KR20080098526A - 위성 무선 네비게이션 수신기들 - Google Patents

Abstract

전송된 무선 네비게이션 신호를 수신하는 위성 무선 네비게이션 수신기에서, 수신된 신호에서 I/Q 미스매칭을 제거하는 방법은: 수신된 신호를 I 및 Q 신호 성분으로 분해하는 단계, 및 원하지 않는 신호들을 제거하는 디믹싱 스테이지에 대한 입력으로서 상기 성분들을 제공하는 단계를 포함하고, 상기 디믹싱 스테이지는 제 1 및 제 2 교차 결합된 적응성 필터들을 포함하고, 상기 필터의 계수들은 디믹싱 스테이지의 출력들에 의해 업데이트되고, 상기 디믹싱 스테이지의 출력들은 IQ 미스매칭 수정 신호를 표현한다. 상기 수신기는 제로 IF 또는 로우 IF 수신기일 수 있고, 시간 영역 또는 주파수 영역 신호들에서 동작할 수 있다.

Description

위성 무선 네비게이션 수신기들{SATELLITE RADIO NAVIGATION RECEIVERS}

본 발명은 GPS, GLONASS 및 갈릴레오(Galileo)를 포함하는 GNSS(글로벌 네비게이션 위성 시스템들)로서 일반적으로 공지된 위성 무선 네비게이션 시스템들용 수신기들에 관한 것이다.

글로벌 위치결정 시스템(GPS)은 위치 및 로컬 시간을 연속적으로 브로드캐스트하는 낮은 지구 궤도에 24개의 위성들을 포함한다. 위성 범위 측정들을 통하여, 지상(또는 공중) 수신기는 4개의 위성들이 시야 내에 존재하는 한 그 절대 위치를 결정할 수 있다.

갈릴레오는 보다 정확하고 보장된 글로벌 위치결정 서비스를 제공하는 최신식 글로벌 네비게이션 위성 시스템(GNSS)에 대한 유럽에서 발의한 기기이다. 유럽 백서 "European transport policy for 2010: time to decide"에 따르면, GNSS는 중요한 기술로서 인식된다. 갈릴레오는 민간 GPS 및 그의 확대물들(augmentation)과 상호작용할 수 있고 호환할 수 있는 시간, 측지학 및 신호 구조 표준들을 사용하여 설계 및 개발되었다. 근기 및 중기 미래에서, 위성 네비게이션 기술에 대한 시장은 보다 중요한 성장을 경험할 것으로 예상된다.

휴대용 고객 GNSS 수신기들은 컴팩트하고, 값싸고 저전력, 예를들어 오랜 배 터리 수명인 해결책들을 요구한다. GNSS 능력들을 고객 제품들에 널리 확산시키기 위하여, 집적된 수신기는 오프 칩 구성요소들의 수를 최소화시켜야 한다. 전체 수신기의 집적은 별개의 수신기들의 부분 대 부분 변형을 최소화할 것이다. 집적된 수신기는, 수백의 구성요소들의 정밀한 레이아웃이 요구되지 않기 때문에, 제품에서 제품으로 복제를 용이하게 할 것이다. 게다가, 전체 수신기의 기능이 칩 수준에서 검증되었기 때문에 제조하기에 용이하고 바람직한 양산율을 달성한다. 이들 고려 사항들은 로우(low) IF 또는 제로 IF(직접-전환) 방법들(IF: 중간 주파수)을 사용하여 새로운 수신기 아키텍쳐들의 연구 및 개발을 유도하였다. 그러나, 비록 높은 수준의 집적화를 제공하고 오프 칩 구성요소들을 제거할지라도, 이들 아키텍쳐들은 IQ 위상 및 이득 손상을 겪으며, 달성될 수 있는 이미지 거절이 제한되게 한다. 이것은 상업적 제품들에서 널리 보급된 경제적인 용도를 방해한다.

동일한 문제들은 모든 이전 GNSS 시스템들과 비교할 때 상당히 다른 변형 포맷 갈릴레오가 보다 많이 도전되었다는 것을 제외하고 계속하여 설정된다. 이것은 Guenter W. Hein 등에 의한 자료 "Status of Galileo Frequency and Signal Design(25.09.2002)", http://europa,eu.int/comm/dgs/energy_transport/galileo/documents/technical_en.htm; 및 작업 논문 "GALILEO Signals: RF Characteristics(ICAONSP/WGW:WP/36)-http://www.galileoju.com에서 정의된다. 갈릴레오는 3개의 신호 대역들, 즉 각각 1191.795 MHz, 1278.750 MHz 및 1575.420 MHz의 중심 중파수들을 가진 E5, E6 및 L1을 포함한다. E5 대역은 두 개의 신호들(E5a 및 E5b)을 포함한다. 갈릴레오 위 성들은 1191.795 MHz의 중심 주파수를 가진 복소수 신호로서 E5a 대역(1176.450 MHz) 및 E5b 대역(1207.14 MHz)의 신호들을 전송할 것이다. E5의 변조는 Alternate Binary Offset Carrier(AltBOC)일 것이다. 이 신호의 생성은 상기 두 개의 참조물들에 기술된다. "Status of Galileo Frequency and Signal Design"의 부록 A를 참조하여, 표준 이진 오프셋 캐리어(BOC) 변조는 시간 영역 신호(s(t))를 변조하기 위하여 예를들어 신호(sin(2πfst)) 같은 사인 또는 코사인 주파수(fs)일 수 있는 직사각형 서브캐리어를 사용한다. 이것은 상기 신호의 주파수를 상부측대역 및 대응하는 하부측대역으로 이동시킨다. BOC 타입 신호들은 일반적으로 BOC(fs,fchip) 타입으로 표현되고 여기서 fs는 직사각형 서브캐리어 주파수이고 fchip는 확산 코드 칩핑(chipping) 레이트이다. 주파수들은 1.023 MHz의 배수들로서 표현된다. 예를들어 BOC(10,5) 신호는 실제로 10x1.033 MHz=10.330 MHz의 서브 캐리어 주파수 및 5x1.023 MHz=5.115MHz의 확산 코드 칩핑 레이트를 가진다. 다른 한편 AltBOC는 sign(e^j(2πfst))로서 주어진 복소수 지수인 복소수 직사각형 서브캐리어를 사용한다. 오일러 공식을 사용하여 이것은 sign[cos(2πfst)+j sin(2πfst)]로서 쓰여질 수 있다. 이런 방식에서 신호 스펙트럼은 분리되지 않을뿐 아니라, 보다 높은 주파수들로 이동된다. 보다 낮은 주파수들로의 이동은 또한 가능하다. AltBOC 변조의 목적은 복소수 지수들 또는 서브 캐리어들에 의해 각각 변조된 E5a 및 E5b를 코히어런트 방식으로 생성하여, 신호들이 광대역 BOC 같은 신호로서 수신될 수 있는 것이다. AltBOC 변조된 신호들에 대한 배열도는 도 1에 도시된다.

