JPH027543B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、周波数可制御信号発生器と、誘導性
アンテナとを有し、FSK変調された信号を送信
する送信機に関するものである。

このような送信機は一般に知られており、特に
交通整理システムにおいて交通の融通性を高める
のに用いられている。このような送信機は特に道
路等に沿つて配置した呼掛け（interrogation）
装置および乗物内に配置した応答装置の双方に用
いられている。信号を呼掛け装置から応答装置に
送信する場合には、呼掛け装置の誘導性アンテナ
は一般に路面内に設けたループアンテナの形態を
しており、信号を応答装置から呼掛け装置に送信
する場合には、応答装置の誘導性アンテナはフエ
ライトアンテナの形態をしている。

上述した種類の送信機を道路に沿つて配置する
と、交通整理システムのすぐ近辺の家内にある無
線受信機のようなすぐ近辺の電子装置が一般に、
純粋に周波数変調した信号のように強度が一定の
信号を送信する場合よりも、振幅変調した信号の
ように強度が一定でない信号を送信する場合によ
り妨害に感じやすくなるという欠点を生じる。２
つの信号周波数を有し、伝送速度が遅く、周波数
スイングが小さいFSK変調された信号の場合に
は、誘導送信を行なえば受信信号の強度振幅を一
定にすることができる。この場合、FSK変調さ
れた信号の等しい信号周波数に対して双方の振幅
がその帯域内で得られるように誘導性アンテナが
同調される。

しかし、伝送速度が搬送周波数に比べて速く、
周波数偏移が大きい場合には、相対帯域幅が大き
い為にもはや同調を極めて良好にとることができ
ない。

本発明の目的は、低伝送速度のFSK変調され
た信号の特性をすべて保つて上述した問題を簡単
に解決することにある。

本発明は、周波数可制御信号発生器と、誘導性
アンテナとを有し、FSK変調された信号を送信
する送信機において、前記の誘導性アンテナに供
給される電流を、その振幅が送信すべき信号の周
波数に反比例するように制御する制御回路を設け
たことを特徴とする。

本発明は、振幅が周波数に反比例する電流を誘
導性アンテナに生ぜしめることにより、電圧エン
ベローブの振幅を一定に保持するのにもはやアン
テナを同調させる必要がないという事実を確か
め、かゝる認識を基に成したものである。これに
より、近辺に配置されている電子装置に対する妨
害が最小になるという利点が得られる。この妨害
不感応性は受信信号の振幅が信号周波数に依存し
ないようにすることにより簡単に得られる。

本発明の一好適例においては、前記の信号発生
器を電圧信号発生器とし、前記の制御回路が前記
の信号発生器に接続された積分器を具えており、
前記の積分器と誘導性アンテナとの間の信号路内
に電圧−電流変換回路を設ける。

本発明においてFSK変調された信号とは、位
相同期（コヒーレント）周波数偏移変調された信
号或いは正弦波的に周波数偏移変調された信号の
ようないかなる種類の周波数偏移変調された信号
をも意味するものとする。

図面につき本発明を説明する。

第１図は位相同期周波数偏移変調された信号を
送信する本発明による送信機の一例を示す。

この送信機は、信号入力端子２に供給されるデ
ータ信号による制御の下で、位相同期周波数偏移
変調された信号を生じる電圧信号発生器１を有す
る。この周波数偏移変調された信号は積分器１
３，１４，２３と、補償回路網２１と、低域通過
フイルタ４と、線形の電圧−電流変換器２２とを
有する制御回路３および変成器５を経てループ状
の誘導性アンテナ６に供給する。周波数偏移変調
された信号を発生させるには適当ないかなる種類
の信号発生器をも用いることができるも、本例で
はデジタル信号発生器を示してある。この信号発
生器１はパルス発生源７と、これに接続された分
周回路８とを具え、この分周回路８は除数を可調
整とした第１分周器９と、除数を一定とした第２
分周器１０とを有する。パルス繰返し数を例えば
800KHzとしたパルス発生源７によつて生ぜしめ
られたパルス列を第２ｂ図に示す。第２分周器１
０の除数を８にすると、第２ｃ図に示すパルス信
号が得られる。この信号は位相基準信号として第
１分周器９およびＤ−フリツプフロツプ回路１１
のクロツクパルス入力端子に供給する。このフリ
ツプフロツプ回路１１のＤ入力端子は信号入力端
子２に接続する。このＤ−フリツプフロツプ回路
１１は信号入力端子２に供給されるデータ信号か
ら第２ａ図に示すスイツチング信号を生ぜしめ
る。このスイツチング信号の値は供給されるデー
タ信号の値に相当し、このスイツチング信号の信
号転換部は第２分周器１０によつて生ぜしめられ
る第２ｃ図のパルスの前縁と一致する。スイツチ
ング信号は第１分周器９の制御入力端子１２に供
給する。このスイツチング信号による制御の下で
第１分周器９の除数が所望の除数に調整される。
例えば、第１分周器９の除数はスイツチング信号
が「高」レベルにある期間中16に調整し、スイツ
チング信号が「低」レベルにある期間中８に調整
する。更に第１分周器９には既知のように重み付
けおよび加算回路網（別個に図示しない）を設
け、調整された各除数に対し第１分周器９の数個
の各別の区分の出力信号を組合せて第２ｅ図に示
すような特定のデジタル的に正弦波に近似させた
電圧信号を生ぜしめるようにする。このようにし
て得たデジタル的に正弦波に近似された電圧信号
は制御回路３に供給する。この制御回路の積分器
は抵抗２３と、差動増幅器１３と、この差動増幅
器に対し並列に接続したコンデンサ１４とを具え
る。制御回路３には更に、上記の差動増幅器１３
のドリフトおよびオフセツトを補償する補償回路
網２１を設ける。

