JP4623816B2

JP4623816B2 - 二重傾斜位相変調器を有するｒｆ増幅器

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Publication number: JP4623816B2
Application number: JP2000332765A
Authority: JP
Inventors: ソアイルーカイ
Original assignee: Harris Corp
Current assignee: Harris Corp
Priority date: 1999-11-02
Filing date: 2000-10-31
Publication date: 2011-02-02
Anticipated expiration: 2020-10-31
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＲＦ増幅器に関し、特に、ＲＦ信号の位相を変化させるための２重傾斜変調器を有するＲＦ増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＭ送信器では、オーディオ変調のレベル変動によりＲＦキャリア信号の位相がシフトされるのが観測される。これは特に、ディジタル無線放送では、歪となる。目的は、振幅変調システムにより起こされる位相誤差を補償するＲＦ位相プリディストーションを供給することである。これは、入力ＲＦ信号と比較して、出力ＲＦ信号のデューティーサイクル（マーク対スペース比）を変えることなく達成されねばならない。
【０００３】
ＲＦ信号の位相をシフトすることが知られている。図１は位相シフト回路の一例を示す。この例では、パルスのトレーン１０よりなるＲＦ信号が、好適なＲＦ源１２より得られる。このＲＦ信号は位相シフト回路により、電力増幅器２０とアンテナ２２を含むＲＦ送信器に供給される。位相シフト回路は、グランドとＢ＋電源の間に接続された抵抗部３０及び、接合点３６へインダクタ３４によりＶｃのような制御レベル信号を与える、調整可能なワイパーアーム３２を有するポテンシオメータを含む。この接合点へは、キャパシタ４０と抵抗Ｒ１によりＲＦ信号が与えられる。調整ダイオードＲ１がグランドと接合点３６の間に接続されている。接合点３６は、キャパシタ４２により電力増幅器２０へ接続されている。キャパシタ４２は抵抗４４によりグランドへ接続されている。この既知の例では、入力ＲＦ信号１０の傾斜は、小さな位相シフトを発生するように、変調される。変更されたＲＦ出力信号は、ディジタル化され、そして、論理レベルへ変換される。従って、擬似の位相シフトが形成される。
【０００４】
同調ダイオードＣＲ１は、回路の心臓部であり、実体キャパシタンスが与えられる電圧に比例して変化する。抵抗Ｒ１とダイオードＣＲ１により構成される可変低域通過フィルタは制御信号Ｖｃにより可変される。この可変低域通過フィルタは、５０で示すようなＲＦ出力信号を得るために、立ち上り及び立下りエッジの傾斜を傾けることにより、事実上の位相シフトを形成するために入力ＲＦ信号の傾斜を変更する。制御レベル（Ｖｃ）は群遅延と帯域制限を行う低域通過フィルタを介してフィルタされるので、制御は制限される。
【０００５】
ＲＦ信号の位相のシフトに使用する既知の回路を示す、図２を参照する。この回路は、図１の回路と似ており、説明の簡単のために、同じ参照記号は同じ構成要素を示し、異なる部分のみを以下に説明する。
【０００６】