L1 신호는 L1P 채널, L1F 데이터 채널 및 L1F 파일롯 채널인 3개의 성분들의 곱셈으로 구성되는 반면 E6 신호는 E6p 및 E6c의 곱셈으로 구성된다. E6 및 L1 대역들 이들 신호들은 복소수 신호들을 생성하기 위하여 인터플렉스 또는 변형된 트리코드 헥사위상(Interplex 또는 Modified Tricode Hexaphase)이라 불리는 코히어런트 적응성 서브캐리어 변조(CASM)를 사용한다. 이것은 "Tricode Hexaphase Modulation for GPS", Proceedings of Institute of Navigation(ION)-GPS Annual Meeting, 385-397 페이지, 1997년 및 "Galileo Signal in Space ICD(SIS ICD)의 L1 대역 부분/또한 Galileo standardisation document for 3GPP로서 불림" - http://www.galileoju.com에 정의되었다. 이런 변조 포맷으로 인해 두 개의 채널들의 결합으로부터 발생하는 QPSK 신호는 제 3 채널로 위상 변조된다. 변조 인덱스 m=0.6155는 3 개의 채널들 사이의 상대적 전력을 설정하기 위하여 사용된다. CASM/변형된 헥사위상 변조 신호들에 대한 배열도는 도 2에 제공된다.

E5는 갈릴레오 위성들이 전송할 가장 진보되고 유망한 신호들 중 하나이다. 이 신호를 추적할 수 있는 갈릴레오 수신기들은 측정 정확도, 실내 성능 및 다중경로 억제 측면들에서 동일하지 않은 성능에 장점을 제공할 것이다. 그러나, AltBOC 변조를 처리하기 위하여 요구된 신호 처리 기술들은 종래 BPSK 또는 심지어 종래 BOC 변조에 대한 기술들보다 많은 도전을 받고 있다. 이것은 극히 큰 대역폭 및 확산 코드의 성분들의 복합 상호작용으로 인해 발생한다.

상기된 바와 같이, 갈릴레오 수신기들은 IQ 위상 및 이득 손상들을 겪을 것이다. 쿼드러쳐 변조 및 복조 시스템들은 데이터를 기저대역 신호의 동위상(I) 및 쿼드러쳐(Q) 성분들로 변조하고 그 다음 변조된 데이터를 브로드캐스트하기 위하여 무선 주파수(RF) 캐리어의 I 및 Q 성분들을 가진 기저대역 신호들을 혼합한다. Q 신호는 I 신호의 위상에서 90도이다. 상기 수신기에서 역방향 처리는 수행되고, 첫째 브로드캐스트 신호를 수신하고, 그 다음 변조된 기저대역 신호의 I 및 Q 성분들을 복구하기 위하여 다운컨버팅하고, 그 다음 이들 I 및 Q 성분들로부터 데이터를 복구한다.

IQ 신호 처리를 사용하는 수신기 아키텍쳐들은 I 및 Q 채널들 사이의 미스매칭에 공격받기 쉽다. 이것은 수신기의 몇몇 스테이지들에서 발생할 수 있다; I 및 Q 경로들 사이에서 똑같이 인입하는 RF 신호를 분할하기 위하여 사용된 RF 분할기는 위상 및 이득 차들을 도입할 수 있다. 두 개의 RF 경로들의 길이의 차이는 위상 불균형을 유발할 수 있다. I 및 Q 채널 믹서들(mixer)을 구동하는 I 및 Q 로컬 발진기(LO) 신호들을 생성하기 위하여 사용된 쿼드러쳐 90°위상 분할기는 똑같이 90°가 아닐 수 있다. 게다가, I 및 Q 채널 믹서들의 출력 포트들 사이에서 전환 손실들의 차들이 존재할 수 있다. 이들 외에, I 및 Q 경로들에서 필터들 및 아날로그 대 디지털 컨버터들(ADC)은 완전하게 매칭되지 않는다. 수신기 성능에 대한 이들 손상들의 효과들은 바람직하지 않을 수 있다. IQ 불균형들은 두 개의 파라미터들을 특징으로 할 수 있다: 진폭 미스매칭(α_ε) 및 I 및 Q 브랜치들 사이의 위상 직교 미스매칭(

). 데시벨 측면에서 진폭 불균형(β)은 다음과 같이 진폭 미스매칭(α_ε)으로부터 얻어진다:

(1)

도 3의 쿼드러쳐 복조 수신기 모델은 손상된 LO 신호들로서 IQ 불균형을 통합한다. 입력 신호(s(t))는 쿼드러쳐 채널들에서 로컬 발진기 신호(f_LO)와 혼합된다. 혼합된 신호는 각각의 채널에서 이득 및 저역 통과 필터링(LPF)에 영향을 받는다.