この補償の目的に為に、積分器２３，１３，１
４の出力信号を比較器１５に供給する。この比較
器は差動増幅器の形態にする。この差動増幅器の
信号反転入力端子に供給される信号を、この差動
増幅器１５の信号非反転入力端子１６に接続され
た基準電圧源（図示せず）の電圧と比較する。積
分器２３，１３，１４の出力電圧を、発生された
正弦波近似信号が零を通過すべき瞬時にサンプリ
ングする。このサンプリングは、例えばセツト・
リセツト双安定素子（“ラツチフリツプフロツ
プ”）の形態としたサンプル−ホールド回路１７
によつて行なう。この目的の為に、この回路１７
を比較器１５の出力端子と第１分周器９とに接続
する。正弦波近似信号がその周波数にかゝわらず
いかなる瞬時に零を通過する必要があるかという
情報は、第１分周器９により、この分周器に供給
されるスイツチング信号およびパルス発生源７か
ら生じるパルスによる制御の下で取出される。こ
のようにして得た制御信号はパルス状の信号であ
り、これらのパルスが、積分器の出力信号が零を
通過する必要がある瞬時を表わす。この制御信号
を第２ｄ図に示す。

積分器１３，１４，２３の出力信号の値が前記
の瞬時において入力端子１６における基準電圧と
相違する場合には、サンプル−ホールド回路１７
が差信号の極性に相当する論理値の信号を生じ
る。これらの信号は分圧器１８，１９およびコン
デンサ１０を有する他の低域通過フイルタにより
平滑化して増幅器１３の信号非反転入力端子に供
給する。

これにより増幅器１３の出力の平均信号値が基
準電圧に等しくなり、この信号値が、供給された
且つ位相同期周波数偏移変調された信号の零レベ
ルを形成する。また積分器の作用の下で、信号発
生器１から生じる一定振幅の信号（第２ｅ図）か
ら第２ｆ図に示す電圧の信号が得られる。この第
２ｆ図の信号はその瞬時周波数に反比例する振幅
を有する。可変振幅のこの信号は、電流に変換さ
れた後に誘導性アンテナに供給するのに適した信
号である。

可変振幅の信号は低域通過フイルタ４を通過さ
せて正弦波近似信号の高周波を更に抑圧した後電
圧−電流変換回路２２に供給し、電圧信号に比例
する電流を発生せしめる。この電圧−電流変換回
路は本例では２個のトランジスタ２４および２５
を有し、これらトランジスタのエミツタを本例で
は抵抗値を等しくした２つの直列抵抗２６および
２７により相互接続する。

これら抵抗２６および２７の相互接続点には電
流源２８を接続する。トランジスタ２４および２
５のコレクタは変成器５の一次巻線の両端にそれ
ぞれ接続する。この一次巻線の中心タツプ３０は
電圧源（図示せず）に接続する。第２ｆ図に示す
信号は低域通過フイルタ４により平滑化した後、
トランジスタ２５のベースに直接且つ信号反転回
路２９を経てトランジスタ２４のベースに供給す
る。トランジスタ２４および２５の対をこのよう
に差動駆動することにより、電流源２８により生
ぜしめられる定電流が、トランジスタ２４および
２５のベース間に電圧差に正比例する割合で変成
器５の一次巻線に亘つて分布される。従つて、こ
の一次巻線を流れる電流は第２ｆ図に示す電圧を
平滑化した後に得られる電圧に正比例する。従つ
て、比例定数は抵抗２６および２７の値によつて
決まる。従つて、この電流は同じ振幅変調を受け
ている。

