)的无用干扰信号i(t)构成。因此，可将到来的信号s(t)表示为:

其中u(t)和i(t)分别是有用信号和干扰信号的复包络，

是u和i的实部。纳入了RF减损，可将所得IF信号表示为:

其中g₁＝(1+0.5α_ε)，g₂＝(1-0.5α_ε)(参见等式1)，(·)^＊是复共轭。如可看出的，由于模拟失配，所需信号u(t)被带内泄漏的镜像i^＊(t)破坏。也有自所需信号到镜像信道的泄漏。在图5(a)中在完全平衡的系统中给出了其频域图例；不过，有用信号和干扰信号被下变频成相反的频率+f_IF和-f_IF。然后信号I和Q被转换到数字域。随之，另一混频器级处理从IF到基带的最终下变频。因为该变频级在数字域中发生，所以I和Q信道是匹配的，假定理想的混频导致下列基带信号:

其中h₁，h₂具有水平括弧指示的值。可将h₁，h₂当作混频矩阵H的元素。

如可以看出的，最终的基带信号不仅包含所需信号的缩放形式，还包含干扰信号的缩放形式。将镜频抑制比(IRR)定义为所需信号与干扰信号功率之比。

对于零中频接收机的情况，如图5(b)中所示，给出基带信号r_BB为:

其中g₁＝(1+0.5α_ε)，g₂＝(1-0.5α_ε)和(·)^＊是复共轭，h₁，h₂可被看作混频矩阵H的元素。如可看出的，在I和Q信道之间存在串扰。

图6(a)和6(b)图解地示出了用于消除RF-减损的按照本发明优选实施例的Galileo接收机，图6(a)是时域配置，而图6(b)是频域配置。在两个图中，输入信号s(t)输入给I和Q信道60，61。每个信道包含用于把输入信号与本地振荡器信号f_LO混频以给出所需的零中频信号或低中频信号的混频器62。将下变频信号施加给低通滤波器63，在ADC 64中数字化该滤波信号。在时域实施例情况下，把数字化信号施加给去混频级65，在解调器66中解调校正了RF损减的所得信号以恢复导航信号。在频域实施例情况下，在把到来的时域信号施加给去混频级65之前，对其进行数字化，然后如在FFT 67上那样进行快速傅立叶变换。在施加给解调器66之前，对去混频信号进行反向FFT(如在IFFT 68上那样)。或者，可在解调器66中对去混频信号在频域进行处理，而无需IFFT 68。另外，FFT 67可由简单的时/频转换装置代替，因为所讨论的点数较少。

在低中频情况下，去混频级65充当以u(t)和i(t)作为源的2乘2盲复源分离器(blind-complex-source separator)，并试图根据观察到的信号对其进行估计。为使该方法运转，不但+f_IF部分、而且-f_IF部分都需被变频到基带。在零中频情况下，优选实施例起操作I和Q信号的2乘2盲源分离器的作用。

图7更详细地描述了图6的去混频级65。它由具有输入r_1，2和输出c_1，2的自适应滤波器块70组成。系数更新块72接收信号r、c并向滤波器块70提供系数更新信号74。图7的去混频级(如图8和9中更详细地示出的)适于图6的时域和频域安排。

取决于所用的接收机拓扑(即低中频或零中频)，信号r₁、r₂、c₁和c₂可分别为复数或实数。此外，拓扑的选择还影响滤波器和自适应系数更新块。它们可相对于低中频和零中频拓扑分别为复数或实数。此外，由于GPS数据是±1，由优选实施例导致的硬件开销最小。优选实施例可被简单地集成到现有接收机的信号处理链作为IP核或作为软件代码。