도 4는 (a) 32-PSK 및 (b) 256-QAM 변조 포맷들을 사용하여 시스템들의 원 비트-에러-레이트(BER) 성능들에 대한 IQ 위상 및 이득 미스매칭들을 가변시키는 효과들을 나타낸다. 관찰된 바와 같이, IQ 불균형들은 시스템의 BER 성능을 크게 떨어뜨린다. 이런 성능의 저하는 바람직하지 않고 보상되어야 한다. 올바른 심볼 결정을 보장하기 위하여 RF 손상들은 심볼 결정이 이루어지기 전에 보상되어야 한다.

논문들 "Adaptive Compensation of Analog Front-End I/Q Mismatches in Digital Receivers", Cetin E., Kale I., Morling R.C.S., IEEE international Symposium on Circuits and Systems, (ISCAS 2001), vol. 4, pp. 370-373, May 2001., "Adaptive Self-Calibrating Image Rejection Receiver", Cetin E., Kale I., Morling R.C.S., IEEE International Conference on Communications(ICC 2004), vol. 5, pp. 2731-2735, June 2004., "On the structure, convergence and performance of an adaptive I/Q mismatch corrector" by: Certin, E.; Kale, I.; Morling, R.C.S. IEEE Vehicular Technology Conference(VTC 2002 Fall), vo1. 4, pp. 2288-2292, September 2002에서, 단일 종료 제로-IF 및 로우-IF I/Q 채널 무선 시스템들이 개시된다. 상기 논문들은 파일롯 톤들을 요구하지 않지만, 대신 블라인드(blind) 적응성 알고리듬을 사용하는 블라인드(비관리(unsupervised)) 기술을 제안한다. 미스매칭 에러들이 제로 IF 방법의 I 및 Q 채널들 사이 또는 로우 IF 방법의 경우 인접한/간섭 채널과 목표된 채널 사이의 상호 상관관계를 생성하는 것이 인식된다. 상호 상관 관계를 제거하기 위하여, 적응성 필터들은 I 및 Q 채널들 사이에서 교차 결합된다. 필터들의 계수들은 선택된 적응성 알고리듬에 의해 업데이트된다. 이들 논문들의 주제인 신호들은 상기 설명된 바와 같이 갈릴레오의 매우 복잡한 광대역 방법들과 비교할 때 처리하기에 비교적 간단하다.

본 발명의 목적은 I 및 Q 채널들 사이의 미스매칭들로부터 발생하는 위성 무선 네비게이션 수신기들의 RF 손상들을 감소시키기 위한 수단을 제공하는 것이다.

본 발명의 추가 목적은 고집적될 수 있고 구성 및 운행하기에 경제적인, 즉 간단하고, 값싸고 보다 낮은 전력을 요구할 수 있는 위성 무선 네비게이션 수신기를 제공하는 것이다.

제 1 측면에서, 본 발명은 위성 무선 네비게이션 시스템의 수신된 네비게이션 신호에서 I/Q 미스매칭들을 제거하는 방법을 제공하고, 상기 방법은:

수신된 네비게이션 신호를 I 및 Q 신호 성분들로 분해하는 단계, 및

원하지 않는 신호들로부터 상기 I 및 Q 신호 성분들을 디믹스(demix)하는 디믹싱 스테이지에 입력으로서 상기 I 및 Q 신호 성분들을 제공하는 단계를 포함하고, 상기 디믹싱 스테이지는 제 1 및 제 2 적응성 필터들을 포함하고, 상기 필터들의 계수들은 디믹싱 스테이지의 출력들에 의해 업데이트되고, 상기 디믹싱 스테이지의 출력들은 IQ 미스매칭 수정 신호를 나타낸다.

제 2 측면에서, 본 발명은 위성 무선 네비게이션 수신기를 제공하고, 수신기는 수신된 네비게이션 신호의 I/Q 미스매칭들을 제거하기 위하여 제공되고, 상기 수신기는:

수신된 네비게이션 신호를 I 및 Q 신호 성분들로 분해하기 위한 수단, 및 원하지 않는 신호들로부터 상기 신호 성분들을 디믹싱하기 위하여 상기 신호 성분들을 입력 신호들로서 수신하기 위하여 배열된 디믹싱 스테이지 - 상기 디믹싱 스테이지는 제 1 및 제 2 적응성 필터들을 포함함 -, 및 디믹싱 스테이지의 출력들에 의해 상기 적응성 필터들의 계수들을 업데이트하기 위한 수단을 포함하고, 상기 디믹싱 스테이지의 출력들은 IQ 미스매칭 수정 신호들을 나타낸다.