この送信電流は、ループアンテナを送信機の他
の部分から直流分離する為に変成器５で変流した
後ループアンテナ６に供給する。

このループアンテナ６の誘導特性の為に、この
ようなアンテナを流れる電流により第２ｇ図に示
すような一定振幅の電圧を生ぜしめる。この電圧
により、誘導性のアンテナから送出された送信信
号の強度がデータ変調に依存しないエンベロープ
を有する受信信号を生じるような強度となるよう
にする。

入力信号の振幅、抵抗２３の値、コンデンサ１
４の値、抵抗２６および２７の和の値およびアン
テナ６のインダクタンスを適当に選択することに
より、送信信号の一定振幅を適当ないかなる値に
もすることができる。

アンテナ電流の振幅はアンテナのインダクタン
スに依存しないという事実の為に、送信機システ
ムは温度変動や、アンテナを路面内に埋設した際
に生じるおそれのある幾何学的な変形に感応しな
いようになる。

アンテナの入力側を誘導性とする限り、ループ
アンテナ６の代りにフエライトアンテナやその他
の種類のアンテナを用いることもできる。

第１図の制御回路３の代りに第３図に示す制御
回路３′を用いることができる。この第３図に示
す制御回路３′の入力端子３１には、電圧信号発
生器１から生じ第２ｅ図に示す出力信号を供給す
る。このようにして得た、エンベロープが一定の
FFSK（Fast Frequency Shift Keying）変調さ
れた信号を２つの相補型増幅器に供給する。これ
ら相補型増幅器は、入力電圧を周波数に反比例す
る振幅を有する電流に変換するコイル３３を有す
る帰還回路（後に説明する）を具えている。

この目的の為に、フイルタ３２から生じる信号
を入力回路を経てトランジスタ３６および３６′
にそれぞれ供給する。これらの入力回路はコンデ
ンサ３４および３４′と抵抗３５および３５′とを
それぞれ有している。これらトランジスタを流れ
る直流電流は分圧器３７，３８；３８′，３７′に
よつて部分的に設定され、これら分圧器は後に説
明する帰還回路の一部分をも構成する。トランジ
スタ３６および３６′のエミツタは抵抗３９およ
び３９′を経て給電線４１および４１′にそれぞれ
接続し、これら給電線は抵抗４２および４２′を
経て電源端子４３および４３′にそれぞれ接続す
る。トランジスタ３６および３６′のコレクタは
各別の抵抗４４および４４′をそれぞれ経て且つ
共通抵抗４５を経て基準点４０に接続する。この
基準点４０は電解コンデンサ４６および４６′を
経て給電線４１および４１′にそれぞれ接続する
とともに、電解コンデンサ４７および４７′を経
て電源端子４３および４３′にそれぞれ接続する。
２つの相補型の増幅器の対称性の為に、基準点４
０の直流電圧自体は電源端子４３および４３′に
存在する電源電圧間の中間の値に調整される。

トランジスタ３６および３６′によつて増幅さ
れた信号は２つの相補型エミツタホロワ回路４
８，４９および４８′，４９′のベースに供給す
る。これらエミツタホロワ回路はトランジスタ４
９および４９′のベースおよびエミツタ間に接続
された抵抗５０および５０′をそれぞれ有する。

これらエミツタホロワ回路により出力端子５１
に供給される信号は２つのトランジスタ３６およ
び３６′によつて供給される信号間の差に比例す
る。

この出力電流の振幅を送信すべきFFSK変調さ
れた信号の周波数に反比例させる為に、この出力
電流を出力変成器５の一次巻線に通した後にコイ
ル３３を経て基準点４０に供給する。このコイル
３３の端子間に発生する電圧は帰還回路の帰還回
路網３８，５３および３８′，５３′を経てトラン
ジスタ３６および３６′の入力端子にそれぞれ供
給する。フイルタ３２から生じる入力電圧は一定
のエンベロープを有する為、コイル３３の端子間
電圧も一定のエンベロープを有し、これが為コイ
ル３３を流れる電流、従つて変成器５の一次巻線
を流れる出力電流は信号周波数に反比例する振幅
を有する。従つて、変成器５の二次巻線に接続さ
れたループアンテナ６に亘つて生じる電圧は制御
回路３′の目的である一定のエンベロープを有す
るようになる。