図２では、位相制御シフト回路は、エミッタが共に接続されそして、抵抗６６を通してポテンシオメータのワイパーアーム３２に接続されたＮＰＮトランジスタペア６２と６４を有する差動増幅器６０を有する。トランジスタ６２のベースは、グランドとトランジスタのコレクタ間に直列に接続された抵抗７０とキャパシタＣ１の接合点に接続されている。トランジスタ６４のベースは、抵抗７６によりグランドに接続され、コレクタは電源Ｖ＋に接続されている。トランジスタ６２のコレクタは、抵抗Ｒ１に接続され、キャパシタ４２により、電力増幅器２０の入力に接続されている。キャパシタ４２は、抵抗７４によりグランドへ接続されている。ポテンシオメータにより得られる制御電圧Ｖｃは、トランジスタの電流利得を制御するのに、キャパシタＣ１を流れる電流を制御するのに使用される。キャパシタＣ１を流れる電流を制御することにより、直列抵抗Ｒ１とキャパシタＣ１よりなる可変低域通過フィルタが形成される。この可変低域通過フィルタは、入力ＲＦ信号の傾斜を変更し、そして、ＲＦ出力信号５０の立ち上り及び、立下りエッジの傾斜をさせることにより実質的な位相シフトを形成する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
図１と２の回路の出力デューティーサイクル（マーク対スペース比）は、入力信号に直接比例しない。これは、ＲＦ出力信号は、ＡＣ結合され、且つ、これはもとのＲＦ信号のＤＣ情報を奪いＲＦ出力信号のレベルシフトを起こすためである。
【０００８】
また、図１と２の回路は、調整のダイナミックレンジが非常に狭い。信号の傾斜は、徐々に変化すながら、信号のエンベロープも徐々に変化するためである。
位相変調の許容範囲は、ＲＦ波長の１０分の１のオーダーである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ＲＦ信号の位相を変化させる位相変調器を有するＲＦ増幅器システムであって、各パルスが固定の振幅と継続時間を有し、固定の周波数と固定のデューティーサイクルを示す第1のパルスのトレーンよりなるＲＦ信号を供給するＲＦ源を有し、
前記変調器は、前記ＲＦ信号の各パルスサイクルを、各パルスサイクルに対して振幅が最小レベルから最大レベルへ変わりそして前記最小レベルへ戻る二重傾斜対称ランプ信号に変換するための積分手段と、基準レベルから等しく離れた第１のレベル信号と第２のレベル信号を供給する手段とを有し、
前記基準レベルは前記ランプ信号の前記最小及び最大レベルの間の中間であり、
前記二重傾斜ランプ信号と前記第１及び第２レベル信号を比較し、且つ、前記ランプ信号が前記第１レベル信号を超える継続時間に対応する継続時間と一致する間の第１のパルス信号と、前記第２のレベル信号が前記第ランプ信号を超える継続時間と一致する間の継続時間の間の第２のパルス信号と、を供給する二重スロープ比較手段と、
それぞれが前記第１と第２のパルス信号を受信し且つ、第１と第２のトリガパルスを供給する前記第１と第２のパルス発生器と、
第１のトリガに応じた第１の状態と、第２のトリガに応じた第２の状態とのそれぞれの前記第１と第２のトリガパルスに応答する双安定手段とを有し、且つ、前記固定周波数と前記第１のパルスのトレーンの前記固定のデューティーサイクルよりなる第２のパルスのトレーンよりなり且つ、前記第１のレベル信号又は、前記第２のレベル信号の振幅に関連する量だけ位相がシフトされた出力ＲＦ信号を供給することを特徴とするシステムを含む。
【００１０】
本発明の目的は、ＲＦ入力信号のデューティーサイクルを維持しながら、位相シフトされた出力信号を得るために、ＲＦ信号の位相をシフトする手段を提供することである。
【００１１】