본 발명에 따라, 상기 디믹싱 스테이지는 하기에 설명될 바와 같이, 제로 IF 수신기의 경우 복소수 켤레 성분들, 또는 로우 IF 수신기의 경우 미러 이미지 주파수에서의 간섭 신호일 수 있는 I 및 Q 신호 성분들에서 원하지 않는 신호들을 디믹싱 또는 분리한다. 어느 경우나, 디믹싱 스테이지의 출력은 IQ 미스매칭 수정 수신 신호를 나타낸다.

본 발명은 글로벌 위성 네비게이션 시스템들에서 아날로그 프론트 엔드(front-end) 손상들을 처리하기 위하여 비관리 알고리듬들의 사용을 제안한다. IQ 에러들의 존재시 제로 IF 방법의 경우 I 및 Q 채널들 또는 로우 IF 방법의 경우 목표된 채널과 인접한/간섭 채널은 상관된다. 본 발명에서 유일한 가정은 IQ 손상들이 없을 때, I 및 Q 채널들, 또는 목표 채널 및 인접한/간섭 채널은 상관되지 않는다.

바람직하게 본 발명은 갈릴레오 변조 방법들, 특히 E5 신호의 AltBOC 방법, 및 L1 및 E6 신호들의 CASM/변형 헥사위상 방법에 적용된다. 본 발명은 상부 및 하부 측대역들 상에 다른 신호들을 가질 수 있는 이들 복소수 변조 방법들을 처리하지만, 매우 넓을 수 있는 전체 대역폭은 매우 높은 샘플링 레이트들 및 클럭 주파수들로 동일한 RF 체인을 통하여 처리되어야 한다.

본 발명에 따라, 비관리 디지털 신호 처리 바탕 보상 방법들은 이들 바람직하지 않은 손상들과 싸우기 위하여 시간 또는 주파수 영역들에서 전개되거나 두 개의 혼합에서 전개될 수 있다. 이런 기술의 이용은 아날로그 회로의 복잡성 및 연관된 비용들이 부가적인(증가된) 디지털 신호 처리 비용면에서 감소되게 하여, 전체적으로 경제적인 시스템 해결책을 형성한다. 이들 비관리 신호 처리 기술들의 애플리케이션은 강화된 성능을 가진 보다 간단하고, 저비용이며 저전력 수신기들을 유발하는 이산 오프 칩 구성요소들에 대한 필요성을 매우 높은 범위까지 제거할 것이다. 이들은 추후 RF 프론트 엔드들을 보다 간단하게 하고 ADC 아날로그 회로 요구조건들을 축소시키고 주 단계를 저전력 단일 칩 글로벌 위성 네비게이션 수신기들 쪽으로 이동하게 한다.

아날로그 프론트 엔드 실행들은 제로 IF 및 로우 IF 트랜스시버들의 성능을 크게 제한시킨다. 유효하고 실제로 구현 가능한 저전력 디지털 비관리 보상 구조는 성능 감소를 완화시키기 위하여 두 개의 디지털 필터들을 바탕으로 제안된다. 디지털 보상 필터 계수들을 결정하기 위한 디지털 보상 구조 및 적응성 계수 업데이트 알고리듬은 개발되었다.

본 발명이 일반적으로 GNSS 수신기들에 적용되지만, 또한 예를들어 갈릴레오, GPS, GSM, CDMA, 미래에 표준으로 설정되는 하이브리드 핸드헬드 장치들 타입 같은 무선 네비게이션 설비를 가진 이동 폰들에 적용될 수 있다. 처리가 디지털 영역에서 이루어지기 때문에, GPS, GSM, UMTS 및 WiFi 애플리케이션들을 포함하지만 이것으로 제한되지 않는 집적된 하이브리드 시스템에서 다른 신호들을 다루기 위하여 디지털 신호 처리의 구성 능력이 이용된다.

본 발명의 바람직한 실시예들은 지금 첨부 도면들을 참조하여 기술될 것이다.

도 1은 갈릴레오 시스템에 사용된 AltBOC 변조를 도시한다.

도 2는 갈릴레오 시스템에 사용된 변형된 헥사위상 변조를 도시한다.

도 3은 종래 기술 쿼드러쳐 복조기의 개략적인 도면이다.

도 4는 (a) 32-PSK 및 (b) 256-QAM 변조 신호들에 대한 IQ 불균형들의 효과를 도시한다.

도 5는 갈릴레오 시스템에 대한 제로 또는 로우 IF를 사용하는 수신기들의 개략적인 블록도들을 도시한다.

도 6(a) 및 6(b)는 본 발명에 따른 갈릴레오 시스템에 대한 수신기들의 시간 영역 및 주파수 영역에서 바람직한 실시예들의 블록도이다.

도 7은 본 발명에 따른 IQ 미스매칭을 제거하기 위한 바람직한 구성을 보다 상세히 도시한다.

도 8은 I 및 Q 채널들 사이의 IQ 미스매칭을 제거하기 위한 본 발명에 따른 바람직한 디믹싱의 개략적인 회로도이다.

도 9는 I 및 Q 채널들 사이의 IQ 미스매칭을 제거하기 위한 본 발명에 따른 다른 디믹싱 유니트의 개략적인 회로도이다.

갈릴레오 시스템에서, 제안된 변조 포맷들은 각각 E5, E6 및 L1 신호들에 대한 AltBOC 및 CASM/변형 헥사위상 변조 방법이다. CASM/변형 헥사위상 변조를 사용하여, L1 신호는 하기와 같이 쓰여질 수 있다:

(2)

여기서:

-

는 X 캐리어 주파수("X"는 E5a, E5b, E6 또는 L1을 나타냄)의 Y 채널("Y"는 두 개의 채널 신호들에 대한 I 또는 Q, 또는 3개의 채널들 신호들에 대한 A, B 또는 C) 상 범위설정 코드이다.

