CN102095904B - 具有补偿数字滤波器的信号采集系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及具有补偿数字滤波器的信号采集系统。一种信号采集系统具有信号采集探针，所述信号采集探针具有耦合到电阻中心导体信号电缆的探针针尖电路。电阻中心导体信号电缆经由信号处理仪器中的输入节点和输入电路耦合到信号处理仪器中的补偿系统。信号采集探针和信号处理仪器在输入节点处具有失配的时间常数，其中补偿系统具有带有反馈环电路的输入放大器和提供零极点对的补偿数字滤波器以用于在信号采集系统频率带宽上保持平坦性。

Description

具有补偿数字滤波器的信号采集系统

相关申请的交叉引用

该部分继续申请要求2009年9月30日提交的美国专利申请序列号12/571,236的优先权。

技术领域

本发明大体涉及从被测设备采集(acquire)信号并且更具体地涉及一种使用具有减小电容的信号采集探针(probe)来减小被测设备的负载的信号采集系统。

背景技术

传统的无源电压探针10一般由在探针针尖14的电阻-电容并联网络12(在图1中示为R_T和C_T)组成，该电阻-电容并联网络12经由电阻中心导体信号电缆(resistive center conductor signal cable)16耦合到补偿盒中的补偿电路18。补偿电路18具有电阻元件R_C1和R_C2以及电容元件C_C。R_C1与电缆16串联且R_C2与可变电容器C_C串联。补偿电路18耦合到诸如示波器、频谱分析器、逻辑分析器等等之类的测量测试仪器22的输入电路20。一般地，示波器的输入电路20包括示为R_TS和C_TS的输入电阻-电容网络24，其与提供与10到20皮法(pf)的电容并联的1MΩ的示波器输入阻抗的开关输入衰减电路(未示出)相关联。开关输入衰减电路的输出耦合到前置放大器26的输入。示波器被校准以提供从示波器的输入到前置放大器的输出的标称平坦的频率响应传递函数。

补偿电路18提供电缆16的电阻和电容端接(termination)以最小化反射并且给测量测试仪器22提供具有标称平坦的频率响应的传递函数。可变补偿电容器C_C是用户可调节的以在单独示波器通道的输入电容的变化期间匹配探针的电容和电阻分压比。电阻元件R_C1提供在高频下电阻电缆16与示波器输入的端接匹配(其中电缆Z₀≈155Ω)。与可变电容器C_C串联的R_C2改进了到示波器中的电容负载中的电缆端接。

针尖电阻R_T、电缆端接电阻器R_C1和输入电阻R_TS对于DC到低频输入信号形成分压器衰减网络。为了适应宽频率范围的输入信号，使用横跨针尖电阻元件R_T的分路(shunt)针尖电容器C_T以及横跨端接电阻元件R_TS的输入电容器C_TS和分路端接电容器C_C来补偿电阻分压器衰减网络。为了获得正确补偿的分压器，探针针尖电阻-电容并联网络12的时间常数必须等于包括C_cable和C_C的端接电阻-电容并联网络24的时间常数。

以电阻电缆16的特性阻抗正确地端接该电阻电缆16要求向补偿网络18添加相对大的分路电容C_C。这是除了电缆体电容C_CABLE之外。例如，由Beaverton，Oregon的Tektronix公司制造和销售的P2222 10X无源探针的针尖电阻R_T和电容C_T被选择为给出到1MΩ的示波器输入阻抗的10X等分(divide)。忽略任何其他寄生电容的最小针尖电容C_T是电缆体电容C_CABLE、C_C与C_TS之和的九分之一。对于上述的参数而言，C_T的针尖电容大约为8pF到12pf。输入电容(其是C_T与C_CABLE、C_C与C_TS之和串联)由被监控的电路驱动并因此表示探针对电路加了多少负载的度量。

图2示出另一个无源电压探针和示波器配置，其中前置放大器28被配置为电流放大器。这种配置具有与图1的探针和示波器配置相同的限制。探针具有在探针补偿盒中的补偿电路并且示波器在示波器输入处具有与10到20pf的电容并联的传统1MΩ电阻。现有无源电压探针和示波器配置的主要缺点在于在电阻中心导体信号电缆的输出处的中频带和高频带频率信号电流的相当一部分被端接电容器C_C分路到地。另外，由于电阻中心导体信号电缆被端接在示波器输入之前，所以示波器的输入电路的寄生电容充当把附加电流分路到地的非端接传输线。

探针针尖电容和电阻中心导体信号电缆影响传统无源探针的总体带宽。而且，探针针尖输入由于低电容电抗与高输入电阻并联而在高频下向被测设备呈现出低输入阻抗。减小探针针尖电容以提高电容电抗要求调节分压器网络的其他部件值以维持补偿的网络。先前，这已经通过提高探针针尖中的电阻而实现。然而，这提高了网络的分压比，结果施加到探针的信号的衰减增加。输入到示波器的减小信号可以通过提高示波器输入电路的增益来补偿，这导致信号上噪声的增加从而降低了仪器的总体信噪比。

存在向50欧姆输入示波器提供相对高的阻抗和衰减的特殊类型的无源探针。Z₀探针具有耦合到50欧姆无损同轴电缆的相对低的输入电阻(5000欧姆或更小)。在探针针尖处的电容一般小于由探针头的寄生电容产生的1pf。在具体的实施例中，探针针尖电阻是450欧姆，经由50欧姆无损同轴电缆耦合到示波器的50欧姆输入，这产生10X无源分压器网络。输入到这个探针的电压与传统无源探针相比由于输入电阻器的大小而受到限制。此外，低输入电阻可能给DC信号造成过多负载。

图3所示的USP 6,483,284教导了使用零极点对消的宽带探针。与电阻器R_tab和电容器C_tab串联的电阻器R_tip和电容器C_tip的并联探针针尖网络检测来自被测设备的信号并且经由近乎无损同轴电缆40把信号耦合到补偿网络。电容器C_tab表示诸如电路板上的迹线、同轴电缆等等之类的针尖电路中的电容。电缆端接电阻器R_e串联连接在电缆40和运算放大器42的反相输入端子之间。非反相输入耦合到共同地。在运算放大器42的输入端子和输出端子之间连接的是电阻器R_fb和电容器C_fb的并联组合，其中电阻器R_pk与C_fb串联。并联针尖电阻器R_tip和电容器C_tip创建零点并且电阻器R_tab和电容器C_tab的组合创建极点。极点由补偿网络中的电阻器R_fb和电容器C_fb创建并且零点由电阻器R_pk和电容器C_fb创建。在探针针尖网络中创建的零点和极点由补偿网络中的极点和零点对消。补偿网络的输出耦合到终端用户设备，诸如示波器等等。该教导声明两个RC网络的时间常数必须相等以便零点和极点抵消并且探针具有恒定增益。而且，运算放大器42是宽带探针电路的一部分而不是终端用户设备的一部分。