従来、ＲＦ源は、各パルスが固定の振幅と継続時間を有する固定の周波数と固定のデューティーサイクルを示す第１のパルストレーンよりなるＲＦ信号を供給する。変調器は、ＲＦ信号の各パルスサイクルを、各パルスサイクルに対して振幅が最小レベルから最大レベルへ変わりそして前記最小レベルへ戻る二重傾斜対称ランプ信号に変換する。第１のレベル信号と第２のレベル信号が供給され、それらは、ランプ信号の最小及び最大レベルの間の中間にある基準レベルから等しく離れている。二重スロープ比較は、ランプ信号と前記第１及び第２レベル信号を比較し、且つ、ランプ信号が第１レベル信号を超える継続時間に対応する継続時間の間の第１のパルス信号と、第２のレベル信号が第ランプ信号を超える継続時間に対応する継続時間の間の第２のパルス信号とを供給する。第１と第２のパルス発生器は、それぞれが第１と第２のパルス信号を受信し且つ、第１と第２のトリガパルスを供給する。双安定回路は、第１と第２の状態応じたそれぞれの前記第１と第２のトリガパルスに応答し、前記第１のレベル信号又は、前記第２のレベル信号の振幅に関連する量だけ第１のトレーンから位相がシフトされた第２のトレーンよりなる出力ＲＦ信号を供給する。
【００１２】
本発明は、また、各パルスが固定の振幅と継続時間を有し、固定の周波数と固定のデューティーサイクルを示す第1のパルスのトレーンよりなるＲＦ信号の位相を変化させる方法であって、前記方法は、
前記ＲＦ信号の望む位相シフトを表す振幅を有する制御レベル信号を供給し、前記制御レベル信号から、前記ランプ信号の前記最小及び最大レベルの間の中間である基準レベルから等しく離れた第１のレベル信号と第２のレベル信号を発生することを特徴とする、前記ＲＦ信号の各パルスサイクルを、各パルスサイクルに対して振幅が最小レベルから最大レベルへ変わりそして前記最小レベルへ戻る二重傾斜対称ランプ信号に変換することによりＲＦ信号を積分するステップと、第１と第２のレベル信号をランプ信号と比較し、且つランプ信号が前記第１レベル信号を超える継続時間に対応する継続時間と一致する間の第１のパルス信号と、前記第２のレベル信号が前記第ランプ信号を超える継続時間と一致する間の継続時間の間の第２のパルス信号供給するステップと
それぞれが前記第１と第２のパルス信号に応じて第１と第２のトリガパルスを供給し、且つ、前記第１と第２のの状態に応じた、第１と第２の状態とのそれぞれであるように前記第１と第２のトリガパルスに応答して双安定回路を動作させ、且つ、前記固定周波数と前記第１のパルスのトレーンの前記固定のデューティーサイクルよりなる第２のパルスのトレーン且つ、前記制御レベル信号の振幅に関連する量だけ位相がシフトされた出力ＲＦ信号を供給するステップを有する方法も有する。
【００１３】
【発明の実施の形態】
本発明を、図を参照して説明する。
【００１４】
本発明の第１の実施例を示す図３を参照する。この実施例では、種々の構成要素は図１と２に示す構成要素と同様であり、異なる部分は詳細に説明される。ＲＦ入力信号は、ＲＦ源から得られ、この信号は、固定の周波数と固定のデューティーサイクルを示す第１のパルストレーンよりなり、各パルスが固定の振幅と継続時間を有する。このＲＦ信号は、本発明に従って、構成された、二重傾斜変調器１００により供給される。この変調器は、線形積分器１０２、二重傾斜比較器１０４、パルス発生器の組１０６と１０８及び、適した電力増幅器２０により増幅されそしてアンテナ２２により送信される出力ＲＦ信号を供給する、Ｓ−Ｒフリップフロップ１１０を有する。
【００１５】
図示の実施例では、回路は固定及び、ＲＦ波長の半分までの（λ／２）動的位相シフトを提供できる。出力位相シフトＴｄ（図５及び６参照）は、直接的に入力位相シフト制御信号Ｖｃに比例する。入力位相制御は、図１と２を参照して説明した従来技術のような、位相変調要求の周波数応答を制限するであろう低域通過フィルタ無しに動作する広帯域である。
【００１６】
図３に示すように、図５の波形を有する入力ＲＦ信号は、積分器１０２に供給される。これは線形積分器であり、ＲＦ信号の各パルスサイクルを図５に示す波形２０２を有する二重傾斜対象ランプ信号に変換する。このランプ信号は、振幅が各パルスサイクルに対して振幅が最小レベルから最大レベルへ変わりそして前記最小レベルへ戻る（図５参照）。