-

는 X 주파수 대역에서 Y 채널상 데이터 신호이다.

- f_x는 X 주파수 대역 내 캐리어 주파수이다.

-

는 X 주파수 대역에서 Y 채널상 직사각형 서브캐리어이다.

- m은 CASM/변형 헥사위상 변조에 관련된 변조 인덱스이다.

도 2는 위상들의 수가 6이고, 따라서 이름이 헥사위상인 배열도를 도시한다.

로우 IF 및 제로 IF 토포로지들을 사용하여 가능한 한 고집적된 GNSS 수신기들의 블록도들은 도 5(a) 및 (b)에 각각 도시된다. 양쪽 도면들의 아키텍쳐는 일반적으로 도 3에 도시된 것과 대응하지만, I 및 Q 채널들에 부가적인 아날로그 대 지털 컨버터들(ADC)을 가진다. 도 5(a)의 로우 IF 경우에서, 믹싱 로컬 발진기 신호

이다. 도 5(b)의 제로 IF 경우에서, 믹싱 로컬 발진기 신호는

이다. 각각의 도면은 도면의 좌측에 입력 신호 형태를 개략적으로 도시하고, 도면의 바닥에는 수신 체인의 단부에 나타나는 바와 같은 RF 손상들을 통합하는 복구된 신호의 가능한 형태를 도시한다.

도 5(a) 및 (b)에서 관찰된 바와 같이, RF 손상들은 (a) 목표된 채널들을 오염시키는 인접한 채널, (b) 목표된 채널을 오염시키는 목표된 채널의 복소수 켤레를 유발한다. 양쪽 경우들에서 수신기의 성능은 항상 쿼드러쳐 믹서의 선형성 성능에 의해 제한될 것이다. 이들 기술들의 이들 단점들은 상업적 및 군사적 애플리케이션들에서 폭넓은 사용을 방해했다.

로우 IF 경우에서, 인입 신호(s(t))는 f_RF에서의 원하지 않는 신호(u(t)) 및 f_IMG에서의 원하지 않는 간섭 신호(i(t))로 구성되고 여기서 f_IMG = f_RF - 2f_IF이다. 여기서, 인입 신호(s(t))는 하기와 같이 표현될 수 있다:

(3)

여기서 u(t) 및 i(t)는 각각 원하는 간섭 신호들의 복소수 엔벨로프들이고,

는 u 및 i의 실수부이다. RF 손상들을 통합하여, 결과적인 IF 신호는 하기와 같이 표현된다:

(4)

여기서

,

(방정식 1 참조) 및

는 복소수 켤레이다. 관찰된 바와 같이, 목표된 신호(u(t))는 아날로그 미스매칭들로 인해 대역내에서 누설된 이미지(i*(t))에 의해 손상된다. 또한 목표된 신호로부터 이미지 채널로 누설이 존재한다. 이런 주파수 영역 도면은 도 5(a)에 제공된다. 완전히 군형된 시스템에서; 그러나, 원하지 않는 신호 및 간섭부는 반대 주파수들(+f_IF 및 -f_IF)로 다운컨버트된다. 그 다음 신호들(I 및 Q)은 디지털 영역으로 컨버트된다. 이 다음, 다른 믹서 스테이지는 IF로부터 기저대역으로 최종 다운컨버션을 처리한다. 이런 컨버션 스테이지가 디지털 영역에서 발생하기 때문에, I 및 Q 채널들은 이에 따라 매칭되고, 이상적인 매칭은 다음 기저대역 신호로 유도되는 것이 가정된다:

(5)

여기서 h₁,h₂는 수평 괄호들에 의해 표현된 값들을 가진다. h₁,h₂는 믹싱 매 트릭스(H)의 엘리먼트로서 간주될 수 있다.

관찰된 바와 같이, 최종 기저대역 신호는 목표된 신호의 스케일 버젼뿐 아니라, 간섭 신호의 스케일 버젼을 포함한다. 이미지 거절 비율(IRR)은 목표된 신호 대 간섭 신호 전력 사이의 비율로서 정의된다.

도 5(B)에 도시된 바와 같이, 제로 IF 수신기의 경우, 기저대역 신호(r_BB)은 하기와 같이 제공된다:

(6)

여기서

및

는 복소수 켤레이고, h₁,h₂는 믹싱 매트릭스(H)의 엘리먼트들로서 간주될 수 있다. 알 수 있는 바와 같이 혼선은 I 및 Q 채널들 사이에 존재한다.

도 6(a) 및 6(b)는 RF 손상들을 제거하기 위한 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 갈릴레오 수신기들을 도면으로 도시하고, 도 6(a)는 시간 영역 구성이고, 도 6(b)는 주파수 영역 구성이다. 양쪽 도면들에서, 입력 신호(s(t))는 I 및 Q 채널들(60,61)에 공급된다. 각각의 채널은 요구된 바와 같이 제로 IF 신호, 또는 로우 IF 신호를 제공하기 위하여 로컬 발진기 신호(f_LO)와 입력 신호를 믹싱하기 위한 믹서(62)를 포함한다. 다운 컨버트된 신호는 저역 통과 필터(63)에 제공되고, 필터된 신호는 ADC(64)에서 디지털화된다. 시간 영역 실시예의 경우에서, 디지털화된 신호는 디믹싱 스테이지(65)에 제공되고, 수정된 RF 손상들을 가진 결과적인 신호는 복조기(66)에서 네비게이션 신호들을 복구하기 위하여 복조된다. 주파수 영역 실시예의 경우, 인입 시간 영역 신호는 디지털화되고 그 다음 디믹싱 스테이지(65)에 인가되기 전에 67에서처럼 급속 퓨리에 변환된다. 디믹스된 신호는 복조기(66)에 인가되기 전에 인버스 68에서처럼 인버스 FFT된다. 선택적으로 디믹스된 신호는 복조기(66)의 주파수 영역에서 처리될 수 있고, IFFT(68)는 필요하지 않을 수 있다. 게다가, FFT(67)는 당해 포인트들의 수가 자기 때문에 시간/주파수 변환의 보다 간단한 수단에 의해 대체될 수 있다.