发明内容

因而，本发明是一种具有信号采集探针和信号处理仪器的信号采集系统。信号采集探针具有耦合到电阻中心导体信号电缆的探针针尖电路。电阻中心导体信号电缆耦合到信号处理仪器的输入节点。输入节点还经由输入电路而耦合到布置在信号处理仪器中的补偿系统。信号采集探针和信号处理仪器在输入节点处具有失配的(mismatched)时间常数，其中补偿系统具有带有提供可调节增益的反馈环电路的输入放大器和提供零极点对的补偿数字滤波器以用于在信号采集系统频率带宽上保持平坦性。

反馈环电路可以被配置有可变电阻和电容元件并且输入放大器可以被配置为电流放大器。可变电阻和电容元件可以实施为具有用于设定相应电阻和电容元件的电阻值和电容值的多个寄存器。补偿数字滤波器具有多个滤波器接头(tap)，其中滤波器接头的值是可变的。

信号处理仪器的输入电路优选地是提供电阻中心导体信号电缆的电阻和电容端接中的至少一个的衰减电路。输入节点耦合到信号路径，该信号路径的另一端耦合到邻近输入放大器的输入布置的电阻元件以形成端接的传输线。开关电路被布置在信号处理仪器中用于经由衰减电路把输入节点选择性地耦合到补偿系统并且用于把附加电阻-电容衰减网络选择性地耦合在输入节点和衰减电路之间。

探针针尖电路具有与电容元件并联的至少第一电阻元件。探针针尖电路也可以具有与多个电容元件并联的多个第一电阻元件以形成高电压信号采集探针。一个或多个电容元件具有在2到5皮法的范围内的有效电容。

一种用于具有补偿数字滤波器的信号采集系统的校准过程包括以下步骤：使用信号采集探针和信号处理仪器来采集宽频内容信号的数字值作为校准波形；在波形上的共同位置处确定在存储在信号处理仪器中的宽频内容信号参考校准波形和校准波形之间的测量误差值。根据在共同位置的测量误差值来确定具有寄存器值和滤波器接头值中的至少一个的测量误差因子。把测量误差因子的寄存器值和/或滤波器接头值应用于输入放大器的反馈环电路中的多个寄存器中的适当反馈环寄存器和补偿数字滤波器的多个滤波器接头的滤波器接头中的至少一个。然后针对校准波形和校准参考波形的每个共同位置确定测量误差值和测量误差因子。可替换地，在由时间位置和频率位置中的至少一个设定的波形上的共同位置处确定在存储在信号处理仪器中的宽频内容信号参考校准波形和校准波形之间的多个第一测量误差值，并且根据多个第一测量误差值和波形上的共同位置来确定测量误差因子。在已经针对校准波形和校准参考波形上的最后共同位置确定了测量误差值和测量误差因子之后，采集宽频内容信号的新的数字值集作为校准波形。将新的校准波形与校准规范进行比较以核实该校准。如果该校准在校准规范内，则存储输入放大器的反馈环电路中的多个寄存器中的寄存器值和补偿数字滤波器中的多个滤波器接头的滤波器接头并且显示校准过程的成功结果。如果校准波形不在校准规范内，则确定校准过程是否已经超过迭代时间(iteration time)限制值。如果校准过程没有超过迭代时间限制值，则波形上的共同位置被设定为初始位置。然后针对校准波形和校准参考波形的每个共同位置或多个共同位置确定一个或多个测量误差值和测量误差因子并且把测量误差因子的寄存器值和滤波器接头值中的至少一个应用于输入放大器的反馈环电路中的多个寄存器中的适当反馈环寄存器和补偿数字滤波器的多个滤波器接头的滤波器接头中的至少一个。在已经针对校准波形和校准参考波形上的最后共同位置确定了测量误差值和测量误差因子之后，采集宽频内容信号的新的数字值集作为校准波形。将新的校准波形与校准规范进行比较以核实该校准。如果新的校准波形仍然不在校准规范内并且校准过程已超时，则存储在校准过程之前输入放大器的反馈环电路中的多个寄存器中的初始值和补偿数字滤波器的初始接头值，并且显示校准过程的未成功结果。

采集宽频内容信号的数字值作为校准波形包括把信号采集探针附连到信号处理仪器的附加步骤。信号处理仪器检测信号采集探针中探针存储器的存在或不存在，并且如果探针存储器存在则把探针存储器的存储内容加载到信号处理仪器中。信号处理仪器检测存储在探针存储器中的探针校准常数的存在，并且把探针校准常数应用于输入放大器的反馈环电路中的多个寄存器中的适当寄存器值和补偿数字滤波器的多个滤波器接头的适当滤波器接头。如果信号采集探针没有探针存储器，则标称寄存器值被应用于输入放大器的反馈环电路中的多个寄存器并且标称滤波器接头值被应用于补偿数字滤波器的多个滤波器接头。

可以通过使用快速傅里叶变换把宽频内容信号校准波形的数字值转换成频域表示以及在波形上的共同频率位置处确定在存储在信号处理仪器中的宽频内容信号参考校准波形的频域表示和校准波形的频域表示之间的测量误差值，在频域中实施校准过程。当结合所附权利要求书和附图阅读时，通过以下的详细描述显而易见本发明的目标、优点和新颖特征。

附图说明

图1是现有技术无源探针的代表性示意图。

图2是另一个现有技术探针电路的代表性示意图。

图3是另外的现有技术探针电路的代表性示意图。

图4是根据本发明的具有补偿数字滤波器的信号采集系统的框图。

图5是根据本发明的具有补偿数字滤波器的信号采集系统中的信号处理仪器的代表性框图。

图6是根据本发明的具有补偿数字滤波器的信号采集系统的代表性示意图。

图7表示用于描述根据本发明的具有补偿数字滤波器的信号采集系统的补偿数字滤波器的功能的模拟电路。

图8示出具有和没有反馈交叉(crossover)补偿的、具有补偿数字滤波器的信号采集系统的代表性频率响应。

图9A和9B示出用于校准本发明的具有补偿数字滤波器的信号采集系统的校准过程流程图。

图10是本发明的具有补偿数字滤波器的信号采集系统中的衰减器电路的代表性示意图。

图11是本发明的具有补偿数字滤波器的信号采集系统中的高电压信号采集探针的示意图。

具体实施方式

参考图4，示出根据本发明的减小被测设备的探针负载的信号采集系统50的高级框图。信号采集系统50具有包括电阻中心导体信号电缆54的信号采集探针52。信号电缆耦合到信号处理仪器58的输入节点56。输入节点56也耦合到信号处理仪器58中的采集电路60。采集电路60生成来自信号采集探针52的输入信号的数字值。输入信号的数字值耦合到控制器62以用于进一步处理。控制器62可以把数字值耦合到处理电路64以用于格式化数字值并且把格式化的数字值显示在显示设备66上。