【００１７】
制御信号Ｖｃは、増幅器１１２を介して演算増幅器１１４の負又は反転入力へ与えられる。線形積分器１０２からの出力は、グランド間に抵抗１１６とキャパシタ１１８を有する分割回路を介して与えられる。基準電圧レベルＶ_０は抵抗１１６とキャパシタ１１８の接合点から取られ、この電圧は演算増幅器１１４の正又は非反転入力へ与えられる。増幅器１１２からの出力は、即ち電圧Ｖａは、二重傾斜比較器１０４の電圧比較器１２０として働く、演算増幅器の負又は反転入力へ供給される。演算増幅器１１４の出力電圧Ｖｂは、二重傾斜比較器１０４内の電圧比較器１２２を構成する演算増幅器の正又は非反転入力へ供給される。増幅器１１２から得られる電圧Ｖａと、増幅器１１４から得られる電圧Ｖｂは、基準電圧Ｖ_０から等しく反対方向に離れていることに注意する。まら、基準電圧Ｖ_０は、ランプ信号２０２の最小と最大レベルの中間である（図５の波形参照）。
【００１８】
二重傾斜比較器１０４は、積分器１０２から得られたランプ信号と、第１及び第２のレベル信号ＶａとＶｂを比較し、第１のパルス信号Ａと第２のパルス信号Ｂを供給する。パルス信号Ａは、ランプ信号が第１の信号レベルＶａを超える時間期間に対応する継続時間を有する。第２のパルス信号Ｂは、第２のレベル信号がランプ信号を超える時間期間に対応する時間期間に供給される。
【００１９】
特に、図３と５より、二重傾斜比較器１０４は、積分器１０２、位相シフト制御及び出力パルス発生器１０６と１０８との間でインターフェースする、３つの入力ポート及び、２つの出力ポートを有することに注意する。図５に示されているように、波形２０４で、比較器１２０の出力は、ランプ信号が第１のレベル信号Ｖａよりも大きい限り、論理ハイ信号Ａである。同様に、図５の波形２０６に示すように、比較器１２２の出力は、第２のレベル信号Ｖｂがランプ信号よりも大きい限り、論理ハイ信号Ｂである。信号ＶａとＶｂは互いに追跡し、そして、電圧基準Ｖａ（図５参照）に関して反対方向である二重レベルサンプリングは、原信号のデューティーサイクルの再形成を保証する。ＲＦ入力のデューティーサイクルが５０％の時には、基準レベルＶ_０は、ゼロである。第１のレベル信号Ｖａは、ランプ電圧のピーク対ピーク値間で調整可能である（図５参照）。そして、
Ｖｂ＝２Ｖ_０−Ｖａ（式１）
であることに注意する。
【００２０】
パルス発生器１０６と１０８は、それぞれが比較器１２０と１２２から得られる正の出力パルスＡとＢの立ち上りエッジによりそれぞれトリガされる。このように、図５の波形２０８のような各ＳＥＴパルスは、信号Ａの立ち上りエッジによりトリガされる。ＳＥＴパルスは、短いがしかし以下に説明するＳ−Ｒフリップフロップ１１０をトリガするには十分である。同様に、パルス発生器１０８から得られるＲＥＳＥＴパルスＲは、図５の波形２１０に示される。
【００２１】
Ｓ−Ｒフリップフロップ１１０の形式で示される双安定回路は、図示のように接続された論理ゲート１３０と１３２を有し、アンテナ２２によりＲＦ信号を送信するための電力増幅器２０へ、図５の波形２１４に示すような出力信号Ｘを供給する。Ｓ−Ｒフリップフロップ１１０のＳＥＴ及びＲＥＳＥＴポートはそれぞれが、パルス発生器１０６と１０８からのトリガパルスを受信し、１つの状態から他の状態へ変化する。出力信号Ｘの波形２１４とＲＦ入力信号の波形２００を比較することにより示されるように、出力信号Ｘは、原ＲＦ入力信号のデューティーサイクルに一致する（図５参照）。出力Ｘは位相遅延Ｔｄだけシフトされていることに注意する。この時間又は、位相遅延は、ポテンシオメータ３０から得られた位相シフト制御信号Ｖｃに線形に比例する（図３）。回路は２分の１波長の調整が可能な最大遅延の遅延線としても使用できることに注意する。出力デューティーサイクルは、図３の二重傾斜変調器を使用することにより影響されない。