로우 IF 경우에서, 디믹싱 스테이지(65)는 u(t) 및 i(t)가 소스들인 2 x 2 블라인드 복소수 소스 분리기로서 작동하고 관찰된 신호들로부터 상기 소스를 평가한다. 이런 방법을 작동시키기 위하여, +f_IF뿐 아니라 -f_IF 부분은 기저대역으로 다운컨버트될 필요가 있다. 제로 IF 경우, 바람직한 실시예는 I 및 q 신호들에서 동작하는 2 x 2 블라인드 소스 분리기로서 작동한다.

도 7은 도 6의 디믹싱 스테이지(65)를 보다 상세히 도시한다. 도 7은 입력들(r_{1 ,2}) 및 출력들(c_{1 ,2})을 가진 적응성 필터 블록(70)을 구성한다. 계수 업데이트 블록(72)은 신호들(r,c)을 수신하고 계수 업데이트 신호들(74)을 필터 블록(70)에 제공한다. 도 7의 디믹싱 스테이지, 및 도 8 및 9에 보다 상세히 도시된 바와 같은 디믹싱 스테이지는 도 6의 시간 영역 및 주파수 영역 배열들에 모두 응용할 수 있다.

사용된 수신기 토포로지, 즉 로우 IF 또는 제로 IF에 따라, 신호들(r₁,r₂, c₁ 및 c₂)은 각각 복소수 또는 실수일 수 있다. 게다가, 토포로지의 선택은 또한 필터 및 적응성 계수 업데이트 블록들에 영향을 준다. 상기 신호들은 각각 로우 IF 및 제로 IF 토포로지들에 대한 복소수 또는 실수일 수 있다. 게다가, GPS 데이터가 ±1이기 때문에, 바람직한 실시예로 인한 하드웨어 오버헤드는 최소이다. 바람직한 실시예는 IP 코어 또는 소프트웨어 코드로서 기존 수신기의 신호 처리 체인들에 간단히 통합될 수 있다.

도 8은 IQ 미스매칭을 해결하기 위한 교차 결합된 필터들을 포함하는 디믹싱 유니트의 바람직한 실시예를 도시한다. 도 8은 적응성 필터 시스템이 수정된 신호들을 생성하기 위하여 r₁ 및 r₂ 양쪽을 사용하는 방식을 상세히 도시한다. 제로 IF의 경우 r₁ 및 r₂는 각각 I 및 Q 신호들이다; 반면 로우 IF 경우 r₁ 및 r₂는 각각 목표된 (+f_IF) 및 이미지 신호들(-f_IF)이고, 디지털 영역의 기적대역에 다운컨버트된다. 적응성 시스템은 교차 결합된 적응성 필터들을 포함한다. 수신된 신호(r₁ 및 r₂)는 교차 결합된 적응성 필터들에 공급된다. 적응성 계수 업데이트 블록은 다른 수정된 신호를 생성하기 위하여 사용될 때, 에러 신호의 크기를 추가로 감소시키는즉 디믹싱 매트릭스(W)가 믹싱 매트릭스(H)를 수정, 또는 삭제하도록 기능하는(방정식 5 참조) 새로운 상관해제 매트릭스 또는 디믹싱 매트릭스(W)를 결정한다. 그 다음 계수 업데이트 블록의 출력은 적응성 필터 시스템에 다시 제공되고 그 다음 계수 업데이트 블록에 의해 제공된 바와 같이 디믹싱 매트릭스를 대체한다. 그 다음 이런 새로운 디믹싱 매트릭스는 인버스 필터링을 수행하기 위하여 사용되고, 이들 평가값들은 평가되거나 재구성된 신호들(c₁(k) 및 c₂(k))를 형성하기 위하여 감산되고, 여기서 k는 이산 시간 샘플로서 t를 대체한다. 상기 처리는 에러 신호의 크기가 최소값에 도달하거나 미리 정의된 임계값에 도달할 때까지 계속된다. 따라서 에러 신호는 디믹싱 매트릭스를 조절하기 위한 피드백 신호로서 기능한다.

도 8에 도시된 바와 같이, 캐리어(r₁,r₂)의 I 및 Q 성분들은 디믹싱 유니트(80)의 입력들에 인가된다. 디믹싱 유니트(80)는 피드 포워드(feed forward) 루프들(84)에 제 1 및 제 2 적응성 필터들(82)을 포함한다. 루프들(84)은 두 개의 채널들 사이에서 교차 결합되고, 채널들의 합산 포인트들(86)에 접속되어, 적응성 필터에 의해 변형된 바와 같은 각각의 입력 신호는 다른 입력 신호에 부가된다. 채널들(c₁(k),c₂(k))의 출력들은 디믹싱 유니트의 출력들을 나타내고, 88에서 처럼 필터들의 계수들을 업데이트하기 위하여 사용된다.