在传统的探针-示波器系统中，为平坦的频率及相位响应而对信号路径的每级进行补偿。对示波器进行校准以提供标称平坦的频率响应。信号采集探针附连到示波器并且使用探针中的端接和补偿电路来校准探针以产生相对于示波器输入的标称平坦的频率响应。所得到的探针-示波器系统具有信号采集探针和示波器输入的时间常数匹配以在探针示波器系统带宽上产生平坦的频率响应。在本发明中，信号采集探针52在被测设备处的高频输入阻抗通过减小信号采集探针52的输入电容而被提高。本发明的所得到的结构使信号采集探针52的探针针尖电路和横跨信号处理仪器58的输入节点56的电路的时间常数失配。采集电路60中的补偿系统68提供使得由失配的时间常数产生的信号采集系统50的频率响应平坦化的零极点对。

下面将关于数字示波器来描述本发明的信号处理仪器58，诸如示波器、逻辑分析器、数字化器等等。图5描绘了用作本发明的具有数字滤波器补偿的信号采集系统50的一部分的数字示波器100的高级框图。一般地，示波器100包括多个信号通道，其中在每个信号通道的输入上连接用于从被测设备(DUT)采集电信号的各种类型的信号采集探针105、110，诸如无源和有源电压探针、电流探针等等。示波器100信号通道输入耦合到相应的信号通道采集电路115、120。相应的采集电路115、120依据由内部采样时钟生成器122提供的采样时钟来对其相应的输入信号进行采样。

采集电路115、120均包括前置放大器、模数转换电路、触发电路、抽取器(decimator)电路、支持采集存储器等等。采集电路115、120在操作时能够以一定采样率数字化一个或多个被测信号从而产生一个或多个相应的适合于供控制器125或处理电路130使用的采样流。响应于从控制器125接收的命令，采集电路115、120改变前置放大器反馈值；补偿数字滤波器接头值、触发条件，抽取器函数以及其他采集相关参数。采集电路115、120把其相应所得到的采样流传送到控制器125。

触发电路124被示为与采集电路115、120分离，但是本领域的技术人员会意识到其可以在采集电路115、120内部。触发电路124响应于用户输入而从控制器125接收触发参数，诸如触发阈值电平、推迟(hold off)、后置触发器采集等等。触发电路124调节采集电路115、120以从DUT捕获被测信号的数字采样。

控制器125操作以处理由采集电路115、120提供的一个或多个采集的采样流从而生成与一个或多个采样流相关联的相应采样流数据。即，给定每格(per division)期望时间和每格伏特显示参数，控制器125操作以修改或栅格化与所采集的采样流相关联的原始数据从而产生具有每格期望时间和每格伏特参数的对应波形数据。控制器125也可以归一化具有每格非期望时间、每格伏特和每格电流参数的波形数据从而产生具有期望参数的波形数据。控制器125把波形数据提供到处理电路130以用于随后呈现在显示设备135上。

图5的控制器125优选地包括处理器140、支持电路145和存储器155，所述处理器140诸如由Schaumburg，IL的Motorola公司制造和销售的PowerPC^TM处理器。处理器140与常规支持电路145(诸如电源、时钟电路、高速缓存存储器、缓冲器/扩展器等等以及辅助执行存储在存储器155中的软件例程的电路)协作。照此，预期本文作为软件过程所讨论的一些过程步骤可以被实施在硬件中，例如作为与处理器140协作以执行各个步骤的电路。控制器125也与输入/输出(I/O)电路150对接。例如，I/O电路150可以包括小键盘、指示设备、触摸屏或者其他适于向控制器125提供用户输入和输出的装置。控制器125响应于这样的用户输入而适配采集电路115、120的操作以执行各种数据采集、触发、处理和显示通信以及其他功能。另外，用户输入可以用来触发自动校准功能或者适配显示设备135、逻辑分析或其他数据采集设备的其他操作参数。

存储器155可以包括易失性存储器，诸如SRAM、DRAM以及其他易失性存储器。存储器155也可以包括非易失性存储器设备(诸如磁盘驱动器或磁带介质等)或者可编程存储器(诸如EPROM等)。信号源157生成用于探针补偿的宽频内容信号。在本发明的优选实施例中，宽频内容信号是快速边缘方波。可替换地，信号源157可以是等高(leveled)变频正弦波生成器。

尽管图5的控制器125被描绘为被编程为执行依据本发明的各种控制功能的通用计算机，但是本发明可以以诸如例如专用集成电路(ASIC)的硬件来实施。照此，如本文所描述的处理器125旨在被广义地解释为由硬件、软件或由其组合等效地执行。而且，系统总线优选地连接各个电路115、120、122、124、130、150和存储器155到处理器140。

图6是根据本发明的具有数字滤波器补偿的信号采集系统200的代表性示意图。图5中的同样元件在图6中被相同地标记。信号采集系统200具有信号采集探针105，该信号采集探针105具有包含探针针尖电路208的探测头206、电阻中心导体信号电缆202和电阻元件216。探针针尖电路208具有与电容元件212并联耦合的电阻元件210，电容元件212与电阻元件214串联。电容元件212的电容在2-5皮法(pf)的范围内以给被测设备提供低输入电容。探针针尖电路208耦合到电阻中心导体信号电缆202的一端。电阻中心导体信号电缆202的另一端经由电阻元件216耦合到信号采集电路115、120之一的BNC输入节点204。电阻中心导体信号电缆202优选地是具有电阻为39Ω/ft的同轴电缆。电阻中心导体信号电缆202具有由电容器215示出的对地电容。BNC输入节点204耦合到开关电路220，该开关电路220进而提供信号采集探针105到输入电路224的耦合。电阻元件216与输入电路224(代表性地被示为由电阻元件226与电容元件228并联组成的衰减电路)中的电阻元件230结合，使电阻中心导体信号电缆202以其特性电阻阻抗端接。在本发明的优选实施例中，电阻中心导体信号电缆202的端接电容为大约40pf并且端接电阻为大约150Ω。另外，1.2米电阻中心导体信号电缆202碰巧具有大约40pf的对地电容。电阻中心导体信号电缆202的对地电容可以通过改变电缆的长度而被容易地改变。电阻元件216具有100Ω的电阻值并且电阻元件230具有50Ω的电阻值。电阻元件230物理上尽可能地靠近用作电流放大器的输入放大器232的输入，以减小BNC输入节点204和输入放大器232之间的信号迹线的非端接寄生电容。BNC和信号迹线在这里被假设为被设计成50Ω的特性阻抗以便由电阻元件230正确地端接。输入电路224也使电阻中心导体信号电缆202以其特性电容阻抗端接。