【００２２】
図４の波形は、４分の１波長（λ／４）までの遅延時間（Ｔｄ）での動作を示す。サンプル点ｘ１とｘ２は、波形２０２の反対の傾斜に移動する。図４の波形と同様な図５の波形を参照すると、同様な波形は同じ参照記号で示す。図５では、遅延時間（Ｔｄ）がλ／４より大きい、大きな位相遅延が生成される。
【００２３】
図６に示す実施例を参照する。この実施例は、図３に示す実施例と似ており、ここで、説明を簡単にするために、同じ構成要素は同じ参照記号で示い、以下に相違点を説明する。この実施例は、入力オーディオバッファ３００へ供給されたオーディオ入力を示し、そして、レベル変換器３０４へと同様に、ＲＦ電力増幅器２０へオーディオレベルを供給するオーディオ変調回路３０２へ供給される。これは、制御信号Ｖｃを二重傾斜変調器１００内の増幅器１１２へ供給する。変調器１００からの出力は、増幅器３０６を介して、ＲＦ電力増幅器２０へ与えられる。図６の動作は、図３の実施例と図４及び５の波形に関して説明したのと同様である。
【００２４】
各パルスが固定の振幅と継続時間を有し、固定の周波数と固定のデューティーサイクルを示す第１のパルスのトレーンよりなるＲＦ信号の位相を変化させるＲＦ増幅器システム及び方法である。積分器は、ＲＦ信号の各パルスサイクルを、二重傾斜対称ランプ信号に変換する。第１のレベル信号と第２のレベル信号が供給され、それらは、ランプ信号の最小及び最大レベルの間の中間にある基準レベルから等しく離れている。二重傾斜プランプ信号は、第１及び第２レベル信号と比較される。第１のパルス信号は、ランプ信号が第１レベル信号を超える継続時間に対応する継続時間の間に供給され、第２のパルス信号は、第２のレベル信号が第ランプ信号を超える継続時間に対応する継続時間の間に供給される。第１と第２のパルス発生器は、それぞれが第１と第２のパルス信号を受信し且つ、第１と第２のトリガパルスを供給する。双安定回路は、第１と第２の状態応じたそれぞれの前記第１と第２のトリガパルスに対応し、前記第１のレベル信号又は、前記第２のレベル信号の振幅に関連する量だけ第１のトレーンから位相がシフトされた第２のトレーンよりなる出力ＲＦ信号を供給する。
【００２５】
【発明の効果】
本発明により、ＲＦ入力信号のデューティーサイクルを維持しながら、位相シフトされた出力信号を得るために、ＲＦ信号の位相をシフトする手段を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】位相シフト回路を採用する従来のＲＦ増幅器の概略のブロックを示す図である。
【図２】位相シフト回路を採用する従来の他のＲＦ増幅器の概略のブロックを示す図である。
【図３】本発明の一実施例の概略のブロックを示す図である。
【図４】本発明の動作を示す複数の波形を示す図である。
【図５】図４と同様な他の動作の特徴を示す図である。
【図６】本発明の他の実施例の概略のブロックを示す図である。
【符号の説明】
１０パルスのトレーン
１２ＲＦ源
２０電力増幅器
２２アンテナ
３６接合点
４０キャパシタ
６０差動増幅器
１００二重傾斜変調器
１０２線形積分器
１０４二重傾斜比較器
１０６，１０８パルス発生器
１１０Ｓ−Ｒフリップフロップ
１１２増幅器
１１４演算増幅器
１１６抵抗
１１８キャパシタ
１２０電圧比較器
１２２電圧比較器
２０２ランプ信号
３００入力オーディオバッファ
３０６変増幅器

Claims

ＲＦ信号の位相を変化させる位相シフト器であって、
各パルスが固定の振幅と継続時間を有し、固定の周波数と固定のデューティーサイクルを示す第1のパルスのトレーンよりなるＲＦ信号を受信し、