에러 신호가 제거될 때, 디믹싱 매트릭스(W)는 믹싱 매트릭스(H)를 제거한다. 이런 문제의 보다 정밀한 수리적 처리는 Cetin E. 등에 의한 상기 인용 논문들에서 발견될 수 있다. 피드 포워드 경우, 상기로부터 소스 평가값들(c₁(k) 및 c₂(k))가 하기와 같이 되는 것을 알 수 있다:

(8)

필터들이 수렴할 때, 즉 w₁ = h₁ 및 w₂ = h₂일 때, 소스 평가값들은 하기와 같다:

(9)

피드백의 경우:

(10)

필터들이 수렴할 때, 즉 w₁ = h₁ 및 w₂ = h₂일 때, 소스 평가값들은 하기와 같다:

(11)

디믹싱 유니트에 대한 다른 실시예는 피드백 루프에서 필터들을 배치시키는 것이다. 상기 구조는 도 9에 도시되고, 여기서 도 8과 유사한 부분들은 동일한 참조 번호로 표시된다. 필터들(82)은 피드백 루프들(90)에 배치된다.

필터 계수들은 적응성 알고리듬에 의해 계산될 수 있다. 이것은 간단한 표준 최소 평균 제곱(LMS) 또는 귀납식 최소 제곱(RLS) 알고리듬일 수 있다. 물론, 적응성 알고리듬의 선택은 성능에 영향을 미칠 것이다; 그러나, 제안된 방법은 필터 계수들을 업데이트하기 위하여 임의의 특정하게 주문 제작된 알고리듬/방법에 대한 임의의 특정한 알고리듬 또는 요구 조건에 무관한다.

본 출원인은 계수 업데이트가 출력 신호의 극성만을 사용함으로써 작동하는 것을 나타내었고, 전체 시스템 성능은 임의의 방식으로 타협된다; 이것은 복잡성을 크게 감소시킨다. 게다가, 적응성 필터의 동작은 본 출원인이 유도 계수들의 부호를 사용하여 작동시킬 것이기 때문에 또한 간략화될 것이다.

복조기(66)의 디믹싱 스테이지의 출력들로부터 이극, 즉 ±1인 네비게이션 데이터를 유도하기 위하여, 매우 간단하거나 사소한 ADC 동작은 요구되고, 이것은 가장 간단하게 극성 검출기 또는 하드 리미터(hard limiter)일 수 있다.

적어도 상기된 실시예들에서 본 발명의 특징들은 다음과 같다:

1. 파일롯/검사 톤들을 요구하지 않고 글로벌 위성 네비게이션 시스템 수신기들에서 RF 손상들을 제거하는 방법.

2. 피드백 루프에서 필터들을 배치함으로써 발견되는 분리 구조에 대한 다른 실행.

3. 전자제품 제조자들이 보다 경제적으로 설계하고 보다 값싼 제품들을 판매하게 할 수 있는 감소된 재료 비용들을 청구하는 향상된 성능의 장치들.

4. 비전문 저생산 비용 CMOS 기술을 사용하여 설계된 강건하고 전력 효율적 제품들로 우리의 새로운 디지털 처리 기술 유도에 의해 보상되고 도움을 받는 완화된 RF 프론트 엔드 사양들을 통한 큰 전력 요구 아날로그 구성요소들의 통합 및 제거.

5. 제로 IF 및 로우 IF 수신기들 모두에 응용할 수 있는 방법.

6. 시간 및 주파수 영역 수정 모두에 응용할 수 있는 방법.

7. 극히 하드웨어적인 효율적 해결책만을 제공하는 데이터의 극성을 사용한 매트릭스 평가 수정 방법. 본 출원인은 이런 계수 업데이트 블록이 단지 극성 정보로만 작동한다는 것을 나타내었고, 타협되지 않은 전체 시스템은 크게 감소된 복잡성을 유발한다.

8. 블라인드, 따라서 트레이닝 또는 파일롯/검사 톤들에 대한 필요성이 없음.

9. AltBOC 및 헥사위상/CASM으로 매우 잘 작동하는 방법.

10. 거의 하드웨어/소프트웨어 오버헤드 없이 수신기들의 표준 신호 처리 체인들에 쉽게 통합됨. 본 발명은 설치된 인프라구조에 대한 변경들을 요구하지 않고 기존 시스템들에 쉽게 적용될 수 있다.

11. 약한 신호 GPS 애플리케이션들에 적당하게 되는 로우 SNR 경우들뿐 아니라 페이딩 환경들을 다중 경로 하에서 동작.

12. 고품질로 복구되는 양쪽 채널들. 로우 IF 버젼에서, 목표된 채널뿐 아니라 인접한 채널에서 발생하는 간섭을 복구한다.