交流電圧に対してはトランジスタ３６および３
６′は並列に作動する為、増幅率・帯域幅の積は
単一回路の場合２倍となる。このことは帰還率お
よび安定度の双方に対して有利なことである。

またコンデンサ４７および４７′に対してはこ
れらの直線性、温度係数および直列抵抗に関して
厳しい条件を課する必要はない。その理由は、入
力信号および帰還信号の双方に対して基準点４０
を用いる為である。

トランジスタ４８および４８′のベースはダイ
オード５４および５４′の直列回路を経て相互接
続する。これらのダイオードはトランジスタ４８
および４８′と相俟つて、トランジスタ４９およ
び４９′に零入力電流が流れずこれらトランジス
タがＣ級増幅器として作動しうるようにするもの
である。トランジスタ３６および３６′の出力電
圧のスリユーレイト（slew−rate）が高い為、交
差ひずみは制限された状態に維持される。

【図面の簡単な説明】

第１図はFSK変調された信号に対する本発明
による送信機の一例を示すブロツク線図、第２図
は第１図の送信機中に生じる信号を示す波形図、
第３図は第１図の例に用いる制御回路の他の例を
示す回路図である。 １…電圧信号発生器、２…信号入力端子、３，
３′…制御回路、４…低域通過フイルタ、５…変
成器、６…アンテナ、７…パルス発生器、８…分
周回路、９…第１分周器、１０…第２分周器、１
１…Ｄ−フリツプフロツプ回路、１３…差動増幅
器、１５…比較器、１７…サンプル−ホールド回
路、２１…補償回路網、２２…電圧−電流変換回
路、２８…電流源、２９…信号反転回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 周波数可制御信号発生器と、誘導性アンテナ
   とを有し、FSK変調された信号を送信する送信
   機において、前記の誘導性アンテナに供給される
   電流を、その振幅が送信すべき信号の周波数に反
   比例するように制御する制御回路を設けたことを
   特徴とする送信機。 ２ 特許請求の範囲１記載の送信機において、前
   記の信号発生器を電圧信号発生器とし、前記の制
   御回路が前記の信号発生器に接続された積分器を
   具えており、前記の積分器と誘導性アンテナとの
   間の信号路内に線形の電圧−電流変換回路を設け
   たことを特徴とする送信機。 ３ 特許請求の範囲１記載の送信機において、前
   記の周波数可制御信号発生器が、パルス発生器
   と、該パルス発生器に接続され除数を可調整とし
   た第１分周器とを具えたことを特徴とする送信
   機。 ４ 特許請求の範囲３記載の送信機において、積
   分器と誘導性アンテナとの間の前記の信号路が低
   域通過フイルタを具えたことを特徴とする送信
   機。 ５ 特許請求の範囲３記載の送信機において、前
   記の積分器が差動増幅器を有し、該差動増幅器に
   はその出力端子と信号反転入力端子との間にコン
   デンサが接続されており、前記の積分器は、当該
   積分器に接続された比較器と、該比較器に接続さ
   れたサンプル−ホールド回路と、該サンプル−ホ
   ールド回路に接続された低域通過フイルタとを具
   えており、前記サンプル−ホールド回路の制御入
   力端子を前記の第１分周器に接続し、この第１分
   周器によつて供給される制御信号による制御の下
   で前記の比較器の出力信号をサンプリングおよび
   保持するようにし、前記の低域通過フイルタの出
   力端子を前記差動増幅器の信号非反転入力端子に
   接続したことを特徴とする送信機。 ６ 特許請求の範囲１記載の送信機において、前
   記の信号発生器を電圧信号発生器とし、前記の制
   御回路が前記の信号発生器に接続された低域通過
   フイルタを有し、該低域通過フイルタに帰還増幅
   器回路を接続し、この増幅器回路の帰還回路がイ
   ンダクタンスを有し、前記の増幅器回路の出力電
   流が前記のインダクタンスを流れ、このインダク
   タンスの端子間に生じる電圧が増幅器回路に対す
   る帰還電圧を形成するようにしたことを特徴とす
   る送信機。 ７ 特許請求の範囲６記載の送信機において、前
   記の増幅器回路が、交流に対して並列に配置した
   ２つの相補型の増幅器を有し、これら２つの増幅
   器により共通に用いられる基準電圧を増幅器回路
   の電源端子間に接続された２つの直列接続コンデ
   ンサによつて得るようにしたことを特徴とする送
   信機。