开关电路220具有用于经由输入电路224把信号采集探针105选择性耦合到补偿系统225或者在探针针尖电路208和输入电路224之间耦合由电阻元件236与电容元件238并联组成的附加电阻器-电容器衰减器网络234的开关元件222。电阻-电容衰减器网络234提供对要求1MΩ的示波器输入阻抗的传统信号采集探针的后向兼容性。开关元件222优选地是从控制器125接收开关命令的继电器开关。

信号采集探针105优选地具有包含关于探针的信息(诸如探针类型、序列号等等)的存储器248，并且也可以包含探针校准数据。探针存储器248优选地是由Sunnyvale，CA的Maxim Integrated Products公司在部件号DS2431下制造和销售的一线EEPROM。探针存储器248经由一线通信/电源线250耦合到控制器125。可替换地，探针存储器248可经由诸如I²C总线、Firewire总线等等之类的多线通信总线与控制器125通信。

把电阻中心导体信号电缆202的电阻和电容端接移动到信号处理仪器100中显著减小了在电阻中心导体信号电缆202的输出处被分路到地的中频带和高频带频率信号电流量。在现有技术的电阻中心导体信号电缆无源电压探针中，在探针电缆的输出处中频带和高频带信号电流的相当一部分(大约三分之二)根据电缆的端接电容和示波器输入的寄生电容而被探针补偿盒中的端接电容器分路到地。此外，现有技术的电阻中心导体信号电缆被端接在探针的补偿盒中，这导致充当非端接抽头(stub)的示波器输入中的寄生电容，从而进一步把附加电流分路到地。在本发明中，输入电路224中的电阻和电容端接与电阻中心导体信号电缆202和输入放大器232的输入串联，导致显著更大的电流流到放大器的输入中。探针针尖电容可以被减小到2-5pf的范围内的值，这减小了在电阻中心导体信号电缆202的输出处的中频带和高频带频率信号电流。信号电流的这种减小被提供到输入电流放大器的信号电流的整体增加所抵消，使得信噪比等效于现有的无源电压探针。另外，端接从BNC输入节点204到输入放大器232的信号路径的电阻元件230结合该信号路径的寄生电感和电容实质上把信号路径变换成端接的传输线，这进一步减少分路到地的信号电流量。把电阻和电容电缆端接移动到示波器100中并且把信号路径端接在仪器中的结果是在电阻中心导体信号电缆202的输出处大于50％的中频带和高频带频率信号电流耦合到输入放大器232并且由于在BNC输入节点204和输入放大器232之间消除非端接抽头使信号采集系统的带宽增加。

电阻中心导体信号电缆202的端接电阻和电容对于给定的电缆类型是固定值，而电阻中心导体信号电缆202的对地电容随电缆的长度而变化。在本发明的优选实施例中，电阻中心导体信号电缆202的端接电容是大约40pf并且端接电阻是大约150Ω。另外，1.2米电阻中心导体信号电缆202碰巧具有大约40pf的对地电容。电阻中心导体信号电缆202的对地电容可以通过改变电缆的长度而被容易地改变。探针针尖电路208中的电阻元件214具有9.75MΩ的值并且电容元件212具有3.4pf的值。电容值低于一般具有8到14pf的范围内的电容的现有电阻中心导体无源电压探针。减小探针针尖处的输入电容就减小了被测设备的电容负载，导致更宽的探针带宽。使用上面值的探针针尖电路208的时间常数是33.15微秒。横跨BNC输入节点204的时间常数应当匹配探针针尖电路208的时间常数。对输入电路224中的电容元件228施加限制，因为其电容应当匹配电阻中心导体信号电缆202的端接电容。因此，电容元件228的电容是40pf。电阻中心导体信号电缆202的对地电容是40pf，其需要添加到端接电容。在BNC输入节点204处所得到的电容是80pf。探针针尖电路208时间常数除以电阻中心导体信号电缆202的对地电容和端接电容的总和电容值的80pf值，应当产生输入电路224的电阻元件226的414.4kΩ的值。然而，对与传统探针的后向兼容性的需要和对直接驱动示波器输入的需求要求示波器输入电容在10-20pf的范围内。在示波器的输入处的寄生电容是大约2pf。电容元件228和238的有效电容的最优值优选地在10和12pf之间。电容元件228的值被设定为40pf以匹配电阻中心导体信号电缆202的电容。电容元件238的值需要为大约13.3pf以产生大约10pf的有效电容。电容元件228与电容元件238的比是3∶1，要求电阻元件226与电阻元件236的1∶3的比。电阻元件226和232的值需要总计达1MΩ以用于后向兼容性，导致电阻元件226具有250kΩ的值并且电阻元件236具有750kΩ的值。输入电路224和电阻-电容衰减器网络234的所得到的时间常数是10微秒。对于设定为10微秒的输入电路224的时间常数，横跨BNC输入节点204的时间常数标称为20微秒(80pf×250kΩ)并且探针针尖电路208的时间常数是33.15微秒。补偿数字滤波器256具有分开的零极点对，其补偿横跨示波器100的BNC输入节点的失配时间常数。

补偿系统225具有用作电流放大器的输入放大器232，其中其反相输入经由端接电阻器230耦合到衰减电路224而非反相输入耦合到地。输入放大器232具有反馈环电路240，该反馈环电路240包括与合起来控制频带内的总体模拟增益的、串联耦合的电容元件246和电阻元件244并联的电阻元件242。输入放大器232的输出耦合到跟踪保持电路252。跟踪保持电路252跟踪来自输入放大器232的输出信号并且响应于采样时钟122而保持输出信号的采样。响应于由延迟255提供的延迟采样时钟，在跟踪保持电路252上保持的采样被模数转换器(A/D)254数字化。输出信号的数字化采样被耦合到补偿电路255的补偿数字滤波器256，其对输出信号的数字化采样进行滤波。补偿数字滤波器256补偿信号采集系统200中的失配时间常数以提供在信号采集系统频率带宽上的平坦频率响应。控制器125经由用于加载可调节电阻和电容元件的寄存器值的四线串行外围接口总线257与反馈环电路240通信。系统总线258把A/D 254、数字滤波器256、存储器155和其他示波器100电路115、122、124、130、150连接到控制器125。

将针对图7所示的类似模拟信号采集系统270结合图8所示的具有和没有交叉补偿的类似模拟信号采集系统270的代表性频率响应来描述补偿数字滤波器256的功能性。具有补偿数字滤波器200的信号采集系统的探针针尖电路208中的电容元件212的电容被减小，这提高了高频输入阻抗。探针针尖电路208中的减小电容导致横跨输入节点204与结合输入电路224的电阻中心导体信号电缆202的对地电容电容器215的时间常数失配的时间常数。这打破了其中为平坦的频率和相位响应而补偿信号路径的每一级的传统探针-示波器结构。失配的时间常数产生图8所示的在8KHz附近的峰值264。频率响应262中在60MHz附近的低谷266与由端接元件、电阻元件216和230以及电容元件228产生的、电阻中心导体信号电缆202中的往返反射有关，仅仅是电阻中心导体信号电缆202的复阻抗的近似。补偿数字滤波器256给峰值264和低谷266提供交叉补偿。