图8示出了去混频单元的优选实现，包括用于解决IQ-失配的交叉耦合的滤波器。图8详细地示出了自适应滤波器系统使用r₁和r₂来产生校正信号的方式。在零中频的情况下，r₁和r₂分别是I和Q信号；但是在低中频情况下，r₁和r₂分别是在数字域中下变频到基带的所需信号(+f_IF)和镜像信号(-f_IF)。自适应系统包含交叉耦合的自适应滤波器。接收的信号r₁和r₂被输入到交叉耦合的自适应滤波器。自适应系数更新块确定新的去相关矩阵或去混频矩阵W，去混频矩阵W在用于产生另一校正信号时，进一步降低误差信号的量级，也就是，去混频矩阵W用于补偿或抵消混频矩阵H(参见等式(5))。然后，把系数更新块的输出送回给自适应滤波器系统，用以代替由系数更新块提供的其去混频矩阵。于是，这个新的去混频矩阵被用于执行反向滤波，然后减去这些估计来生成估计的或重建的信号c₁(k)和c₂(k)，其中k代替t作为离散时间样本。继续该处理直到误差信号的量级到达最小或预定的门限。从而，误差信号起作为调整去混频矩阵的反馈信号的作用。

如图8中所示，载波的I和Q分量，r₁和r₂被施加给去混频单元80的输入。去混频单元80包括在前馈环84中的第一和第二自适应滤波器82。环84在两个信道之间交叉耦合，与信道中的求和点86相连，以致由自适应滤波器修改的每个输入信号被加入到其它输入信号。信道输出c₁(k)和c₂(k)代表去混频单元的输出，用于如在88上那样更新滤波器的系数。

当消除了误差信号时，去混频矩阵W抵消了混频矩阵H。可在Cetin E.等发表的前述论文中找到一种处理该问题的更严谨的数学方法。对于前馈的情况，可从上述中示出源估计c₁(k)和c₂(k)变成:

c₁(k)＝(1-w₁h₂)r₁(k)+(h₁-w₁)r₂(k)

c₂(k)＝(h₂-w₂)r₁(k)+(1-w₂h₁)r₂(k)

                                                            (8)

当滤波器聚合，即w₁＝h₁且w₂＝h₂时，那么源估计变成:

c₁(k)＝(1-h₁h₂)r₁(k)

c₂(k)＝(1-h₁h₂)r₂(k)

                                 (9)

对于反馈的情况:

$c_1\left(k\right)=\frac{1}{1-w_1{w}_2}[(1-w_1{h}_2)r_1\left(k\right)+(h_1-w_1)r_2\left(k\right)]$

$c_2\left(k\right)=\frac{1}{1-w_1{w}_2}[(h_2-w_2)r_1\left(k\right)+\left(1-w_2{h}_1\right)r_2\left(k\right)]---\left(10\right)$

当滤波器聚合，即w₁＝h₁且w₂＝h₂时，那么源估计变成:

c₁(k)＝r₁(k)

c₂(k)＝r₂(k)

                        (11)

去混频单元的备选实现是将滤波器放在反馈环中。图9中示出了该结构，其中与图8中的部件相似的部件以相同附图标记表示。滤波器82被放在反馈环90中。

可借助于自适应算法来计算滤波器系数。该算法可为简单的标准最小均方(LMS)或递归最小二乘(RLS)算法。当然，自适应算法的选择会影响性能；不过，提出的方法不依赖于任何专用算法或对用于更新其滤波器系数的任何专用算法/方案的需要。

本申请已示出通过仅使用输出信号的极性进行系数更新，而整体系统性能并未以任何方式受到损害；这导致极大降低的复杂度。此外，自适应滤波器的操作也被简化，因为是使用所得系数的符号来操作。

为了从解调器66中的去混频级的输出中获得导航数据(其为双极性，±1)，需要一个非常简单或细微的ADC操作，其可最简单地利用极性检测器或硬限幅器(hard limiter)。

至少在上述实施例中的本发明的特点如下:

1、在全球卫星导航系统接收机中不需要导频/测试音来去除RF损减的方法。

2、通过把滤波器放在反馈环中，找到了一种用于分离结构的备选实现。

3、原料费用降低而性能增强的设备，其使得电子器件制造者能够成本有效地设计和销售价格低廉的产品。

4、借助宽松的RF前端规范(通过本申请中创新的数字处理技术进行补偿和援助)来集成和去除大型、功率耗费大的模拟组件，从而得到使用非专用、低生产成本CMOS技术设计的更健壮和功率有效的产品。

5、所述方法适于零中频和低中频接收机。

6、所述方法适于时域和频域校正。

7、进行校正矩阵预测的方法，使用数据的极性，提供极为硬件有效的解决方案。本申请已示出，此系数更新块就是操作极性信息而不会损害整体系统性能，但又导致复杂度极大降低。