Claims (19)

1. 위성 무선 네비게이션 시스템의 수신된 네비게이션 신호에서 I/Q 미스매칭들을 제거하는 방법으로서,

   수신된 네비게이션 신호를 I 및 Q 신호 성분들로 분해하는 단계; 및

   원하지 않는 신호들로부터 상기 I 및 Q 신호 성분들을 디믹스하는 디믹싱 스테이지에 입력으로서 상기 I 및 Q 신호 성분들을 제공하는 단계를 포함하고, 상기 디믹싱 스테이지는 제 1 및 제 2 적응성 필터들을 포함하고, 상기 필터들의 계수들은 디믹싱 스테이지의 출력들에 의해 업데이트되고, 상기 디믹싱 스테이지의 출력들은 IQ 미스매칭 상관 신호를 나타내는,

   I/Q 미스매칭들 제거 방법.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 수신된 네비게이션 신호는 갈릴레오 시스템의 신호인,

   I/Q 미스매칭들 제거 방법.
3. 제 2 항에 있어서, 상기 수신된 네비게이션 신호는 코히어런트 적응성 서브캐리어 변조 신호인,

   I/Q 미스매칭들 제거 방법.
4. 제 2 항에 있어서, 상기 수신된 네비게이션 신호는 AltBOC 변조되는,

   I/Q 미스매칭들 제거 방법.
5. 제 4 항에 있어서, 상기 계수들은 디믹싱 스테이지의 출력들의 극성들에 의해 업데이트되는,

   I/Q 미스매칭들 제거 방법.
6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 디믹싱은 수신된 신호의 시간 영역 버젼에서 수행되는,

   I/Q 미스매칭들 제거 방법.
7. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 디믹싱은 수신된 신호의 주파수 영역 버젼에서 수행되고, 시간 영역에 있는 수신된 신호를 디믹싱 전에 주파수 변환하는,

   I/Q 미스매칭들 제거 방법.
8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 I 및 Q 성분들은 원하지 않는 복소수 켤레 성분들을 포함하는 제로 IF 신호들인,

   I/Q 미스매칭들 제거 방법.
9. 제 8 항에 있어서, 상기 I 및 Q 성분들은 기저대역 신호들로 컨버트되고, 미러 이미지 주파수에서 원하지 않는 간섭 성분들을 포함하는 로우 IF 신호들로부터 유도되는,

   I/Q 미스매칭들 제거 방법.
10. 수신된 네비게이션 신호에서 I/Q 미스매칭들을 제거하기 위하여 제공된 위성 무선 네비게이션 수신기로서,

    수신된 네비게이션 신호를 I 및 Q 신호 성분들로 분해하기 위한 분해 수단,

    원하지 않는 신호들로부터 상기 신호 성분들을 디믹싱하기 위하여 상기 신호 성분들을 입력 신호들로서 수신하기 위하여 배열된 디믹싱 스테이지 - 상기 디믹싱 스테이지는 제 1 및 제 2 적응성 필터들을 포함함 -, 및

    디믹싱 스테이지의 출력들에 의해 상기 적응성 필터들의 계수들을 업데이트하기 위한 수단을 포함하고, 상기 디믹싱 스테이지의 출력들은 IQ 미스매칭 수정 신호들을 나타내는,

    위성 무선 네비게이션 수신기.
11. 제 10 항에 있어서, 상기 디믹싱 스테이지는 제 1 출력에 대한 제 1 감산 수단을 포함하는 제 1 신호 경로를 통하여 결합된 제 1 입력, 및 제 2 출력에 대한 제 2 감산 수단을 포함하는 제 2 신호 경로를 통하여 결합된 제 2 입력을 포함하고, 상기 제 1 필터는 제 1 신호 경로로부터 제 2 신호 경로로 결합되고, 상기 제 2 필터는 상기 제 2 신호 경로로부터 제 1 신호 경로로 결합되는,

    위성 무선 네비게이션 수신기.
12. 제 11 항에 있어서, 상기 제 1 필터는 피드 포워드 루프에서 상기 제 1 입력 및 제 2 감산 수단 사이에 결합되고, 상기 제 2 필터는 피드 포워드 루프에서 상기 제 2 입력 및 상기 제 1 감산 수단 사이에 결합되는,

    위성 무선 네비게이션 수신기.
13. 제 11 항에 있어서, 상기 제 1 필터는 상기 피드백 루프에서 상기 제 1 출력 및 상기 제 2 감산 수단 사이에 결합되고, 상기 제 2 필터는 피드백 루프에서 상기 제 2 출력 및 상기 제 1 감산 수단 사이에 결합되는,

    위성 무선 네비게이션 수신기.
14. 제 10 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 적응성 필터들의 계수들은 디믹싱 스테이지의 출력들의 부호를 포함하는,

    위성 무선 네비게이션 수신기.
15. 제 10 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서, 주파수 영역에서 하나의 신호를 디믹싱하기 위하여 디믹싱 스테이지의 입력들에 결합된 시간/주파수 변환 수단을 포함하는,

    위성 무선 네비게이션 수신기.
16. 제 10 항 내지 제 15 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신기는 제로 IF 수신기이고, 상기 분해 수단은 제로 IF 믹싱 수단을 포함하는,

    위성 무선 네비게이션 수신기.
17. 제 16 항에 있어서, 상기 수신기는 로우 IF 수신기이고, 상기 분해 수단은 수신된 네비게이션 신호를 로우 IF 신호들로 컨버트하기 위한 로우 IF 믹싱 수단을 포함하고, 상기 I 및 Q 성분들을 제공하기 위하여 상기 로우 IF 신호들을 기저대역으로 컨버팅하기 위한 믹싱 수단을 더 포함하는,

    위성 무선 네비게이션 수신기.
18. 첨부 도면들을 참조하여 기술된 바와 같은, 위성 무선 네비게이션 시스템의 수신된 신호에서 I/Q 미스매칭들을 제거하기 위한,

    수신기들.
19. 첨부 도면들을 참조하여 기술된 바와 같이 위성 무선 네비게이션 시스템의 수신된 신호에서 I/Q 미스매칭들을 제거하기 위한,

    방법들.

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