类似模拟信号采集系统270中的补偿系统225的输入放大器232具有反馈环电路240，该反馈环电路240包括可调节反馈电阻器242、可调节电阻和电容元件、以及可调节增益元件。图6中的同样元件在图7中被相同地标记。可调节电阻器、电容器和增益元件的值通过改变多个寄存器的寄存器值来控制。电阻元件242的反馈环设定DC和低频增益。调节由电阻元件272和电容元件274以及电阻元件276和电容元件278组成的串联反馈环以形成分开的极点和零点对。电容元件274和278的总电容设定中频带增益并且电阻元件272和276的并联电导设定高频增益。由元件272和274的极点和零点对形成的时间常数可以与由元件276和278的极点和零点对形成的时间常数无关地被调节。调节这些时间常数以为由电路的其他部分中中频和高频增益的失配造成的残差的该部分提供平坦性校正。电阻元件244、电容元件246和以具有增益“K”的可变增益放大器280形式的可变增益电压源的串联反馈环影响低频带和中频带频率之间的窄带中的增益，其被调节以为由电路的其他部分中低频和中频增益的失配造成的残差的该部分提供平坦性校正。控制器125经由用于加载可调节电阻、电容和增益元件的寄存器值的四线串行外围接口总线257与反馈环电路240通信。

反馈环电路240给峰值264和低谷266提供反馈交叉补偿。在输入放大器232的反馈环电路240中通过改变可调节电阻元件244、可调节电容元件246和可变增益放大器280的增益“K”中的任何两个的寄存器值来校正8KHz峰值264。在60MHz附近的低谷266由比传统探针中相同电容器的电容更低的电容元件214的电容造成，并且通过改变电容元件274和278与电阻元件272和276的寄存器值以形成分开的极点和零点对来校正。电容元件274和278的总电容设定中频带增益(10KHz到10MHz)并且电阻元件272和276的并联电导设定在200MHz之上的增益。

输入放大器238的反馈环中的电阻元件244和电容元件246产生信号采集系统200中的零极点对，其生成频率响应中在8KHz附近的峰值264可以被平坦化的足够自由度。在与任意增益“K”串联的反馈环中零极点对的添加可以通过把“K”设定为正或负来消除峰值或低谷。低频带(DC到中频带AC)的传递函数由下面的方程1示出：

$H\left(\mathrm{j\ω}\right)=-\left(\frac{R_{242}\·(C_Z\·A_Z\·T_Z)}{{\mathrm{TA}}_P\·C_P}\right)$ (方程1)

其中

C_Z表示校正零点：

(C₂₄₆·R₂₄₄·jω+1)

A_Z表示衰减器零点：

(C₂₂₈·R₂₂₆·jω+1)

T_Z表示针尖零点：

(C₂₁₂·R₂₁₀·jω+1)

C_P表示校正极点：

$\left(\begin{array}{c}(C_{274}+C_{278})\·R_{242}\·\mathrm{jw}+C_{246}\·R_{244}\·\mathrm{jw}+C_{246}\·K\·R_{242}\·\mathrm{jw}+\\ (C_{274}+C_{278})\·C_{246}\·R_{242}\·R_{244}\·{\left(\mathrm{jw}\right)}^2+1\end{array}\right)$

IA_p(R₂₂₆+R₂₁₀+C₂₁₅·R₂₂₆·R₂₁₀·jω+C₂₂₈·R₂₂₆·R₂₁₀·jw+C₂₁₂·R₂₂₆·R₂₁₀·jω)表示针尖/衰减器极点：

这个三阶系统具有通过调节反馈环电路240内的那些部件而使所有三个极点与所有三个零点对齐(line up with)的足够自由度，因而允许在输入节点214的任一侧上的时间常数的任意失配。R₂₄₄、C₂₄₆或“K”的部件值如果它们之一被设定则可以被求解。对于大多数实际值，把在零极点图的实轴上校正零点“C_Z”的位置设定为等于针尖/衰减器极点“TA_p”的位置在设定C₂₄₆的情况下产生R₂₄₄的值或者在设定R₂₄₄的情况下产生C₂₄₆的值。对校正极点“C_P”方程因子分解(factor)并且把两个极点中的较小者设定为等于针尖零点“T_Z”根据求解的R₂₄₄和C₂₄₆值而产生“K”的值。可替换地，使用等于衰减器零点“A_Z”的较高求解极点来对校正极点“C_P”方程因子分解就产生“K”的值。

中频带AC到高频AC的传递函数由下面的方程2示出：

$H\left(\mathrm{j\ω}\right)=-\left(\frac{A}{B+C}\right)$ (方程2)

其中A等于：

$\frac{1}{(\frac{1}{(R_{272}+\frac{1}{C_{274}\mathrm{j\ω}})}+\frac{1}{(R_{276}+\frac{1}{C_{278}\mathrm{j\ω}})})}$

B等于：

$(R_{216}+R_{230}+\frac{1}{C_{228}\mathrm{j\ω}})\·[\cos (\mathrm{\β}\·l)+Y_0\·j\·\sin (\mathrm{\β}\·l)\·(R_{214}+\frac{1}{C_{212}\mathrm{j\ω}})]$

C等于：

$\cos (\mathrm{\β}\·l)\·(R_{214}+\frac{1}{C_{212}\mathrm{j\ω}})+Z_0\·j\·\sin (\mathrm{\β}\·l)$

以及 1＝电缆的电长度。

用于确定在中频带AC到高频AC处通过电缆的传递函数的分析使用2端口微波理论，具体地是ABCD或者传输矩阵。传输矩阵的使用允许使用电缆的测量数据，因为S参数可以被容易地变换成T参数。通过求解端口电压来建立传递函数。2端口方法容易求解探针针尖、电缆和衰减器的传递函数。通过在求和节点处对电流求和并且假设输入放大器232为理想运算放大器来求解信号采集系统270中的有源电路。

方程2的传递函数指示电缆的时延造成探针时间常数和衰减器时间常数之间的极点分开。传统地，通过选择将极点设定在彼此顶上的探针针尖电路时间常数值来补偿这种极点分开。这已经使用在探针电缆的另一端的补偿盒中的网络电路而实现。然而，这与信号采集系统270概念不一致，其中通过降低探针针尖电容来减小探针针尖电路208中的负载电容并且探针补偿电路存在于信号采集系统中。