前記位相シフト器は、
前記ＲＦ信号の各パルスサイクルを、各パルスサイクルに対して振幅が最小レベルから最大レベルへ変わりそして前記最小レベルへ戻る二重傾斜対称ランプ信号に変換するための積分手段と、
前記ランプ信号の前記最小及び最大レベルの間の中間である基準レベルから等しく離れた第１のレベル信号と第２のレベル信号を供給する手段と、
前記二重傾斜ランプ信号と前記第１及び第２レベル信号を比較し、且つ、前記ランプ信号が前記第１レベル信号を超える継続時間に対応する継続時間と一致する間の第１のパルス信号と、前記第２のレベル信号が前記第ランプ信号を超える継続時間と一致する間の継続時間の間の第２のパルス信号と、を供給する二重スロープ比較手段と、
それぞれが前記第１と第２のパルス信号を受信し且つ、第１と第２のトリガパルスを供給する前記第１と第２のパルス発生器と、
第１のトリガに応じた第１の状態と、第２のトリガに応じた第２の状態とのそれぞれの前記第１と第２のトリガパルスに応答する双安定手段と、
を有し、
前記固定周波数と前記第１のパルスのトレーンの前記固定のデューティーサイクルよりなる第２のパルスのトレーンよりなり且つ前記第１のレベル信号又は前記第２のレベル信号の振幅に関連する量だけ位相がシフトされた出力ＲＦ信号を供給する、
ことを特徴とする位相シフト器。
前記積分手段は前記ランプ信号の振幅が線形に変化する線形積分器であり、前記第１及び第２のレベル信号を供給する前記手段は、制御レベル信号を供給する手段とＲＦ信号の位相の望ましい変化に従って前記制御レベル信号の振幅を変える手段を含み、前記制御レベル信号から前記第１及び第２のレベル信号を供給する回路を有することを特徴とする請求項１記載の位相シフト器。
前記回路は、前記制御レベル信号を受信し且つそこから前記第１レベル信号を供給する第１の増幅器を有し、前記積分手段と前記第２のレベル信号を供給するための前記第１の増幅器に結合する第２の増幅器を有し、前記積分手段は前記ランプ信号の振幅が線形に変わる線形積分器であることを特徴とする請求項２記載の位相シフト器。
前記二重傾斜比較手段は、前記ランプ信号と前記第１のレベル信号を比較しかつ、前記第の１パルス信号を供給する第１の比較器を有し、前記二重傾斜比較手段は、前記第２のレベル信号と前記ランプ信号を比較しかつ、前記第２のパルス信号を供給する第２の比較器を有し、且つ、前記積分手段は前記ランプ信号の振幅が線形に変わる線形増幅器であることを特徴とする請求項１記載の位相シフト器。
前記第１及び第２のレベル信号を供給する前記手段は、制御レベル信号を供給する手段と、ＲＦ信号の位相の望まれる変化に従って前記制御レベル信号の振幅を変える手段とを有することを特徴とする請求項４記載の位相シフト器。
前記双安定手段は、前記第１と第２のトリガパルスに応じてそれぞれセット状態とリセット状態を有するＳ−Ｒフリップフロップであり、且つ、好ましくは前記第１と第２のトリガパルスはセット及びリセットパルスであり、且つ、前記積分手段は前記ランプ信号の振幅が線形に変化する線形積分器であることを特徴とする請求項１記載の位相シフト器。
ＲＦ信号の位相を変化させる位相シフト器であって、
各パルスが固定の振幅と継続時間を有し、固定の周波数と固定のデューティーサイクルを示す第1のパルスのトレーンよりなるＲＦ信号を受信し、
前記位相シフト器は、前記ＲＦ信号の各パルスサイクルを、各パルスサイクルに対して振幅が最小レベルから最大レベルへ変わりそして前記最小レベルへ戻る二重傾斜対称ランプ信号に変換する積分手段を有し、
第１のレベル信号と第２のレベル信号は基準レベルから等しく離れており、前記基準レベルは前記ランプ信号の前記最小及び最大レベルの間の中間であり、