8、使用了盲技术，因而不需要训练或导频/测试音。

9、所述方法适用于AltBOC和六相/CASM。

10、易于集成到接收机的标准信号处理链，而硬件/软件开销较小。可将本发明容易地应用于现有系统，无需改变已安装的基础设施。

11、在多径、衰减环境以及低SNR情况下工作，使其适于微弱信号的GPS应用。

12、两个信道均被高质量地恢复。对于低中频形式，不仅恢复所需信道，还恢复刚好是邻信道的干扰信道。

Claims (19)

1、一种消除卫星无线电导航系统的接收导航信号中的I/Q失配的方法，所述方法包括:

把接收的导航信号分解成I和Q信号分量，和

把所述I和Q信号分量作为输入提供给去混频级，所述去混频级去混频所述I和Q信号分量以去除无用信号，去混频级包含第一和第二自适应滤波器，其系数由去混频级的输出来更新，去混频级的输出表示IQ失配校正信号。

2、按照权利要求1的方法，其中接收的导航信号是Galileo系统的信号。

3、按照权利要求2的方法，其中接收的导航信号是相干自适应副载波调制信号。

4、按照权利要求2的方法，其中接收的导航信号是AltBOC调制的。

5、按照权利要求4的方法，其中所述系数由去混频级的输出的极性来更新。

6、按照前述任一权利要求的方法，其中在接收信号的时域形式上执行去混频。

7、按照前述任一权利要求的方法，其中在接收信号的频域形式上执行去混频，并且使处于时域中的接收信号在去混频之前进行频率变换。

8、按照前述任一权利要求的方法，其中所述I和Q分量是零中频信号，包含无用的复共轭分量。

9、按照权利要求8的方法，其中所述I和Q信号分量由低中频信号得出，所述低频信号被转换成基带信号，并且包含在镜像频率上的无用干扰分量。

10、一种卫星无线电导航接收机，所述接收机适于消除接收的导航信号中的I/Q失配，所述接收机包括:

用于把接收的导航信号分解成I和Q信号分量的分解装置，和被安排为接收所述信号分量作为输入信号、去混频所述信号分量以去除无用信号的去混频级，所述去混频级包含第一和第二自适应滤波器，以及用于由去混频级的输出更新所述自适应滤波器的系数的装置，所述去混频级的输出表示IQ-失配校正信号。

11、按照权利要求10的接收机，其中所述去混频级包括通过包含第一减装置的第一信号路径与第一输出耦合的第一输入，通过包含第二减装置的第二信号路径与第二输出耦合的第二输入，所述第一滤波器从所述第一信号路径耦合到所述第二信号路径，以及所述第二滤波器从所述第二信号路径耦合到所述第一信号路径。

12、按照权利要求11的接收机，其中所述第一滤波器在前馈环中在所述第一输入和所述第二减装置之间耦合，而所述第二滤波器在前馈环中在所述第二输入和所述第一减装置之间耦合。

13、按照权利要求11的接收机，其中所述第一滤波器在反馈环中在所述第一输出和所述第二减装置之间耦合，而所述第二滤波器在反馈环中在所述第二输出和所述第一减装置之间耦合。

14、按照权利要求10-13中任一项的接收机，其中所述自适应滤波器的系数包括所述去混频级的输出的符号。

15、按照权利要求10-14中任一项的接收机，包含与所述去混频级的输入耦合的时/频变换装置，用于在频域中对信号进行去混频。

16、按照权利要求10-15中任一项的接收机，其中所述接收机为零中频接收机，而所述分解装置包含零中频混频装置。

17、按照权利要求16的接收机，其中所述接收机为低中频接收机，而所述分解装置包含低中频混频装置以把接收的导航信号转换成低中频信号，并且还包含用于把所述低中频信号转换到基带以提供所述I和Q分量的混频装置。

18、用于消除卫星无线电导航系统的接收信号中的I/Q失配的接收机，基本上如参考附图所述的那样。

19、用于消除卫星无线电导航系统的接收信号中的I/Q失配的方法，基本上如参考附图所述的那样。

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