这些极点可以通过提高针尖电阻而彼此对齐，但是这使探针-信号处理仪器系统的总体频率响应受损(suffer)。解决中频带频率响应平坦性的其他传统解决方案要求调节电缆参数或去除衰减器中的电容以调节衰减器时间常数。去除衰减器中的太多电容使系统的噪声增益受损并且要求输入放大器232具有较高的增益带宽。本发明通过把反馈环电路240中的零极点对分成两个零极点对(电容元件274、278以及电阻元件272和276)来增加传递函数中的零极点对以补偿分开的极点。

来自输入放大器232的模拟输出被跟踪保持电路252采样并且被提供到模拟数字转换器(A/D)254。A/D转换器254生成表示所捕获的模拟值的数字值。数字值耦合到补偿数字滤波器256。A-Z变换可以用来把低频带和中频带AC到高频AC传递函数转换到离散时域中，并且零极点补偿对可以以无限脉冲响应滤波器实现或者以有限脉冲响应滤波器近似。补偿数字滤波器256可以是具有滤波器接头的现场可编程门阵列(FPGA)，该滤波器接头仿真模拟补偿放大器232和相关联反馈环电路240的零极点对，其补偿失配的探针针尖电路208时间常数和横跨输入节点204的时间常数。

低频带(DC到中频带AC)和中频带AC到高频AC的传递函数的以上分析假设不存在寄生电容或电感并且输入放大器232是具有无限增益带宽的理想放大器。针对中频带AC到高频AC的方程2中的电阻元件214、230、272和276是与相应的电容元件212、274和278串联的阻尼电阻器。在这些频率(中频带AC到高频AC)下假设电容元件212、228、274和278的电导比大DC电阻元件210、226和242高得多，从而导致中频带范围传递函数是212、228、274和278的电容比的函数。

应当理解，将存在由于因电缆上的趋肤效应造成的高频损耗和寄生引起的极点以及来自系统270中的各种互连和接地线中的电感峰值的零点。输入放大器232将具有有限的带宽和非零的相位延迟。这些附加效应将需要在最终设计中被考虑并且将影响系统200的选择部件值和补偿数字滤波器256的接头值。

通过电子改变在输入放大器232中的反馈环电路240中的电阻和电容元件的寄存器值并且改变补偿数字滤波器256的滤波器接头值来实现本发明的具有补偿数字滤波器的信号采集系统200的有源补偿。探针存储器248可以被加载有与信号采集探针相关联的典型值(诸如输入电阻、衰减因子、动态范围、带宽、宿主抗性(host resistance)等等)。探针存储器248也可以在工厂校准时被加载有与该特定探针相关联的校准常数。校准常数是与输入放大器232的反馈环电路240中的现有寄存器值组合的寄存器值以及与补偿数字滤波器256的现有滤波器接头值组合的滤波器接头值。

来自信号源157的宽频内容信号在工厂校准期间被内部地提供到示波器100的至少一个信号通道。宽频内容信号作为CALREFERENCE WAVEFORM(校准参考波形)被表征并存储在示波器存储器155中。表征的波形可以是在选择的时间位置处宽频内容信号的数字化幅度值。可替换地，表征的波形可以被存储为与振幅、偏移、上升时间、过冲失常(overshoot aberration)等等相关联的时域数学表达式，其将生成CAL REFERENCE WAVEFORM的数字波形。另外的可替换方案是通过对宽频内容信号的所采集数字时域数据执行快速傅里叶变换(FFT)而在频域中表征CAL REFERENCE WAVEFORM。

示波器存储器155被加载有一系列时间特定的测量误差因子表。每个表定义离开CAL REFERENCE WAVEFORM上的参考时间位置的时间位置。每个表具有：测量误差字段，具有测量误差值记录；以及对应的测量误差因子字段，由具有反馈电路240的寄存器值记录的寄存器字段和具有补偿数字滤波器256的滤波器接头值记录的滤波器接头字段组成。可替换地，示波器存储器155可以被加载有一系列频率特定的测量误差因子表，其中宽频内容信号的数字数据已经使用FFT而被转换到频域。每个表定义CAL REFERENCE WAVEFORM上的频率位置。每个表具有测量误差字段和测量误差因子字段，其中测量误差字段的每个记录具有对应的测量误差因子字段，该测量误差因子字段具有寄存器字段中的寄存器记录和滤波器接头字段中的接头记录。另外，多个特定时间误差因子表可以被存储在示波器存储器155中。这些表包含离开参考时间的多个时间位置。这些表具有时间位置和相关联测量误差字段以及测量误差因子字段的组合。

图9A和9B示出用于校准本发明的具有补偿数字滤波器的信号采集系统200的校准过程流程图。在校准信号采集探针105之前，对没有附连信号采集探针105的信号通道执行DC信号路径补偿。在步骤300把信号采集探针105附连到示波器100的信号通道之一。示波器100在步骤302检测信号采集探针存储器248的存在并且在步骤304读取探针存储器248的内容。如果示波器100没有检测到信号采集探针存储器248的存在，则在步骤306将所附连的探针标识为传统探针。如果探针存储器248具有如在步骤308所描绘的探针校准常数，则在步骤310把探针校准常数与输入放大器232的反馈环电路240的寄存器值和补偿数字滤波器的滤波器接头值组合。

用户把信号采集探针105的另一端连接到宽频内容信号源157并且在步骤312使用显示设备135和仪器控制件(其可以包括I/O电路，诸如键盘、鼠标等等)来发起对信号通道的探针校准。示波器100在步骤314采集宽频内容信号的数字值作为CAL WAVEFORM(校准波形)。可替换地，宽频内容信号的所采集数字值可以使用FFT而被转换到频域。如在步骤316所表示的，在选择的时间或频率位置处测量所采集的CAL WAVEFORM和CAL REFERENCE WAVEFORM之间的误差值。在步骤318访问测量误差因子表，其中选择的时间或频率表与被使用的测量误差值的一个或多个选择时间或频率对应。在步骤320，测量误差因子的寄存器值和滤波器接头值分别被应用于适当反馈环寄存器的寄存器和适当补偿数字滤波器接头的接头。测量误差因子的寄存器值优选地是以下值：乘以反馈环电路240的当前寄存器值以生成新的寄存器值的值和乘以当前接头值以生成新的滤波器接头值的接头值。在步骤322，确定测量误差值是否在CAL REFERENCEWAVEFORM的最后时间或频率位置。如果校准过程不在CALREFERENCE WAVEFORM的最后时间或频率位置，则该过程返回到步骤316并且确定在下一选择的时间或频率位置处在CALWAVEFORM和CAL REFERENCE WAVEFORM之间的测量误差值。