前記第１及び第２レベル信号と前記ランプ信号とを受信し、且つ、前記ランプ信号が前記第１レベル信号を超える継続時間に対応する継続時間と一致する間の第１のパルス信号と、前記第２のレベル信号が前記第ランプ信号を超える継続時間と一致する間の継続時間の間の第２のパルス信号と、を供給する二重スロープ比較器と、
前記二重スロープ比較器に結合し且つ、それぞれが前記第１と第２のパルス信号を受信し且つ、第１と第２のトリガパルスを供給する前記第１と第２のパルス発生器と、
前記第１と第２のパルス発生器に接続され且つ第１のトリガに応じた第１の状態と、第２のトリガに応じた第２の状態とのそれぞれの前記第１と第２のトリガパルスに応答する双安定回路と
を有し、
前記固定周波数と前記第１のパルスのトレーンの前記固定のデューティーサイクルよりなる第２のパルスのトレーンよりなり且つ、前記第１のレベル信号又は、前記第２のレベル信号の振幅に関連する量だけ位相がシフトされた出力ＲＦ信号を供給する、
ことを特徴とする位相シフト器。
前記積分手段は前記ランプ信号の振幅が線形に変化する線形積分器であり、制御レベル信号を供給する制御レベル信号回路と、ＲＦ信号の位相の望む変化に従って前記制御レベル信号の振幅を変える手段と、前記制御レベル信号から前記第１と第２のレベル信号を供給する回路を有することを特徴とする請求項７記載の位相シフト器。
前記回路は、前記制御レベル信号を受信し且つそこから前記第１レベル信号を供給する第１の増幅器と、前記積分手段と前記第２のレベル信号を供給するための前記第１の増幅器に結合する第２の増幅器とを有し、前記２重傾斜比較器は、前記ランプ信号と前記第１レベル信号を比較しかつ前記第１のパルスを供給する第１の比較器と、前記第２レベル信号と前記ランプ信号を比較しかつ前記第２のパルスを供給する第２の比較器とを有することを特徴とする請求項８記載の位相シフト器。
前記双安定回路は、前記第１と第２のトリガパルスに応じてそれぞれセット状態とリセット状態を有するＳ−Ｒフリップフロップであり、前記第１と第２のトリガパルスはセット及びリセットパルスであり、且つ、前記積分器は前記ランプ信号の振幅が線形に変化する線形積分器であることを特徴とする請求項１記載の位相シフト器。
各パルスが固定の振幅と継続時間を有し、固定の周波数と固定のデューティーサイクルを示す第1のパルスのトレーンよりなるＲＦ信号の位相を変化させる方法であって、前記方法は、前記ＲＦ信号の望む位相シフトを表す振幅を有する制御レベル信号を供給し、前記制御レベル信号から、ランプ信号の前記最小及び最大レベルの間の中間である基準レベルから等しく離れた第１のレベル信号と第２のレベル信号を発生することを特徴とする、前記ＲＦ信号の各パルスサイクルを、各パルスサイクルに対して振幅が最小レベルから最大レベルへ変わりそして前記最小レベルへ戻る二重傾斜対称ランプ信号に変換することによりＲＦ信号を積分するステップと、第１と第２のレベル信号をランプ信号と比較し、且つランプ信号が第１レベル信号を超える継続時間に対応する継続時間と一致する間の第１のパルス信号と、第２のレベル信号が第ランプ信号を超える継続時間と一致する間の継続時間の間の第２のパルス信号供給するステップとそれぞれが前記第１と第２のパルス信号に応じて第１と第２のトリガパルスを供給し、且つ、前記第１と第２のトリガパルスに応じた、第１と第２の状態とのそれぞれであるように第１と第２のトリガパルスに応答して双安定回路を動作させ、且つ、前記固定周波数と前記第１のパルスのトレーンの前記固定のデューティーサイクルよりなる第２のパルスのトレーンよりなり且つ、前記制御レベル信号の振幅に関連する量だけ位相がシフトされた、前記双安定回路の動作に依存する出力ＲＦ信号を供給するステップを有する方法。
前記積分するステップは、前記ランプ信号の振幅が線形に変化するように前記ＲＦ信号を線形に積分することを含むことを特徴とする請求項１１記載の方法。