如果校准过程已经确定了在CAL WAVEFORM和CALREFERENCE WAVEFORM之间的最后测量误差值，则如在步骤324中所示，执行宽频内容信号的数字值的新采集并且把所述数字值存储为CAL WAVEFORM。在步骤326将刚采集的CAL WAVEFORM与校准规范进行比较以确定新的CAL WAVEFORM是否在校准规范内。校准规范包括核实：CAL WAVEFORM低频补偿测量在规范内，峰间短期失常小于在与CAL REFERENCE WAVEFORM相比的设定时间跨度内的设定百分比，峰间长期失常小于在与CAL REFERENCEWAVEFORM相比的不同设定时间跨度内的设定百分比，并且上升时间在与CAL REFERENCE WAVEFORM相比的设定时间内。如果新的CAL WAVEFORM满足校准规范，则如在步骤328所示，输入放大器232的反馈环电路240的寄存器值和补偿数字滤波器256的滤波器接头值被保存用于特定探针和信号通道校准。在步骤330，通过显示设备135上的显示输出向用户通知校准过程已通过并且校准过程结束。

如果新的CAL WAVEFORM不满足校准规范，则在步骤332将校准过程的当前流逝时间与迭代时间限制值进行比较。如果校准过程的当前流逝时间没有超过迭代时间限制值，则在步骤334将新的CALREFERENCE WAVEFORM的时间或频率位置重置到开始位置并且确定CAL REFERENCE WAVEFORM和新的CAL WAVEFORM之间的测量误差值，确定测量误差因子并且将测量误差因子的寄存器值和接头值应用于输入放大器232的反馈环电路240中的多个寄存器的寄存器和补偿数字滤波器256的滤波器接头。如果校准过程的流逝时间超过迭代时间限制值，则如在步骤336中所示，反馈环电路240的初始寄存器值和补偿数字滤波器256的初始滤波器接头值被设定为相应的寄存器和接头值。初始寄存器值和滤波器接头值可以是在没有任何探针校准的情况下应用于相应反馈环电路240和补偿数字滤波器256中的寄存器和滤波器接头的初始标称值或者是在先前已经校准了探针和信号通道组合的情况下先前校准的寄存器值和滤波器接头值。在步骤338通过在显示设备135上的显示输出而向用户通知探针-通道组合的非校准状态并且校准过程结束。

参考图10，示出如在本发明的具有补偿数字滤波器的信号采集系统200中实施的衰减电路224的代表性示意图。衰减器电路224优选地是多级衰减阶梯(ladder)400，其中每个衰减级具有输入电流节点402A、402B、402C、402D、402E。在优选的实施例中，多级衰减阶梯400具有五级404A、404B、404C、404D、404E。五个衰减级仅仅是作为示例并且各种数量的级可以被实施在多级衰减阶梯400中而不偏离要求保护的发明的范围。到多级衰减阶梯400的输入电流经由BNC输入214从信号采集探针105接收。输入电流在每个衰减级404A、404B、404C、404D、404E的每个输入电流节点402A、402B、402C、402D、402E处被顺序地划分。在每个节点的电流的第一部分通过衰减开关406A、406B、406C、406D、406E耦合到输入放大器232或者耦合到地而电流的其余部分耦合到下一衰减级。例如，进入电流输入节点402A的输入电流被划分以便四分之三的电流通过第一衰减级耦合到输入放大器232或耦合到地而四分之一的电流耦合到下一衰减级404B的输入电流节点402B。进入第二衰减级404B的电流输入节点402B的四分之一电流被划分以便多级衰减阶梯400的总输入电流的十六分之三通过第二级404B耦合到输入放大器232或耦合到地而十六分之一耦合到下一衰减级404C的输入电流节点402C。进入第三衰减级404C的电流输入节点402C的十六分之一电流被划分以便多级衰减阶梯400的总输入电流的六十四分之三通过第三级404C耦合到输入放大器232的输入或耦合到地而六十四分之一耦合到下一衰减级404D的输入电流节点402D。进入输入电流节点402D的六十四分之一的电流被划分以便一半电流通过第四级404D耦合到输入放大器232的输入或耦合到地并且一半电流通过第五级404E耦合到输入放大器232的输入或耦合到地。

由用户输入的垂直增益设定由控制器125解释以用于激活以及去激活衰减开关406A、406B、406C、406D、406E。通过每个衰减级404A、404B、404C、404D、404E的电流可以被单独耦合到输入放大器232的输入或者通过多级的电流可以被组合并应用于输入放大器232的输入。当实施“地”耦合时，输入电流未耦合到输入放大器238。衰减电路224把电流缩放(scale)到输入放大器232的动态范围。

具有补偿数字滤波器的信号采集系统200的衰减器电路224的输入阻抗比现有无源电压探针的要低。如图1所示的现有技术探针的补偿盒中的补偿电路18的分路阻抗现在是信号采集系统200中的串联阻抗。与信号采集探针105和衰减电路226串联的可选择电阻-电容衰减器网络234的添加提高了输入电阻并且降低了示波器的输入电容以允许传统无源电压探针与信号采集系统200一起使用。

参考图11，示出用于实施具有补偿数字滤波器的信号采集系统200的高电压探针500的信号采集探针105的示意图。高电压探针500具有包含探针针尖电路502的探测头506。探针针尖电路502具有与串联连接的电阻元件510和512以及电容元件514、516和518并联耦合的多个串联连接的电阻元件504、506、508。探针针尖电路耦合到电阻中心导体信号电缆202的一端，其中信号电缆202的另一端经由信号电缆端接电路520耦合到分路衰减电路522和信号采集电路115之一的BNC输入204。电缆端接电路520具有同与电阻元件530串联的电阻元件526和电容元件528并联耦合的电阻元件524。分路衰减电路522具有与电容元件534并联的电阻元件532。分路衰减电路522用作具有探针针尖电路502的分压器网络的一部分。在优选的实施例中，探针针尖电路502的总串联电阻为大约40MΩ并且分路电阻元件532是1MΩ，这导致按40∶1的比进行划分并且从探针针尖电路502到输入放大器232的输出的总衰减因子为50乘以衰减电路224的选择衰减因子。探针针尖电路502和分路衰减电路522的分压器网络降低了在同轴电缆202的输出处的高电压电位以为用户提供安全因子。电阻中心导体信号电缆202具有介电和趋肤效应损耗，其可以通过电阻元件526和电容元件528与电阻元件524并联进行补偿。

本领域的技术人员将会明白，可以对本发明的上面描述的实施例的细节做出许多改变而不偏离其基本原理。例如，输入放大器232不限于反相放大器并且可以在不偏离要求保护的发明的范围的情况下使用非反相放大器。补偿数字滤波器256不需要被实施为FPGA而是作为代替可以被实施为存储在存储器155中且被控制器125访问以处理来自A/D转换器254的数字化采样的补偿算法。也应当注意，用于具有补偿数字滤波器的信号采集系统200的校准过程中的步骤不需要以如所描述和要求保护的确切次序被执行，并且步骤次序的变化可以被实施而不偏离本发明的权利要求书。本发明优选地使用寄存器来改变输入放大器232的反馈环电路240中的电阻和电容元件的电阻和电容值。然而，预期的是：具有补偿数字滤波器的信号采集系统200中的电阻和电容部件的制造容差可以在补偿数字滤波器256中被校正，并且可以不需要在反馈环电路中使用寄存器。本发明的范围因此应当仅由所附的权利要求书确定。

Claims (18)

1.一种具有补偿数字滤波器的信号采集系统，包括：

具有探针针尖电路的信号采集探针，所述探针针尖电路耦合到电阻中心导体信号电缆；

具有输入节点的信号处理仪器，所述输入节点耦合到信号采集探针的电阻中心导体信号电缆并且经由输入电路耦合到布置在信号处理仪器中的补偿系统；并且

其中信号采集探针和信号处理仪器在输入节点处具有失配的时间常数，其中补偿系统具有带有反馈环电路的输入放大器和提供零极点对的补偿数字滤波器以用于在信号采集系统频率带宽上保持平坦性。

2.如权利要求1所述的信号采集系统，其中信号处理仪器的输入电路提供电阻中心导体信号电缆的电阻和电容端接中的至少一个。

3.如权利要求1所述的具有补偿数字滤波器的信号采集系统，其中反馈环电路耦合在输入放大器的输入和输出之间。

4.如权利要求3所述的信号采集系统，其中信号处理仪器还包括信号路径，其中所述信号路径的一端耦合到输入节点而另一端耦合到邻近输入放大器的输入布置的电阻元件以形成端接的传输线。

5.如权利要求1所述的具有补偿数字滤波器的信号采集系统，其中输入放大器包括电流放大器。

6.如权利要求3所述的信号采集系统，其中反馈环电路包括电阻元件和电容元件。

7.如权利要求6所述的具有补偿数字滤波器的信号采集系统，其中输入放大器的反馈环电路还包括用于设定反馈环电路中的相应电阻和电容元件的电阻值和电容值的多个寄存器。

8.如权利要求1所述的具有补偿数字滤波器的信号采集系统，其中补偿数字滤波器还包括多个滤波器接头，其中滤波器接头的值是变化的。

9.如权利要求1所述的信号采集系统，其中输入电路还包括衰减器电路。

10.如权利要求9所述的具有补偿数字滤波器的信号采集系统，还包括布置在信号处理仪器中的开关电路，用于经由衰减器电路把信号处理仪器的输入节点选择性地耦合到补偿系统并且用于把附加衰减器电路选择性地耦合在信号处理仪器的输入节点和衰减器电路之间。

11.如权利要求1所述的具有补偿数字滤波器的信号采集系统，其中探针针尖电路还包括与电容元件并联的至少第一电阻元件。

12.如权利要求11所述的信号采集系统，其中电容元件具有在2到5皮法的范围内的电容。

13.一种用于具有补偿数字滤波器的信号采集系统的校准过程，其中采集系统具有经由信号电缆而耦合到信号处理仪器的信号采集探针，所述信号处理仪器中布置了补偿系统，并且所述补偿系统具有带有反馈环电路的输入放大器和提供零极点对的补偿数字滤波器以用于在信号采集系统频率带宽上保持平坦性，包括以下步骤：

a）使用信号采集探针和信号处理仪器来采集宽频内容信号的数字值作为校准波形；

b）在由时间位置和频率位置中的至少一个设定的波形上的共同位置处确定在存储在信号处理仪器中的宽频内容信号参考校准波形和校准波形之间的至少第一测量误差值；

c）根据至少第一测量误差值和波形上的共同位置来确定具有寄存器值和滤波器接头值中的至少一个的测量误差因子；

d）把测量误差因子应用于以下两项中的至少一项：输入放大器的反馈环电路中的多个寄存器中的适当寄存器的相应寄存器值和补偿数字滤波器中的多个接头中的滤波器接头值；

e）针对波形上的附加共同位置，重复步骤b）、c）和d）；

f）在波形上的最后共同位置处确定测量误差值和测量误差因子之后，使用信号采集探针和信号处理仪器来采集宽频内容信号的数字值作为校准波形；

g）将校准规范与在步骤f）中采集的校准波形进行比较以核实校准波形在校准规范内；

h）对于在校准规范内的校准波形，存储补偿数字滤波器的滤波器接头值和在输入放大器的反馈环电路中的至少一个中的多个寄存器中加载的寄存器值；以及

i）显示校准过程的成功结果。

14.如权利要求13所述的用于具有补偿数字滤波器的信号采集系统的校准过程，其中确定步骤b）和c）还包括以下步骤：

a）在由时间位置和频率位置中的至少一个设定的波形上的共同位置处确定在存储在信号处理仪器中的宽频内容信号参考校准波形和校准波形之间的多个第一测量误差值；以及

b）根据多个第一测量误差值和波形上的共同位置来确定具有寄存器值和滤波器接头值中的至少一个的测量误差因子。

15.如权利要求13所述的用于具有补偿数字滤波器的信号采集系统的校准过程，其中核实步骤还包括以下步骤：

a）确定校准过程是否已经超过迭代时间限制值；

b）当校准过程没有超过迭代时间限制值时，把波形上的共同位置设定为初始位置；以及

c）对于波形上的共同位置，重复权利要求13的步骤e）。

16.如权利要求15所述的用于具有补偿数字滤波器的信号采集系统的校准过程，其中核实步骤还包括以下步骤：

a）确定校准过程是否超过迭代时间限制值；

b）当校准过程超过迭代时间限制值时，存储在开始校准过程之前输入放大器的反馈环电路中的多个寄存器中的初始寄存器值和补偿数字滤波器的初始滤波器接头值；以及

b）显示校准过程的未成功结果。

17.如权利要求13所述的用于具有补偿数字滤波器的信号采集系统的校准过程，其中权利要求13的步骤a）的采集步骤还包括以下步骤：

a）把信号采集探针附连到信号处理仪器；

b）由信号处理仪器检测信号采集探针中探针存储器的存在或不存在中的至少一个；

c）当探针存储器存在时，把探针存储器的存储内容加载到信号处理仪器中；

d）检测存储在探针存储器中的探针校准常数；

e）把探针校准常数应用于补偿数字滤波器中的多个接头中的适当滤波器接头值和输入放大器的反馈环电路中的至少一个中的多个寄存器中的适当寄存器值；以及

f）当探针存储器不存在时，把信号采集探针标识为没有探针存储器。

18.如权利要求13所述的用于具有补偿数字滤波器的信号采集系统的校准过程，其中权利要求13中的步骤b）的确定步骤还包括以下步骤：

a）使用傅里叶变换把宽频内容信号校准波形的数字值转换成频域表示；以及

b）在由频率间隔设定的波形上的共同位置处确定在存储在信号处理仪器中的宽频内容信号参考校准波形的频域表示和校准波形的频域表示之间的测量误差值。